在利用交替偏振的通信系统中用于偏振模色散补偿器的反馈信号的生成

摘要

本发明涉及一种用于生成用于调节在利用了交替偏振的传输系统中的偏振模色散补偿器(PMDC，21)的反馈信号的方法。通过测量在特定射频处的光信号(33)的射频调制的频谱分量来确定第一信号(37)。优选地，所述射频基本上对应于所述光信号(33)的半符号率。还通过将所述光信号(33)耦合进入在其臂(51，54)之间具有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍的时延的时延线干涉仪(DLI，50)来确定第二信号(35)。在所述DLI(50)的下游处对信号进行光电转换。在所述光电转换的下游处执行强度测量。接着合并所述第一信号(37)以及所述第二信号(35)，从而生成反馈信号(28)。

权利要求

1.一种用于生成反馈信号(28)的方法，所述反馈信号(28)用于调节偏振模色散补偿器(21)并且所述反馈信号(28)基于交替偏振光信号(33)，所述交替偏振光信号位于所述补偿器(21)的下游，所述方法包括以下步骤：通过测量在特定射频处的交替偏振光信号(33)的射频调制的频谱分量，或者测量在特定射频处的、基于所述交替偏振光信号(33)的信号的射频调制的频谱分量，来确定第一信号(37)；

通过将所述交替偏振光信号(33)耦合进入在其臂(51，54)之间提供有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍的时延的时延线干涉仪(50)，通过在所述时延线干涉仪(50)的下游处的光电转换，以及通过在所述光电转换的下游处的强度测量，来确定第二信号(35)；以及合并所述第一信号(37)以及所述第二信号(35)，从而生成所述反馈信号(28)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述射频对应于所述交替偏振光信号(33)的半符号率。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述时延基本上对应于所述符号周期。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述确定第一信号(37)的步骤包括：基于所述交替偏振光信号(33)进行光电转换；

在光电转换之后对电信号进行带通滤波，使得带通滤波的中心频率对应于所述射频；

在带通滤波之后进行信号的强度测量。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述时延线干涉仪(50)输出两个输出信号并且利用平衡光电检测器(52)执行光电转换。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述合并步骤包括：对所述第一信号(37)和所述第二信号(35)进行求和。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述交替偏振光信号(33)为归零信号。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述交替偏振光信号(33)为差分相移键控信号。

9.一种用于对偏振模色散补偿器(21)进行适配的方法，所述方法包括以下步骤：根据前述任意一个权利要求所述的方法生成反馈信号(28)；以及基于所述反馈信号(28)，确定用于控制偏振模色散补偿器(21)的至少一个控制信号(30，31)。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述方法使得所述反馈信号(28)最小化。

11.一种用于生成反馈信号(28)的设备(27)，所述反馈信号(28)用于调节偏振模色散补偿器(21)并且所述反馈信号(28)基于交替偏振光信号(33)，所述交替偏振光信号位于所述补偿器(21)的下游，所述设备包括：用于确定第一信号(37)的第一确定装置(36)，其中所述第一确定装置(36)被配置为：在特定射频处测量交替偏振光信号(33)的射频调制的频谱分量，或者测量基于所述交替偏振光信号(33)的信号的射频调制的频谱分量；

用于确定第二信号(35)的第二确定装置(34)，其中所述第二确定装置(34)包括：在其臂(51，54)之间提供有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍的时延的时延线干涉仪(50)，所述交替偏振光信号(33)耦合进入所述时延线干涉仪(50)；

在所述时延线干涉仪(50)下游处的光电检测器(52)；以及用于在所述光电检测器(52)下游处进行强度测量的装置(53)；以及被配置用于合并所述第一信号(37)以及所述第二信号(35)从而生成所述反馈信号(28)的装置(38)。

