一种低电压低噪声宽带混频器

摘要

一种低电压低噪声宽带混频器，设有跨导单元、巴伦单元、开关单元、负载单元以及缓冲单元电路，其特征在于：跨导单元采用栅极串联电感的共栅结构，单端输入射频信号直接输入至跨导单元经放大后输出至巴伦单元将单端射频信号转换为差分射频信号后输出至开关单元；本振信号输入至另一巴伦单元将单端信号转换为差分信号后亦输出至开关单元；开关单元将输入的差分本振信号与差分射频信号相乘，产生差分中频信号，再经负载及缓冲单元后，输出单端中频信号。

权利要求

1.一种低电压低噪声宽带混频器，设有跨导单元、巴伦单元、开关单元、负载单元以及缓冲单元电路，其特征在于：跨导单元采用栅极串联电感的共栅结构，单端输入射频信号直接输入至跨导单元经放大后输出至巴伦单元将单端射频信号转换为差分射频信号后输出至开关单元；本振信号输入至另一巴伦单元将单端信号转换为差分信号后亦输出至开关单元；开关单元将输入的差分本振信号与差分射频信号相乘，产生差分中频信号，再经负载及缓冲单元后，输出单端中频信号；其中：跨导单元设有MOS管M1以及一个电容、一个电感和一个电流源；开关单元设有MOS管M2、M3、M4及M5；负载单元设有两个电阻；缓冲单元设有MOS管M6和M7；电路的连接关系如下：单端射频信号连接跨导单元MOS管M1的源极并通过电流源接地，MOS管M1的栅极串联电感后连接到偏置电压，同时MOS管M1的栅极还串联电容后接地，MOS管M1的漏极连接巴伦单元之初级线圈的一端，初级线圈的另一端连接电源VDD，次级线圈正相射频信号端与开关单元MOS管M2、M3的源极连接在一起，次级线圈的反相射频信号端与开关单元MOS管M4、M5的源极连接在一起，次级线圈中心抽头接地；本振信号连接另一巴伦单元之初级线圈的一端，初级线圈的另一端接地，次级线圈正相本振信号端与开关单元MOS管M2及M5的栅极连接在一起，次级线圈的反相本振信号端与开关单元MOS管M3及M4的栅极连接在一起，次级线圈中心抽头连接另一偏置电压；负载单元中两个电阻的一端均与电源VDD连接，两个电阻的另一端分别与开关单元MOS管M2、M4的漏极及MOS管M3、M5的漏极连接在一起；缓冲单元MOS管M6的栅极通过耦合电容与开关单元MOS管M2、M4的漏极连接在一起，MOS管M6的漏极连接电源VDD，MOS管M6的源极与MOS管M7的漏极连接在一起并与输出端口连接，MOS管M7的栅极通过另一耦合电容与开关单元MOS管M3、M5的漏极连接在一起，MOS管M7的源极接地。

2.根据权利要求1所述的低电压低噪声宽带混频器，其特征在于：跨导单元MOS管M1源极所连接之电流源采用MOS管M8来实现，MOS管M8的栅极接第三偏置电压，MOS管M8的源极接地，MOS管M8的漏极接单端射频信号。

3.根据权利要求1所述的低电压低噪声宽带混频器，其特征在于：跨导单元MOS管M1源极所连接之电流源采用另一电感来实现，此电感一端接输入单端射频信号，另一端接地。

4.根据权利要求1或2或3所述的低电压低噪声宽带混频器，其特征在于：在与跨导单元MOS管M1的漏极相连接的巴伦单元之初级线圈两端之间设置并联电容，该并联电容与巴伦单元的初级线圈形成并联谐振。

5.根据权利要求1或2或3所述的低电压低噪声宽带混频器，其特征在于：跨导单元MOS管M1的漏极通过第三电感连接到电源VDD，巴伦单元之初级线圈一端通过第三耦合电容连接跨导单元MOS管M1的漏极，初级线圈另一端接地。

说明书

一种低电压低噪声宽带混频器

技术领域

[0001] 本发明涉及宽带混频器，尤其是一种低电压低噪声宽带混频器，采用MOS工艺，在毫米波电路中具有较大优势，设计结构简单，在改善噪声性能与线性度同时，将功耗降低一半，且具有较大的增益带宽与输入匹配带宽。

