采样正交解调器

摘要

本发明的采样正交检测器，其特征在于包括：采样正交解调电路部，以输入信号的载波频率的1/n频率，对该输入信号进行采样，使被采样的该输入信号的同相成分和正交成分间的定时同步，输出大体同步的同相数字信号及正交数字信号；及群延迟差补偿器，连接在上述采样正交解调电路部的输出端子上，在上述同相数字信号及上述正交数字信号的延迟间附加差，对被解调的上述同相成分和上述正交成分间的群延迟差进行补偿。

权利要求

1.一种采样正交解调器，其特征在于包括：

采样正交解调电路部，以输入信号的载波频率的1/n频率，对该输入信号进行采样，使被采样的该输入信号的同相成分和正交成分间的定时同步，输出大体同步的同相数字信号及正交数字信号，其中，n为整数；及群延迟差补偿器，连接在上述采样正交解调电路部的输出端子上，在上述同相数字信号及上述正交数字信号的延迟间附加差，对被解调的上述同相成分和上述正交成分间的群延迟差进行补偿。

2.如权利要求1所述的采样正交解调器，其特征在于，上述采样正交解调电路部包括：本机振荡器；

连接在上述本机振荡器的输出端子上的固定移相器；

第1A/D变换器，与上述固定移相器共用连接在上述本机振荡器的输出端子上，并连接在上述采样正交解调电路部的输入端子上，以上述采样正交解调电路部的输入信号的载波频率的1/n频率，对该输入信号进行采样，输出同相数字信号；

第2A/D变换器，连接在上述固定移相器的输出端子上，并连接在上述采样正交解调电路部的输入端子上，以上述输入信号的载波频率的1/n频率，对该输入信号进行采样，输出正交数字信号；及锁存器，连接在上述本机振荡器的输出端子、上述第1A/D变换器的输出端子、及上述第2A/D变换器的输出端子上，进行从上述第1A/D变换器供给的同相数字信号和从上述第

2A/D变换器供给的正交数字信号的定时的同步。

3.如权利要求2所述的采样正交解调器，其特征在于，上述群延迟差补偿器包括：连接在上述锁存器的同相数字信号输出端子上的固定延迟器；及连接在上述锁存器的正交数字信号输出端子上的固定延迟用数字滤波器。

4.如权利要求3所述的采样正交解调器，其特征在于还包括：正交检测器，对作为上述固定延迟器的输出的同相数字信号和作为上述固定延迟用数字滤波器的输出的正交数字信号之间的正交性进行检测；及相位补偿器，连接在上述正交检测器的输出端子和上述固定延迟器及上述固定延迟用数字滤波器的输出端子之间，对上述同相数字信号和上述正交数字信号进行1次变换；

通过上述相位补偿器对上述同相数字信号和上述正交数字信号进行1次变换，对上述采样正交解调器的输出的同相成分和正交成分间的正交误差进行补偿。

5.如权利要求4所述的采样正交解调器，其特征在于，上述相位补偿器包括：输入端子连接在上述正交检测器的输出端子和上述固定延迟器的输出端子上的乘法器；及输入端子连接在上述乘法器的输出端子和上述固定延迟用数字滤波器的输出端子上的加法器。

6.如权利要求5所述的采样正交解调器，其特征在于：可以对上述群延迟差补偿器的群延迟差补偿量进行可变控制。

7.如权利要求6所述的采样正交解调器，其特征在于：根据上述正交检测器的输出，改变上述群延迟差补偿器的上述群延迟差补偿量。

说明书

采样正交解调器

[0001] 本分案申请是根据2005年1月10日递交的名称为“正交检测器、正交解调器及采样正交解调器”的发明而提出的。

技术领域

[0002] 本发明涉及数字通信中的采样正交解调器，特别涉及采用正交检测器进行正交误差补偿的采样正交解调器。

背景技术

[0003] 现有的变换增益误差的补偿方法，有以对同相信号和正交信号的振幅差进行运算、使其运算结果为0的方式，构成对同相或正交信号的振幅进行放大的反馈环的方法，(例如，参照专利文献1)。