12.根据权利要求11所述的设备，其中

所述射频对应于所述交替偏振光信号(33)的半符号率；

所述时延线干涉仪(50)具有两个输出端口并且所述光电检测器(52)为平衡光电检测器，以及其中所述第一确定装置(36)包括：

光电检测器(40)；以及

在所述光电检测器(40)下游的具有对应于所述射频的中心频率的电学带通滤波器(41)。

13.一种偏振模色散补偿器单元(20)，包括：光学偏振模色散补偿器(21)；

在所述补偿器(21)下游处的根据权利要求11所述的用于生成反馈信号(28)的设备(27)；以及用于基于所述反馈信号(28)获得用于控制所述补偿器(21)的至少一个控制信号(30，

31)的装置(29)。

14.一种用于补偿偏振模色散的方法，所述方法包括以下步骤：将所接收到的交替偏振光信号耦合到偏振模色散补偿器(21)中；

基于所述补偿器的下游的交替偏振光信号(33)生成反馈信号(28)，其中所述反馈信号(28)通过以下步骤得以确定：将在所述补偿器(21)的下游处的所述交替偏振光信号(33)耦合进入在其臂(51，54)之间提供有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍的时延的时延线干涉仪(50)，在所述时延线干涉仪(50)的下游处的光电转换，以及在所述光电转换的下游处的强度测量；以及

基于所述反馈信号(28)，确定用于控制所述偏振模色散补偿器(21)的至少一个控制信号(30，31)，其中在所述偏振模色散补偿器(21)的上游处执行偏振扰频。

15.一种用于补偿偏振模色散的系统，所述系统包括：偏振扰频器(61)；

在所述偏振扰频器(61)下游处的光学偏振模色散补偿器(21)，其被配置用于接收交替偏振光信号；

在所述补偿器(21)下游处的用于生成反馈信号(28)的设备(27)，其中所述设备包括：在其臂(51，54)之间提供有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍的时延的时延线干涉仪(50)，其中在所述补偿器(21)下游处的交替偏振光信号(33)被耦合进入所述时延线干涉仪(50)，在所述时延线干涉仪(50)下游处的光电检测器(52)；以及用于在所述光电检测器(52)下游处进行强度测量的装置(53)；以及用于基于所述反馈信号(28)获得用于控制所述补偿器(21)的至少一个控制信号(30，

31)的装置(29)。

说明书

在利用交替偏振的通信系统中用于偏振模色散补偿器的反

馈信号的生成

技术领域

[0001] 本发明涉及在光学通信系统中的偏振模色散(PMD)补偿，特别地涉及用于调节在利用了交替偏振(Apol)格式的通信系统中的偏振模色散补偿器(PMDC)的反馈信号的生成。

背景技术

[0002] 随着信道传输率(特别地在40Gbps以及其上的情况下)的增加，PMD使得信号质量严重地降级。PMD的成因在于光纤展现出对应于具有不同行进速度的两个主偏振态(PSP)的两个正交主轴。和一个主轴对准的信号的第一部分以与和另一个主轴对准的信号的第二部分不同的速度传播。因此两个部分沿着光纤分离，从而扩展了信号脉冲并且导致在相续的符号之间的信号干扰(也称为ISI-符号间干扰)。在信号的两个部分之间的时延由差分群时延(DGD)来表征，其与行进距离的平方根成比例。

[0003] 偏振模色散补偿器(PMDC)可以用在接收机的上游从而对于光纤引起的PMD进行补偿。这种PMDC由反馈回路控制。从PMDC的下游(即，在补偿之后)的光信号来获得反馈信号。这种反馈信号给出了关于当前PMDC补偿度的指示。基于所述反馈信号，对PMDC的一个或更多个参数进行适配用于改善补偿。已知有各种用于生成反馈信号的方法：一个选择是基于偏振度(DOP)的反馈信号，其中DOP指示光束被偏振的部分。一种备选是基于测量载波调制的RF-频谱的部分的反馈信号。此处，反馈信号可以基于一个或更多个频谱线。根据另一备选，还可能监控所接收到的眼(例如，眼开)并且将该信息用作眼监控器反馈信号。备选地，由FEC(前向纠错)算法生成的误差信号可以被用作反馈信号。后两种方法的缺陷在于其要求具有时钟和数据恢复的完整的接收机，在后一种方法中还需要FEC单元。在将额外的接收机专用于此目的的情况下，成本增加了。在没有使用额外的接收机但是从PMDC下游处的接收机获得反馈信号的情况下，PMDC的灵活性降低了，因为其不能再被用作独立的设备。