背景技术

[0002] 1968年Barrie Gilbert首次提出吉尔伯特双平衡乘法器结构，并广泛地应用于混频器中(以下称“吉尔伯特混频器”)，其电路方框图及电路原理分别如图1、图2所示，射频信号RF通过巴伦将单端信号转换为差分信号RF+和RF-，分别连接跨导单元共源结构MOS管Q1和Q2的栅极，MOS管Q1、Q2将输入射频电压信号转换为射频电流信号。本振信号LO通过巴伦将单端信号转换为差分信号LO+与LO-，分别连接开关单元MOS管的栅极。开关单元由MOS管Q3、Q4、Q5、Q6组成，开关单元MOS管的漏极输出中频差分信号，其中MOS管Q3、Q5的漏极输出正相中频信号IF+，MOS管Q4、Q6的漏极输出反相中频信号IF-。但由于自身结构的原因，吉尔伯特混频器存在以下缺点：

[0003] 第一是输入匹配，在MOS工艺中，射频差分信号直接连接跨导单元MOS管Q1、Q2的栅极，栅极的高阻抗特性不利于匹配到50Ω，尤其在宽带结构设计中匹配更加困难；

[0004] 第二是噪声，在混频器的设计中，跨导单元MOS管Q1、Q2需要大电流以优化沟道噪声，而开关单元MOS管Q3、Q4、Q5、Q6需要适中的小电流以降低开关噪声，两者形成一对矛盾。采用电流注入的方法可以一定程度上缓解两者矛盾，但增加了设计的复杂性，而且电流注入电路本身会不可避免地引入额外的噪声。因此吉尔伯特混频器的噪声较大，通常单边带噪声系数会大于9dB。

[0005] 第三是工作电压，传统吉尔伯特混频器需要跨导单元MOS管Q1、Q2、开关单元MOS管Q3、Q4、Q5、Q6和负载三层叠加以复用电流，甚至跨导单元需要添加尾电流源IEE，因此传统吉尔伯特混频器不利于低电压工作，尤其在深亚微米MOS工艺中，低电压使得设计工作更加困难；

[0006] 最后是线性度，影响混频器线性度的主要因素是跨导单元MOS管Q1、Q2的栅源电压VGS、漏源电压VDS和负载上的电压摆幅。由于跨导单元、开关单元和负载单元采用叠层结构以复用电流，导致跨导单元MOS管Q1、Q2的漏源电压VDS比较小，同时负载上获得的电压摆幅也比较小，所以传统吉尔伯特混频器的线性度受到限制。

发明内容

[0007] 本发明的目的是为克服现有技术之不足，提供一种低电压低噪声宽带混频器，采用的技术方案是：一种低电压低噪声宽带混频器，设有跨导单元、巴伦单元、开关单元、负载单元以及缓冲单元电路，其特征在于：跨导单元采用栅极串联电感的共栅结构，单端输入射频信号直接输入至跨导单元经放大后输出至巴伦单元将单端射频信号转换为差分射频信号后输出至开关单元；本振信号输入至另一巴伦单元将单端信号转换为差分信号后亦输出至开关单元；开关单元将输入的差分本振信号与差分射频信号相乘，产生差分中频信号，再经负载及缓冲单元后，输出单端中频信号；其中：跨导单元设有MOS管M1以及一个电容、一个电感和一个电流源；开关单元设有MOS管M2、M3、M4及M5；负载单元设有两个电阻；缓冲单元设有MOS管M6和M7；电路的连接关系如下：

[0008] 单端射频信号连接跨导单元MOS管M1的源极并通过电流源接地，MOS管M1的栅极串联电感后连接到偏置电压，同时MOS管M1的栅极还串联电容后接地，MOS管M1的漏极连接巴伦单元之初级线圈的一端，初级线圈的另一端连接电源VDD，次级线圈正相射频信号端与开关单元MOS管M2、M3的源极连接在一起，次级线圈的反相射频信号端与开关单元MOS管M4、M5的源极连接在一起，次级线圈中心抽头接地；本振信号连接另一巴伦单元之初级线圈的一端，初级线圈的另一端接地，次级线圈正相本振信号端与开关单元MOS管M2及M5的栅极连接在一起，次级线圈的反相本振信号端与开关单元MOS管M3及M4的栅极连接在一起，次级线圈中心抽头连接另一偏置电压；负载单元中两个电阻的一端均与电源VDD连接，两个电阻的另一端分别与开关单元MOS管M2、M4的漏极及MOS管M3、M5的漏极连接在一起；缓冲单元MOS管M6的栅极通过耦合电容与开关单元MOS管M2、M4的漏极连接在一起，MOS管M6的漏极连接电源VDD，MOS管M6的源极与MOS管M7的漏极连接在一起并与输出端口连接，MOS管M7的栅极通过另一耦合电容与开关单元MOS管M3、M5的漏极连接在一起，MOS管M7的源极接地。