[0004] 现有的接收机结构，有利用A/D(模拟/数字)变换器中的采样的结构(例如，参照专利文献2)。

[0005] 现有的正交误差补偿方法，有通过运算同相信号(设为I)和正交信号(设为Q)的积，求出相互相关，检测出正交度的方法(例如，参照非专利文献1)

[0006] (专利文献1)日本特开2003-258931公报

[0007] (专利文献2)日本特开2003-318759公报

[0008] ( 非 专 利 文 献 1)Behzad Razavi，“Design Consider ations for Direct-Conversion Receivers”，IEEE Transaction on Circuits and Systems II，vol.44，no.6，pp.428-435，1997年

[0009] 基于直接变换方式的接收机构成的方框图如图11所示。由天线251接收的信号，由频带选择用的带通滤波器261，除去接收的频带以外的频率成分，为改善接收机整体的噪声指数，输入到LNA(低噪声放大器)271。LNA271的输出通过频道选择用的带通滤波器262，除去所要频带以外的信号，由AGC(Automatic Gain Control)放大器281进行放大。AGC放大器281的输出，通过由本机振荡器151、固定移相器171、混频器141、142、低通滤波器132、133构成的正交解调部，变换成同相信号和正交信号。混频器142、143的输出由频道选择用的低通滤波器132、133，除去所要频带以外的频率成分。低通滤波器132、133的输出，与本机振荡器151的输出同步，由A/D(模拟/数字)变换器201、202变换成数字信号。然后，A/D变换器201、202的输出由数字信号处理器进行处理。

[0010] 另一方面，在与直接变换方式不同的接收机结构中，有专利文献2所示的方式。该方式利用A/D(模拟/数字)变换器中的辅助采样，实现正交解调。以下将该接收机结构称为采样正交解调方式。

[0011] 采样正交解调方式的方框图如图12所示。由天线251接收的信号，由频带选择用的带通滤波器261，除去接收的频带以外的频率成分，为改善接收机整体的噪声指数，输入到LNA 271。LNA 271的输出通过带通滤波器262，除去预定频带以外的频率成分，与本机振荡器152的输出一起输入到混频器141，变换载波频率。混频器141的输出通过频带选择用的带通滤波器263，除去所要频带以外的信号，由AGC放大器281进行放大。AGC放大器281的输出，通过由本机振荡器151、固定移相器171、A/D变换器201、202构成的正交解调部，变换成同相数字信号和正交数字信号。由于A/D变换器201、202的输出其采样的定时偏差1/4采样，所以为了能够进行以后的数字处理，用锁存器211进行定时的同步。然后，锁存器211的输出由数字信号处理器进行处理。

[0012] 在直接变换方式及采样正交解调方式中的正交解调中，理想的情况应该是从RF信号到同相信号和正交信号的变换增益相等、相位正交。但是，由于装置的性能有偏差，而使在变换增益及正交性上产生误差。存在着由于该误差使接收时的误码率增加的问题。

[0013] 以QPSK调制信号的接收为例，说明这一问题。图13(a)表示在变换增益上有误差时的接收信号的构象。在理想的接收中，记号配置在圆上，但是当变换增益有误差时，记号却配置在椭圆上了，在该例中，在正交信号的振幅上产生误差。图13(b)表示有正交误差时接收信号的构象。由于在有正交误差时，记号也配置在椭圆上，所以在该例中，在正交信号的振幅上产生误差。存在该误差使误码率增加的问题。

[0014] 在变换增益误差的补偿方法中，存在专利文献1中所示的方法。在该方法中，构成对同相或正交信号的振幅进行放大的反馈环，使得对同相信号和正交信号的振幅差进行运算，使其运算结果等于0。

[0015] 在正交误差的补偿方法中，存在非专利文献1中所示的方法。在该方法中，同相信号(设为I)和正交信号(设为Q)的积，用图9中所示的电路进行运算，求出

[0016] 相互相关＝E[I·Q](其中，E[]表示平均值)