[0004] 为了增进对于信道内非线性效应的容忍性，特别是在高数据率(例如40/43Gbps-每秒千兆比特)的情况下，可以采用交替偏振(Apol)调制格式，其针对每一个符号利用了交替偏振，即，相邻的符号具有正交偏振。对于40/43Gbps数据率来说非常有优势的调制格式为Apol RZ DPSK(归零差分相移键控)。

[0005] 由于Apol调制格式中的交替偏振，在利用了Apol调制的传输系统中生成针对PMDC的反馈信号更为困难。

[0006] 对于Apol调制，由于Apol信号为固有地消偏振，因此使用DOP作为反馈并不合适。

[0007] 在Apol调制的情况下，通过监控射频(RF)频谱线的强度来生成反馈信号同样具有问题。当以半符号率(即，在40/43Gbps Apol RZ DPSK的情况下为20/21.5GHz)对RF-音码进行测量时，在光的交替偏振脉冲以相对于光纤主轴45°的偏振偏移被发射时，即两个交替偏振中的一个偏振具有相较于光纤主轴中的一个而言具有45°偏移时，这种反馈信号为“盲”的。对于45°发射，反馈信号并不依赖于剩余DGD(即未补偿的DGD)而改变并且因此并不提供任何关于当前补偿度的信息。

[0008] 用以克服当监控RF频谱线的强度时的这个问题的一个解决方案是如同在提交于2008年10月15日的、题为“Apparatus and method for compensating polarization mode dispersion”的申请PCT/FR2008/051865中所讨论的利用快速偏振扰频器(通常在发射机处)。这种偏振扰频器改变主轴之间的分束比从而生成在所有偏振态上(即，对于所有发射的偏振偏移)的平均反馈信号。典型地，使用远远高于1MHz的扰频器频率。

发明内容

[0009] 本发明的目的在于提供一种用于生成用于调节在Apol通信系统中的偏振模色散补偿器的反馈信号的可供选择的方法。

[0010] 该目的通过独立权利要求的主题来实现。

[0011] 下面讨论用以克服该问题的第一解决方案。

[0012] 第一解决方案的第一方面涉及一种用于生成用于调节PMDC的反馈信号的方法。所述反馈信号基于在所述PMDC下游的Apol光信号(例如由光分路器获得的信号)。例如，所述Apol信号为相位调制信号(例如，PSK、DPSK、QPSK、DQPSK)。根据该方法，通过测量光信号在特定射频的RF调制的频谱分量(特别地通过测量频谱分量的强度)来确定第一信号。还可能测量基于所述光信号的信号的RF调制(例如从所述光信号获得的光信号的RF调制)的频谱分量。优选地，射频基本上对应于光信号的半符号率(即，在40/43Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下为20/21.5GHz)。可选地，射频可以对应于符号率的1.5倍(即，在
40Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下为60GHz)或是符号率的2.5倍，或是半符号率的任何其他奇数谐波。同样可能的是射频对应于符号率。此外，可以测量多个频谱分量(例如，在对应于半比特率的频率处以及在对应于比特率的频率处)。

[0013] 所述第一信号可以直接对应于所测量的频谱分量的强度或可以对应于从所测量的频谱分量的强度获得的信号，例如，其中所测量的强度与因子相乘的信号。

[0014] 除了确定第一信号，还确定第二信号。这通过将光信号耦合到在其两臂之间具有基本上对应于符号周期或是对应于符号周期的奇数倍的时延的DLI中来实现。优选地，DLI的时延对应于符号周期(即，在Apol RZ DPSK信号的情况下优选地使用1比特DLI)。在DLI的下游，对该信号进行光电转换。在光电转换的下游(即，在光电检测器之后)，执行强度测量。所述第二信号可以对应于所测量的强度或是可以对应于从所测量的强度获得的信号(例如，其中所测量的强度与因子相乘的信号)。