[0009] 所说跨导单元MOS管M1源极所连接之电流源可采用MOS管M8来实现，MOS管M8的栅极接第三偏置电压，MOS管M8的源极接地，MOS管M8的漏极接单端射频信号。

[0010] 所说跨导单元MOS管M1源极所连接之电流源也可采用另一电感来实现，此电感一端接输入单端射频信号，另一端接地。

[0011] 上述电路还可有以下实施结构：

[0012] 在与跨导单元MOS管M1的漏极相连接的巴伦单元之初级线圈两端之间，可设置并联电容，该电容与巴伦的初级线圈形成并联谐振。

[0013] 跨导单元MOS管M1的漏极通过另一电感连接到电源VDD，与跨导单元MOS管M1的漏极相连接的巴伦单元之初级线圈一端通过另一电容连接MOS管M1的漏极，初级线圈另一端接地。

[0014] 本发明的优点及显著效果：

[0015] (1)在毫米波混频器设计中，如何在低功耗下提高增益与带宽一直是设计难题。在现有设计中增益与带宽的提高主要是通过功耗来换取。本发明采用栅极串联电感的共栅结构跨导放大器以大幅度提高带宽。在相同MOS管尺寸和工作电流的情况下，与采用共源结构跨导混频器相比较，增益带宽得到大幅度提高，见图5。

[0016] (2)传统共源结构跨导的输入宽带匹配比较困难，若采用无源LC匹配网络实现，则需要多级无源网络级联，会占用很大的芯片面积；若采用带电阻的无源LC匹配网络实现，则会引入大的损耗和噪声。在本发明中，输入的单端射频信号直接连接MOS管M1的源极，输入阻抗约为1/gm，可以方便的实现宽带50Ω阻抗匹配。同时MOS管M1栅极串联电感具有改善宽带匹配的功能。

[0017] (3)本发明的跨导单元由于采用单端输入，相对于差分结构，噪声性能会得到改善，而且MOS管M1栅极的电感可以优化高频噪声。另外，由于跨导管与开关管可以独立进行偏置，这样可以使跨导管工作在大的直流电流下以优化沟道噪声，同时使开关管工作在适中的小电流下以优化开关噪声，所以本发明噪声性能可以获得大幅度改善。

[0018] (4)随着工艺进入深亚微米时代，芯片工作电压会不断降低，相对于叠层结构，本发明所需要的工作电压更低。

[0019] (5)在相同工作电压的情况下，本发明的线性度优于叠层结构，因为跨导管M1可以获得更大的漏源电压Vds，而负载所得的电压摆幅可以更大，所以本发明可以得到更好的线性度。