[0017] 检测出正交度。图9的101表示正交检测器，121表示乘法器，131表示低通滤波器。为使上述相互相关为0，而构成控制正交解调器的移相器，进行补偿。

[0018] 在非专利文献1中所示的现有方式中，存在着同相、正交信号的相位正交度检测的收敛时间长的问题。这是因为基带信号包含直流成分及低频成分的缘故。在相位检测中，因为所需时间与频率成反比，这是本质的问题。

[0019] 在辅助采样正交解调方式中包括特有的锁存操作。通过锁存，在同相信号和正交信号之间产生群延迟差(理想是1/4采样时间)。该差导致误码率增加。但是，以前并未考虑对该群延迟差的补偿。另外，由于同相信号和正交信号间的正交性，是通过错开采样定时实现的，所以正交误差和采样定时的误差也同时产生。从而需要根据正交误差，进行可变的群延迟差补偿。

发明内容

[0020] 为了解决上述问题，本发明通过同相·正交信号的协方差，检测同相·正交信号间的相位的正交度，缩短收敛时间。

[0021] 更具体的本发明的代表例如下。即，本发明的采样正交解调器，包括：采样正交解调电路部，以输入信号的载波频率的1/n频率，对该输入信号进行采样，使被采样的该输入信号的同相成分和正交成分间的定时同步，输出大体同步的同相数字信号及正交数字信号；及群延迟差补偿器，连接在上述采样正交解调电路部的输出端子上，在上述同相数字信号及上述正交数字信号的延迟间附加差，对被解调的上述同相成分和上述正交成分间的群延迟差进行补偿。

[0022] 本发明的效果如下

[0023] 根据本发明，由于在予先除去低频成分之后再取其积，所以可以提高正交性检测的速度。

附图说明

[0024] 图1是本发明第1实施例的正交检测器的方框图。

[0025] 图2是本发明第2实施例的采用本发明的正交检测器的具有正交补偿功能的正交解调器一例的方框图。

[0026] 图3是本发明第3实施例的采用本发明的正交检测器的具有正交补偿功能的正交解调器另一例的方框图。

[0027] 图4是本发明第4实施例的采用本发明的正交检测器的具有正交补偿功能的正交解调器再又一例的方框图。

[0028] 图5是本发明第5实施例的采用本发明的群延迟差补偿的采样正交解调方式的正交解调器的方框图。

[0029] 图6是本发明第6实施例的采用本发明的群延迟差补偿和本发明的正交检测器的正交补偿的采样正交解调方式的正交解调器的方框图。

[0030] 图7是本发明第7实施例的采用本发明的可变群延迟差补偿和本发明的正交检测器的正交补偿的采样正交解调方式的正交解调器的方框图。

[0031] 图8是本发明第8实施例的采用本发明的群延迟差补偿、本发明的正交检测器的正交补偿、及变换增益误差补偿的采样正交解调方式的正交解调器的方框图。

[0032] 图9是表示正交检测器现有例的方框图。

[0033] 图10是将图8的正交检测器换成现有例的正交检测器时的方框图。

[0034] 图11是直接变换方式的接收机构成的方框图。

[0035] 图12是采样正交解调方式的接收机构成的方框图。

[0036] 图13是表示在正交解调中，有变换增益误差、正交误差时的构象变化图。

[0037] 图14是表示图8和图10的各构成中对正交误差进行补偿时的正交误差收敛图。

[0038] 图15是表示正交误差补偿时的高通滤波器的截止频率和收敛后的RMS正交误差的关系图。

[0039] 图16是表示在图8的构成中，补偿变换增益时的同相信号和正交信号比的收敛图。

具体实施方式

[0040] 本发明的正交检测器，对所输入的2个信号的协方差进行计算，根据所算出的协方差检测出该2个信号间的正交性。协方差是通过将2个信号分别输入到高通滤波器，从2个信号中除去低频成分，并使该高通滤器各自的输出在乘法器上相乘(积运算)而得到的。更严密的说，协方差是通过将乘法器的输出再输入低通滤波器，从乘法器的输出中除去高频成分而得到的。