[0015] 所述第一信号和第二信号接着被合并从而生成反馈信号。优选地，对所述第一信号和第二信号进行求和。

[0016] 用于生成反馈信号的本发明方法避免了对于偏振扰频器的需要：反馈信号基于两个分量从而反馈通常不会如同在反馈信号仅仅基于测量RF-音码的情况下一样对于特定的发射偏振态来说为“盲”的。因此，偏振扰频器不再是强制性的，然而仍然可以使用偏振扰频器(优选地不使用偏振扰频器)。这种解决方案允许当不再使用额外的偏振扰频器时降低成本。应当注意到，因为在用于所有DWDM(密集波分复用)信道的多路复用器之后的单独的扰频器可能产生可靠性问题，因此在RF-音码反馈的情况下使用偏振扰频器时，通常每一个DWDM信道需要一个扰频器。此外，在避免了扰频器的同时，也防止了与这种偏振扰频器相关联的潜在的任何可靠性问题。

[0017] 优选地，该理念可以用于针对在40Gbps或43Gbps使用了Apol调制格式的下一代海底传输系统的独立PMDC或是集成了接收机的PMDC中。

[0018] 根据优选实施方式，通过多个步骤获得第一信号：基于光信号，执行光电转换。在转换之后，执行其中心频率对应于射频的带通滤波。例如，在43Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下，可以使用对应于半比特率的21.5GHz的带通滤波器。在带通滤波之后，测量强度(例如，通过微波功率检测器)。

[0019] 为了获得第二信号，优选地使用具有两个输出端口(建设性输出端口和破坏性输出端口)的DLI以及具有两个光电二极管的光电转换装置。第一光电二极管耦合到建设性输出并且第二光电二极管耦合到破坏性输出。更为优选地，使用平衡光电检测器用于光电转换。对DLI的两个输出端口都进行评估增加了第二信号的摆动。此外，在不存在剩余PMD的情况下，在平衡光电检测器之后的所测量的强度以及因此还有第二信号基本上为零(或是非常小)。因此，可以将适配算法配置为使得反馈信号(包括作为分量的第二信号)最小化，由此使得剩余PMD最小化。应当注意到还可以使用单个光电二极管来取代两个光电二极管。在这种情况下，单个光电二极管典型地连接到DLI的单个输出端口。

[0020] 优选地，第一信号和第二信号在没有剩余PMD的情况下(即在零DGD的情况下)都为0或是都非常小。这就允许通过最小化这两个信号来对PMDC进行适配从而达到零DGD的适配目标。可以通过最小化由两个信号之和形成的优选反馈信号来实现最小化这两个信号。

[0021] 应当注意到上述的本发明的实施方式基本上可以进行任意组合。此外，应当注意到本发明的公开除了由从属权利要求的返引而明示地给出的权利要求组合之外，同样还覆盖了其他权利要求的组合，即权利要求基本上可以以任何顺序进行组合。

[0022] 第一解决方案的第二方面涉及一种用于对PMDC进行适配的方法。根据该方法，通过如上所述确定第一信号和第二信号从而生成反馈信号。基于所述反馈信号，确定用于控制PMDC的至少一个控制信号(例如，用于调节PMDC中的偏振控制器的信号)。

[0023] 根据本方法的优选实施方式，控制回路在对PMDC进行适配时最小化反馈信号。

[0024] 用于对PMDC进行适配的方法用于对PMD进行补偿。为了对PMD进行补偿，在PMDC中发射所接收到的光信号。所述用于对PMDC进行适配的方法对PMDC进行适配从而使得PMD(至少部分)被补偿。