[0020] (6)本发明电路的外部端口均为单端口，但是内部仍然是双平衡结构，保持了双平衡结构的诸多优点，如端口隔离等。

附图说明

[0021] 图1是传统吉尔伯特混频器的电路方框图；

[0022] 图2是传统吉尔伯特混频器的电路原理图；

[0023] 图3是本发明混频器的电路方框图；

[0024] 图4是本发明混频器的电路原理图；

[0025] 图5是跨导单元采用共源结构(CS)、共栅结构(CG)和本发明栅极串联电感的共栅结构(CG with L)的变频增益曲线比较；

[0026] 图6-图9是本发明图4电路的其他4种实施方式电路原理图。

具体实施方式

[0027] 参看图3、4，本振信号L0连接巴伦单元电路Balun_2之初级线圈的一端，初级线圈的另一端接地，次级线圈正相本振信号端L0+与开关单元3的MOS管M2及M5的栅极连接在一起，次级线圈的反相本振信号端L0-与开关单元3的MOS管M3及M4的栅极连接在一起，次级线圈中心抽头连接偏置电压Vbias2；与传统吉尔伯特混频器相比，本发明单端输入射频信号RF直接输入至跨导单元1后再至巴伦Balun_1，跨导单元1采用栅极串联电感(也可以用传输线代替电感)的共栅结构，共栅管M1栅极串联电感L1后连接到偏置电压Vbias1，同时M1栅极串联电容Cp后连接到地。电路内部采用无源巴伦。输入单端射频信号直接连接跨导单元MOS管M1的源极，经过共栅管M1放大后，从M1的漏极流入巴伦Balun_1初级线圈的一端，巴伦Balun_1初级线圈的另一端连接电源VDD，单端射频信号通过巴伦Balun_1后转换为差分射频信号，巴伦Balun_1次级线圈的一端(正相射频信号RF+)连接开关单元3的MOS管M2及M3的源极，巴伦Balun_1次级线圈的另一端(反相射频信号RF-)连接开关单元3的MOS管M4及M5的源极。巴伦Balun_2初级线圈的一端连接本振信号，巴伦Balun_2初级线圈的另一端连接地。巴伦Balun_2次级线圈的一端(正相本振信号LO+)连接开关管M2及M4的栅极。巴伦Balun_2次级线圈的另一端(反相本振信号LO-)连接开关管M3及M5的栅极。在开关单元的M2-M5四个开关管中，差分本振信号与差分射频信号相乘，在开关单元MOS管的漏极得到差分中频信号。负载单元5中，R1的一端连接开关单元MOS管M2及M4的漏极，R1的另一端连接电源VDD。R2的一端连接开关单元MOS管M3及M5的漏极，R2的另一端连接电源VDD。开关单元MOS管漏极得到的差分中频信号为电流信号，经过负载电阻R1、R2后转换为电压信号，其中正相中频信号IF+通过耦合电容C1后连接到缓冲单元6中共漏结构MOS管M6的栅极，反相中频信号IF-通过另一耦合电容C2后连接到共源结构MOS管M7的栅极，两路信号在输出端叠加。

[0028] 本发明跨导单元采用栅极串联电感L1的共栅结构放大器。共栅管M1栅极串联的电感L1可以拓展带宽、降低噪声、改善匹配。共栅管M1源极呈现的阻抗约为1/gm，便于实现输入宽带匹配。巴伦Balun_1的初级线圈一端连接共栅管M1的漏极，另一端连接电源VDD。这种连接方法的优点在于：①巴伦初级线圈为共栅管M1提供直流偏置而不产生直流压降，因此共栅管M1漏源端可以获得接近VDD的直流电压，在改善跨导单元线性度同时，有效地解决了深亚微米低电压工作的问题。②巴伦的次级线圈连接开关单元MOS管的源极，因此巴伦的等效输入阻抗远小于共栅管M1的输出阻抗rds，所以巴伦初级线圈能够从共栅管M1漏极获得最大输出电流。③巴伦初级线圈不会引入额外的热噪声。由于巴伦Balun_1的次级线圈与开关单元晶MOS体管M2、M3、M4、M5的源极直接耦合，巴伦次级线圈的中心抽头接地，使得开关单元直流通路与跨导单元直流通路相互独立。这样做的优点在于：①具备了折叠结构的优点，即开关单元与跨导单元的直流通路相互独立。跨导可以工作在大电流以改善沟道噪声、提高变频增益及拓展带宽。开关单元可以工作在适中的小电流以改善开关噪声、增益和线性度。②克服了折叠结构的缺点，因为折叠结构需要额外的电流源，而本发明采用片内巴伦进行单转双的同时，实现了折叠结构中的电流源，并不需要额外器件。③巴伦次级线圈的等效电感可以对混频器的增益产生峰化作用，这一点已有文献论证。缓冲单元MOS管M6、M7采用电流复用共源共漏放大器，在将差分中频信号转换为单端中频信号的同时，实现输出宽带匹配。

[0029] 图5分别对跨导单元采用共源结构(CS)、共栅结构(CG)和本发明栅极串联电感的共栅结构(CG with L)的变频增益曲线进行比较。可以看出采用栅极串联电感的共栅结构(CG with L)的变频增益具有更高的带宽。

[0030] 参看图7，图4中的跨导单元电流源I1可采用MOS管M8来实现，这样可以节省芯片面积。MOS管M8的栅极接偏置电压Vbias3，MOS管的源极接地，MOS管M8的漏极接输入单端射频信号RF；

[0031] 参看图8，图4中的跨导单元电流源I1也可采用电感L2来实现，L2一端接输入单端射频信号RF，另一端接地，这样不会引入噪声，同时不产生直流压降，有利于低电压工作。

[0032] 参看图6，在图4、7、8中，巴伦balun_1的初级线圈可并联电容Cr，电容Cr与巴伦balun_1的初级线圈形成并联谐振，通过调节并联谐振点，可以提高增益与带宽。

[0033] 参看图9，在图4、7、8中，跨导单元共栅管M1的漏极也可通过电感L3连接到电源VDD。巴伦balun_1初级线圈的一端通过耦合电容C3交流连接到共栅管M1的漏极，初级线圈另一端接地。

[0034] 本发明电路元件取值视工作频率范围、增益等而定，如工作频率在30-60GHz的时候，L1取值可我50pH-500pH；Cp取值＜36fF。