[0041] 另外，本发明的正交检测器，根据由其本身所检测的正交性，检测2个信号间的相位误差或振幅误差。

[0042] 在对同相及正交信号的正交性进行检测的正交检测器中，用第1高通滤波器除去上述同相信号的低频成分，用第2高通滤波器除去上述正交信号的低频成分，由乘法器对上述第1及第2高通滤波器的输出进行相乘，由低通滤波器除去上述乘法器的输出的高频成分，运算算出上述同相信号和上述正交信号的协方差。

[0043] 辅助采样正交解调方式中的群延迟差(理想是1/4采样时间)，通过延迟器或具有群延迟的数字滤波器，使同相信号及正交信号延迟，通过对相同相信号和正交信号赋予延迟差进行补偿。

[0044] 另外，通过用可变延迟器使同相及正交信号的单个或两个延迟，对依存于正交误差的群延迟差进行补偿。补偿的延迟量由基于上述协方差的正交检测器的输出决定。

[0045] 上述积运算(乘法器的相乘)在统计学上与对由下式求出的变量I和变量Q的协方差进行运算是等价的。

[0046] 协方差＝E[I-E[I])(Q-E[Q])]

[0047] 众所周知，只要I和Q是不相关的，则协方差为0。而I和Q相关很强，则协方差变大。本发明的发明者们根据这一原理，独自发现了如下性质：当设信号的同相成分(I成分)为变量I、正交成分(Q成分)为变量Q时，同相成分和正交成分在完全正交的状态为所谓不相关，协方差为0，协方差随着正交度的降低而增加。而且独自发现了与相互相关一样，可以将协方差作为正交度的指标使用，还提出了将采用这一性质检测正交度的具体电路构成，作为本发明的正交检测器的方案。

[0048] 在同相及正交信号的正交性检测时，现有技术由于基于简单的相互相关，所以低频成分也进行相位检测，使相位检测的时间加长，但是以下所示本发明的各实施例，由于其构成是在予先除去低频成分之后取其积，所以可以提高正交性检测的速度。

[0049] (实施例1)

[0050] 图1是本发明第1实施例的正交检测器的方框图。101表示正交检测器，111、112表示高通滤波器，121表示乘法器，131表示低通滤波器。与图9中基于相互相关的正交检测器不同的一点是，配置了高通滤波器111、112。

[0051] 正交检测器101的构成包括：将所输入的第1信号的低频成分除去的第1高通滤波器111；将所输入的第2信号的低频成分除去的第2高通滤波器112；对第1及第2高通滤波器101、102的各输出进行相乘的乘法器121；及将乘法器121的输出的高频成分除去的低通滤波器131。根据低通滤波器131的输出，检测第1信号及第2信号间的正交性。

[0052] 输入到正交检测器101中的两个信号，通过高通滤波器除去低频成分，由乘法器121进行乘法运算。这样可得到协方差。

[0053] 由乘法器121输出所得到的协方差，由低通滤波器131除去高频成分。在乘法器121的输出中除了协方差之外，还包含作为正交度指标所不需要的由信号调制产生的高频成分。为了除去该高频成分，需要低通滤波器131。

[0054] 根据这样检测出的第1信号和第2信号间的正交性，检测第1信号和第2信号间的相位误差或振幅误差。

[0055] 根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标，与现有技术根据相互相关的情况相比，可以高速进行正交检测。

[0056] (实施例2)

[0057] 图2是表示本发明第2实施例的图是正交解调器方框图，该正交解调器采用本发明的正交检测器，具有对同相·正交信号间的正交相位的误差进行补偿的正交误差补偿电路。101、111、112、121、131与第1实施例一样，构成正交检测器。低通滤波器132、133、混频器141、142、本机振荡器151、及可变移相器161构成正交解调电路部。本实施例的正交解调器的构成包括：正交解调电路部、及输入正交解调电路的输出的正交检测部，具有根据正交检测器101的输出对正交解调电路部输出的同相成分和正交成分间的正交误差进行补偿的电路。

[0058] 正交检测部101包括：将从正交解调电路部输入的信号的同相成分的低频成分除去的第1高通滤波器111、将从正交解调电路部输入的信号的正交成分的低频成分除去的第2高通滤波器112、对第1及第2高通滤波器111、112的输出进行相乘的乘法器121、及将对乘法器121的输出的高频成分除去的低通滤波器131，根据低通滤波器131的输出，对从正交解调电路部输入的信号的同相成分和正交成分之间的正交性进行检测。根据这样检测的2个信号的正交性，将补偿了该正交误差的正交解调电路部输出作为正交解调器的输出。