[0025] 第一解决方案的第三方面涉及一种用于生成反馈信号的设备。所述设备的特征对应于所述用于生成反馈信号的方法的方法步骤。

[0026] 所述设备包括第一确定装置，用于确定第一信号，其中所述第一装置包括用于测量在特定射频的光信号(或是基于其的信号)的射频调制的频谱分量的装置。所述第一信号可以对应于所述频谱分量的强度或是可以对应于从所测量的频谱分量的强度得到的信号。

[0027] 所述设备进一步包括第二确定装置，用于确定第二信号。所述第二确定装置包括DLI，其中在其臂之间的时延基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍(优选地，所述时延对应于符号周期)。所述第二确定装置进一步具有在时延线干涉仪下游的光电检测器，以及在光电检测器下游的用于强度测量的装置(例如，宽带功率检测器)。第二信号可以对应于所测量的强度或是可以对应于从所测量的强度获得的信号(例如，其中所测量的强度与因子相乘的信号)。

[0028] 此外，提供用于对第一信号和第二信号进行合并的装置，其中反馈信号基于所述合并。例如，所述反馈信号可以对应于所述第一信号和第二信号之和。

[0029] 如结合本发明第一方面所讨论的，时延线干涉仪优选地具有两个输出信号并且光电检测器优选地为平衡光电检测器。

[0030] 根据本发明的优选实施方式，所述第一确定装置包括用于将光信号转换为电信号的光电检测器以及在所述光电检测器下游的电学带通滤波器。所述滤波器具有对应于射频的中心频率。典型地，所述中心频率基本上对应于光信号的半符号率(例如，在43Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下为21.5GHz)。优选地，所述第一确定装置进一步包括在所述电学带通滤波器下游的功率检测器。

[0031] 上面关于第一解决方案的第一方面的评述同样适用于第一解决方案的第二方面。

[0032] 第一解决方案的第三方面涉及PMDC单元。所述PMDC单元可以被集成在接收机中或是可以为独立的设备。所述PMDC单元包括PMDC。进一步，所述单元包括如结合本发明第二方面所讨论的用于生成反馈信号的设备。此外，PMDC单元具有用于基于反馈信号获得用于控制补偿器的至少一个控制信号的装置。例如，这种控制信号为用于调节PMDC中的偏振控制器的信号。

[0033] 上面关于第一解决方案的第一方面和第二方面的评述同样适用于第一解决方案的第三方面。

[0034] 第一解决方案的第四方面涉及一种包括如上所讨论的PMDC单元的光接收机。上面关于本发明第一方面、第二方面和第三方面的评述同样适用于本发明的第四方面。

[0035] 下面描述第二解决方案。

[0036] 第二解决方案基于偏振扰频(特别是在发射机处)以及借助于DLI(取代监控RF-音码的强度)生成用于调节PMDC的反馈信号。所述关于在第一解决方案中借助于DLI生成第二信号的评述同样适用于第二解决方案。此外，关于提交于2008年10月15日的、题为“Apparatus and method for compensating polarization mode dispersion”的申请PCT/FR2008/051865中的偏振扰频的评述同样适用于此第二解决方案。在PCT/FR2008/051865中的关于偏振扰频的所述评述通过引用并入于此。

[0037] 第二解决方案的第一方面涉及一种用于补偿PMD的方法。所接收到的交替偏振光信号(例如，Apol RZ DPSK信号)被耦合进PMDC中。基于PMDC下游处的光信号生成反馈信号。如同已经结合第一解决方案中第二信号的生成所讨论的，在第二解决方案中，通过将PMDC下游处的光信号耦合到在其臂之间具有基本上对应于符号周期或是对应于符号周期的奇数倍的时延(优选地，一个符号周期的时延，例如，在Apol RZ DPSK的情况下为一比特)的DLI中来确定反馈信号。接着，执行在DLI下游处的光电转换。为了确定反馈信号，执行在光电转换下游处的强度测量。基于所述反馈信号，确定用于控制PMDC的至少一个控制信号。同样如在PCT/FR2008/051865中所讨论的，在PMDC下游处执行偏振扰频，例如在发射机处对Apol信号进行偏振扰频，或是在接收机(在PMDC之前)处对所接收到的Apol信号进行偏振扰频。所述方法可以包括跨越输入偏振态将光学Apol信号偏振扰频为异步于Apol信号的偏振交替。

[0038] 第二解决方案的第二方面涉及一种用于补偿PMD的系统，其具有对应于第一方面(方法)的特征的第二方面(系统)的特征。所述系统包括偏振扰频器和在所述偏振扰频器下游的PMDC。所述偏振扰频器可以如在申请PCT/FR2008/051865(其通过引用并入于此)中所讨论地操作以及部署。例如，偏振扰频器可以被放置在发射机侧。可以代替地，扰频器可以被放置在接收机侧。所述偏振扰频器可以被适配为跨越所述PMDC的输入偏振态而进行异步于利用光学传输光纤传输的Apol传输信号的扰频。

[0039] 此外，所述系统包括在PMDC下游处的反馈信号生成器。所述反馈信号生成器包括在其臂之间具有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍的时延(优选地，一个符号周期的时延，例如，在Apol RZ DPSK的情况下为一比特)的DLI。在PMDC下游的光信号被耦合进DLI中。所述反馈信号生成器还包括在DLI下游处的光电检测器(例如，平衡光电检测器)以及在光电检测器下游处的用于强度测量的装置。此外，所述系统包括用于基于反馈信号获得用于控制PMDC的至少一个控制信号的装置。

[0040] 反馈信号生成器可以被用于生成偏振扰频器所覆盖的所有偏振态上的平均反馈信号。偏振扰频器能够实现跨越输入偏振态进行扰频因此生成依赖于DGD并且独立于输入偏振态的明确的反馈信号。偏振扰频器允许改变输入偏振态以使得平均测量强度不再依赖于输入偏振态。为了达到反馈信号独立于偏振态，扰频器的扰频周期的持续时间优选地短于反馈例程的获取时间。优选地，如果针对反馈信号获取的时间标度约为一微秒，则扰频器的速度为数个兆赫的数量级，优选地为20MHz。优选地，与传输信号的偏振交替异步地执行扰频，使得传输信号本身不会被扰频所影响。可以跨越输入偏振态而将传输信号扰频为异步于传输信号的比特率。