[0059] 正交解调电路部的构成包括：本机振荡器151、输出正交解调电路部的输入信号的同相成分的第1混频器141、输出正交解调电路部的输入信号的正交成分的第2混频器、及连接在正交检测器101的输出端子和第1及第2混频器141、142中的某一个的输入端子之间的可变移相器161。可变移相器161根据正交检测器101的输出，改变可变移相器161的移相量，控制第1及第2混频器141、142中连接可变移相器161的输出端子的那一个混频器的输入的相位。

[0060] 本实施例的可变移相器161，其输入端子与在第1及第2混频器141、142中的某一个共用连接在本机振荡器151的输出端子上，而其输出端子连接在第1及第2混频器141、142中的另一个上，对第1及第2混频器141、142中连接了可变移相器161输出端子的那个混频器上，供给由可变移相器161控制了相位的本机振荡器151的输出。图2是表示本机振荡器151的输出端子连接在第1混频器141的输入端子上、可变相位比较器161的输出端子连接在第2混频器142的输入端子上的构成例，但是本实施例并不限于这一构成，也包括例如将本机振荡器151的输出端子和可变相位比较器161的输出端子互相置换的构成，即，可变相位比较器161的输出端子连接在第1混频器141的输入端子上、本机振荡器151的输出端子连接在第2混频器142的输入端子上的构成。

[0061] 通过本发明的正交检测器，对进行了正交解调的、从低通滤波器132、133输出的同相·正交信号间的正交性进行检测。采用所检测的信号，控制可变移相器161的移相量，并调整输入到混频器142的振荡信号的相位，对同相·正交信号间的正交性进行补偿。

[0062] 根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标，与现有技术根据相互相关的情况相比，由于可以进行高速正交检测，所以可以实现使进行了正交误差补偿的同相成分·正交成分构成的信号高速输出的正交解调器。

[0063] (实施例3)

[0064] 图3是表示本发明第3实施例的图，是正交解调器另一例的方框图，该正交解调器采用正交检测器，具有对同相·正交信号间的正交相位误差进行补偿的正交误差补偿电路。101、111、112、121、131与第1实施例一样，构成正交检测器。低通滤波器132、133、混频器
141、142、本机振荡器151、及可变移相器161构成正交解调电路部。

[0065] 本实施例的正交解调器与第2实施例一样，其构成包括：正交解调电路部、及输入正交解调电路的输出的正交检测部，具有根据正交检测器101的输出，对正交解调电路部输出的同相成分和正交成分间的正交误差进行补偿的电路。

[0066] 正交检测部101包括：将从正交解调电路部输入的信号的同相成分的低频成分除去的第1高通滤波器111、将从正交解调电路部输入的信号的正交成分的低频成分除去的第2高通滤波器112、对第1及第2高通滤波器111、112的输出进行相乘的乘法器121、及将乘法器121的输出的高频成分除去的低通滤波器131，根据低通滤波器131的输出，对从正交解调电路部输入的信号同相成分和正交成分之间的正交性进行检测。根据这样检测的2个信号的正交性，将补偿了该正交误差的正交解调电路部的输出作为正交解调器的输出。

[0067] 正交解调电路部的构成包括：本机振荡器151、输出正交解调电路部的输入信号的同相成分的第1混频器141、输出正交解调电路部的输入信号的正交成分的第2混频器142、及连接在正交检测器101的输出端子和第1及第2混频器141、142中的某一个混频器的输入端子之间的可变移相器161。可变移相器161根据正交检测器101的输出，改变可变移相器161的移相量，控制第1及第2混频器141、142中连接了可变移相器161的输出端子的那个混频器的输入的相位。

[0068] 可变移相器161，其输入端子连接在正交解调电路部的输入端子上，其输出端子连接在第1及第2混频器141、142中的某一个混频器的输入端子上，对第1及第2混频器141、142中连接了可变移相器161的输出端子的那个混频器，供给由可变移相器161控制了相位的正交解调电路部的输入信号。图3是表示正交解调电路部的输入端子连接在第1混频器141的输入端子上、可变相位比较器161的输出端子连接在第2混频器142的输入端子上的构成例，但是本实施例并不限于这一构成，也包括例如将正交解调电路部的输入端子和可变相位比较器161的输出端子相互置换的构成，即，可变相位比较器161的输出端子连接在第1混频器141的输入端子上、正交解调电路部的输入端子连接在第2混频器142的输入端子上的构成。

[0069] 通过本发明的正交检测器，对进行了正交解调的、从低通滤波器132、133输出的同相·正交信号间的正交性进行检测。采用所检测的信号，控制可变移相器161的移相量，并调整输入到混频器142的接收信号的相位，对同相·正交信号间的正交性进行补偿。

[0070] 根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标，与现有技术根据相互相关的情况相比，由于可以高速地进行正交检测，所以与第2实施例一样，可以实现使被正交误差补偿的同相成分·正交成分构成的信号高速输出的正交解调器。

[0071] (实施例4)

[0072] 图4是表示本发明第4实施例的图，是采用正交检测器的，具有对同相·正交信号间的正交相位误差进行补偿的正交误差补偿电路的正交解调器又一例的方框图。101、111、112、121、131与第1实施例一样，构成正交检测器。低通滤波器132、133、混频器141、142、本机振荡器151、及固定移相器171构成正交解调电路部。乘法器122和加法器191构成相位补偿器181。

[0073] 通过本发明的正交检测器，对被正交解调了的、从低通滤波器132、133输出的同相、正交信号间的正交性进行检测。采用所检测的信号控制相位补偿器181，对同相、正交信号间的正交性进行补偿。

[0074] 在正交解调器的正交误差有θ度时所得到的同相信号(I)、正交信号(Q)，与理想正交解调所得到的同相信号(Iideal)、正交信号(Qideal)之间，存在[数学式1]所示的关系。

[0075] [数学式1]

[0076]

[0077] 在此，如果考虑正交误差足够小，则tanθ→θ、secθ→1，所以等于[数学式2]所示的式子。

[0078] [数学式2]

[0079]

[0080] 这相当于通过对同相成分和正交成进行1次变换，补偿同相成分和正交成分间的正交误差，用电路实现这一关系的是在图4中在正交检测器101的输出端子和正交解调电路部的输出端子之间连接的相位补偿器181。此外，用图4的构成可以用反馈环实现正交补偿。

[0081] 相位补偿器181的构成包括：将其输入端子连接在正交检测器101的输出端子和正交解调电路部的同相成分输出端子(低通滤波器132的输出端子)及正交成分输出端子(低通滤波器133的输出端子)中的任一个上的乘法器122、及其输入端子连接在乘法器122的输出端子和正交解调电路部的同相成分输出端子及正交成分输出端子中的另一个上的加法器191。图4表示正交解调电路的同相成分输出端子(低通滤波器132的输出端子)连接在乘法器122的输入端子上、正交成分输出端子(低通滤波器133的输出端子)连接在加法器191的输入端子上的构成例，但是本实施例并不限于该构成，例如，也包括将正交解调电路部的正交成分输出端子和同相成分输出端子相互置换的构成，即正交成分输出端子(低通滤波器133的输出端子)连接在乘法器122的输入端子上，同相成分输出端子(低通滤波器132的输出端子)连接在加法器191的输入端子上的构成。

[0082] 根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标，与现有技术的相互相关的情况相比，可以高速进行正交检测，所以与第2及第3实施例一样，可以实现对正交误差补偿的同相成分·正交成分构成的信号进行高速输出的正交解调器。另外，可以在没有可变移相器的情况下，实现具有上述效果的正交解调器。

[0083] (实施例5)

[0084] 图5是表示本发明第5实施例的图，是具有对同相·正交信号间的群延迟差进行补偿的电路的采样正交解调方式的正交解调器(采样正交解调器)的方框图。151、171、201、202、211与图12中的构成单元一样，构成采样正交解调电路部。由固定延迟器221和固定延迟用数字滤波器291构成的群延迟差补偿器对同相·正交信号的延迟间加上差，例如补偿1/4采样时间的群延迟差。

[0085] 本实施例的采样正交解调器的构成包括：采样正交解调电路部，以输入信号的载波频率的1/n频率对该输入信号进行采样，使被采样的该输入信号的同相成分和正交成分间的定时同步，输出大体同步的同相数字信号及正交数字信号；及群延迟差补偿器，连接在采样正交解调电路部的输出端子上、在同相数字信号及正交数字信号的延迟间加上差，对解调的同相成分和正交成分间的群延迟差进行补偿。

[0086] 采样正交解调电路部包括：本机振荡器151；连接在本机振荡器151的输出端子上的固定移相器171；第1A/D变换器201，与固定移相器171共用连接在本机振荡器151的输出端子上，并连接在采样正交解调电路部的输入端子上，以采样正交解调电路部的输入信号的载波频率的1/n频率，对输入信号进行采样，输出同相数字信号；第2A/D变换器202，连接在固定移相器171的输出端子上，并连接在采样正交解调电路部的输入端子上，以输入信号的载波频率的1/n频率，对输入信号进行采样，输出正交数字信号；及锁存器211，连接在本机振荡器151的输出端子、第1A/D变换器201的输出端子、及第2A/D变换器202的输出端子上，进行从第1A/D变换器201供给的同相数字信号和从第2A/D变换器202供给的正交数字信号的定时的同步。

[0087] 群延迟差补偿器包括：连接在锁存器211的同相数字信号输出端子上的固定延迟器221；及连接在锁存器211的正交数字信号输出端子上的固定延迟用数字滤波器291。

[0088] 对同步信号和正交信号赋予的延迟量，只要其差例如是1/4采样时间的组合，则怎样组合都可以。但是，在具有小延迟时间的数字滤波器中，由于对延迟特性及振幅特性有脉动情况，所以很难用于群延迟补偿。从而，如图5中所示，使固定延迟器及固定延迟用的数字滤波器的延迟时间比1个采样大，将对同相信号和正交信号赋予的延迟量的差，例如定为1/4采样时间是比较实用的。

[0089] 采样正交器的输入信号，在由本机振荡器151、固定移相器171、及A/D变换器201、202构成的采样正交解调电路部上，变换成同相数字信号及正交数字信号。第1及第2A/D变换器201、202的输出，由于采样定时例如错开1/4采样，所以为了可以进行以后的数字处理，而用锁存器211进行定时的同步。然后，锁存器211的输出由数字信号处理器进行处理。
在输入锁存器211的输出的群延迟差补偿器上，通过对同相信号及正交信号的延迟间加上差，对解调的信号同步成分和正交成分间的预定时间(例如1/4采样时间)的群延迟差进行补偿。以上的构成可以进行对采样正交解调器的同相·正交信号间的群延迟差的补偿。

[0090] 根据本实施例，可以进行采样正交解调方式中的同相·正交信号间的群延迟差的补偿。另外，采样正交解调方式中的群延迟差的影响，在使GMSK调制波以记号速率的8倍的频率工作的A/D变换器上接收时，EVM(Error Vector Magnitude)为2.6％，但是根据本实施例可以对该EVM进行补偿。

[0091] (实施例6)

[0092] 图6是表示本发明第6实施例的图，是具有对同相·正交信号间的群延迟差和正交误差大体同时进行补偿的电路的正交解调器的方框图。151、171、201、202、211、221、291与图5中的构成单元一样，构成具有群延迟差补偿功能的采样正交解调方式的正交解调器(采样正交解调器)。101、111、112、121、131、122、181、191与第4实施例一样，构成具有正交检测器和相位补偿器的正交误差补偿器。

[0093] 本实施例的采样正交解调器，除了第5实施例的构成之外，其构成还包括：正交检测器101，对作为固定延迟器221的输出的同相数字信号和作为固定延迟用数字滤波器291的输出的正交数字信号间的正交性进行检测；及相位补偿器181，连接在正交检测器101的输出端子和固定延迟器221及固定延迟用数字滤波器291的输出端子之间，对同相数字信号和正交数字信号进行1次变换。通过相位补偿器181对同相数字信号和正交数字信号进行1次变换，对采样正交解调器输出的同相成分和正交成分间的正交误差进行补偿。

[0094] 相位补偿器181包括：其输入端子连接在正交检测器101的输出端子和固定延迟器221的输出端子上的乘法器122；及其输入端子连接在乘法器122的输出端子和固定延迟用数字滤波器291的输出端子上的加法器191。

[0095] 根据本实施例，如图6所示，可以大体同时对群延迟差和正交误差进行补偿。另外，由于这些补偿全部由数字处理进行，所以可以集中在一个DSP(Digital Signal Processor)内。与模拟处理不同，还可很容易地对各电路常数分别进行设定。

[0096] (实施例7)

[0097] 图7是表示本发明第7实施例的图，是在采样正交解调方式中、具有大体同时对同相·正交信号间的群延迟差和正交误差进行补偿的电路的采样正交解调的方框图。在该实施例中，补偿到依存于正交误差的群延迟差。与图6不同点只是，图6中的固定延迟用的数字滤波器291，在图7中置换成可变延迟器231，根据正交检测器101的输出，控制延迟量。

[0098] 可变延迟器可按下述构成。首先，设定延迟通过数字滤波器赋予，予先设计正交误差和数字滤波器的抽头(tap)系数间对应关系。在对其进行补偿的正交误差范围上进行，作出对应表，存在存储器中。在实际操作时，根据所输入的正交误差的值，检索对应表，读出抽头系数，在数字滤波器上设定该抽头系数，就可以得到期望的群延迟特性。

[0099] (实施例8)

[0100] 图8是表示本发明第8实施例的图，是在采样正交解调方式中、具有大体同时对同相·正交信号间的群延迟差、正交误差、及变换增益误差进行补偿的电路的采样正交解调的方框图。图8的构成是在图7中增加了乘法器123、低频滤波器132、加法器192、及振幅二次方运算器241、242。

[0101] 通过由加法器192运算振幅二次方运算器241、242的输出之差，对同相信号和正交信号的变换增益的差进行检测。在加法器192的输出中，由于包含因信号调制产生的变动，所以通过低通滤波器132将其除去，根据其结果对正交成分进行放大。这样进行补偿，使同相信号和正交信号的变换增益一致。

[0102] 为了观察正交误差补偿的收敛，采用将载波频率定为A/D变换器201、202工作频率的8倍的GMSK调制波进行了模拟。为了与现有正交检测器进行比较，与图10中所示的方框图一起进行了模拟。图10除了没有带通滤波器111、112之外，与同8相同。即，图10中正交检测采用了根据相互相关的现有方式。正交误差的初始值在赋予10度时的结果如图14所示。

[0103] 在根据相互相关的现有方式中，收敛后的RMS(Root-Mean-Square)正交误差为3.4度，与其相比较，基于协方差的本发明的方式，收敛后的RMS正交误差可控制在0.3度内，可以确认本发明的效果。

[0104] 图15是在相同条件下，求出高通滤波器111、112的截止频率的RMS正交误差关系的图。横轴为用调制频率进行标准化的截止频率，纵轴为收敛后的RMS正交误差。还考虑了使反馈环的环增益变化，收敛所需时间常数的不同。在高通滤波器上采用了1次IIR(Infinite Impulse Response)滤波器。作为参考，还一起表示了用现有方式进行补偿时的RMS正交误差。

[0105] 对于GMSK调制波，将高通滤波器的截止频率设定为调制频率的0.5倍到0.6倍，可以得到最佳的结果。但是，该结果随采用调制方式的不同而不同。在接收多种调制方式的信号的接收机中，根据接收的信号调制方式不同，需要变更高通滤波器的截止频率。如图8中所示，如果用数字电路构成本发明的正交检测器，则可以灵活变更截止频率。

[0106] 图16是表示变换增益误差补偿收敛的图。变换增益误差的初始值，赋予了同相·正交信号间的振幅比为1.2。可以确认收敛后的误差可控制在±1％内。