附图说明

[0041] 以下以示例性的方式参考附图来对本发明进行阐述，其中

[0042] 图1示出了用于对PMDC进行适配的反馈回路的实施方式；

[0043] 图2示出了用于生成反馈信号的第一解决方案的第一实施方式；

[0044] 图3示出了用于生成反馈信号的第一解决方案的第二实施方式；

[0045] 图4示出了比对输入偏振态(x轴)和光纤DGD(y轴)的20GHzRF音码的强度；

[0046] 图5示出了在θ＝0的情况下脉冲的分离；

[0047] 图6示出了在θ＝π/4的情况下脉冲的扩展；

[0048] 图7示出了比对发射偏振角θ以及DGD/Tbit的半比特率音码的强度；

[0049] 图8示出了比对发射偏振角θ以及DGD/Tbit的平衡检测器和1比特DLI的强度；

[0050] 图9示出了比对发射偏振角θ以及DGD/Tbit的合并的强度；

[0051] 图10示出了用于生成反馈信号的第二解决方案的实施方式(在图10中未示出偏振扰频器)；以及

[0052] 图11示出了用于根据第二解决方案对PMDC进行适配的反馈回路的实施方式。

具体实施方式

[0053] 图1示出了用于在利用了Apol格式的传输系统中对PMDC进行适配的反馈回路。这种传输系统优选地使用40或43Gbps Apol RZ DPSK格式。优选地，传输系统为长距传输系统，特别地为海底传输系统。图1的右手边示出了由发射机生成的Apol RZ信号的一个示例。该Apol信号具有多个RZ脉冲3-6，其中每个脉冲3-6具有第一偏振1(在此为“x pol”)或是第二偏振2(在此为“y pol”)。偏振1、2二者彼此正交。如图1所示，两个连续的脉冲3-6以不同的偏振1、2进行传输，例如以TE(横向电场)偏振以及TM(横向磁场)偏振进行传输。每个脉冲3-6优选地为相位调制的。在Apol RZ PSK以及Apol RZ DPSK的情况下，每个脉冲具有两个可能的相位态中的一个，例如0或者π中的一个。脉冲3-6的流可以被细分成奇数脉冲和偶数脉冲(例如，脉冲3、5对应于偶数脉冲，而脉冲4、6对应于奇数脉冲)。在Apol RZ DPSK的情况下，通常通过两个连续奇数脉冲之间的相位态的改变和两个连续偶数脉冲之间的相位态的改变而对信息进行编码。例如，两个连续的奇数(或偶数)脉冲在没有相位改变的情况下编码逻辑“1”，而两个连续的奇数(或偶数)脉冲在相位改变了π的情况下编码逻辑“0”(反之亦然)。为了解调，可以使用两比特DLI。

[0054] Apol信号被发射进入光纤7中，光纤7引入了PMD并且因此导致了信号失真。光纤7展现出对应于慢PSP 11的慢主轴以及对应于快PSP 12的快主轴。在偏振1(2)将与PSP 11(PSP 12)对准的情况下，脉冲3、5(4、6)仅仅通过快(慢)轴进行传输。这将使得奇数脉冲4、6相对于偶数脉冲3、5移动。然而，在图1中，两个偏振1、2并没有与PSP 11、PSP 12对准。因此，每一个脉冲3-6部分在PSP 11中传输而部分在PSP 12中传输。由于PSP 11和PSP 12之间的DGD，每一个信号脉冲扩展(在大多数情况下除了奇数脉冲和偶数脉冲彼此之间的相对移动之外)。在行进通过光纤7之后，失真的信号被耦合到尽力逆转PMD所引入的失真的PMDC单元20。在此，PMDC单元20包括两级PMDC 21。两级PMDC还在Journal of Lightwave Technology，2006年11月，11期，24卷，第3968-3975页的名为“Dynamic Performance and Speed Requirement of Polarization Mode Dispersion Compensations”的文献中有所讨论，该文献关于两级PMDC的讨论通过引用并入于此。两级PMDC 21的第一级包括偏振控制器(PC)22和偏振维持光纤(PMF)23。两级PMDC 21的第二级包括PC 24和PMF 25。应当注意PMDC单元20并非必须为两级PMDC 21，原则上可以使用任何光学PMDC 21。在PMDC 21的输出处，光信号的部分由光分路器26分路并且耦合进反馈信号生成器27中。例如，10％的光功率被耦合进反馈信号生成器27中。剩余的光功率被馈入位于PMDC单元21下游处的实际的接收机(未示出)。

[0055] 反馈信号生成器27基于所分路的光信号33生成反馈信号28。反馈信号28被耦合进入适配算法单元29，该适配算法单元29确定用于控制PMDC 21(在此，用于控制PC 22、23)的一个或多个控制信号30、31。

[0056] 如上所述，反馈信号生成器27可以基于光信号的RF调制频谱的一个或多个线，特别地为在半符号率(例如，在40/43Gbps Apol RZ DPSK调制的情况下为20/21.5GHz)处的RF-音码，来生成反馈信号28。然而，在这种情况下需要位于发射机或是PMDC单元20之前的接收机处的偏振扰频器。由于附加的偏振扰频器，因此这种利用偏振扰频器的解决方案具有成本高的缺点。此外，当使用这种偏振扰频器时，也会产生可靠性问题。

[0057] 代替反馈信号28，可以将来自接收机的反馈信号32用于适配算法单元29从而确定用以控制PMDC 21的一个或更多个控制信号30、31。可以代替的是，可以将专用于控制PMDC 21的额外的接收机集成在PMDC单元20中(PMDC 21的下游处)用于生成反馈信号32。这种由实际接收机或是额外的接收机生成的反馈信号32可以是眼监控反馈信号(其例如基于眼开)或是由FEC(前向纠错)算法生成的比特误码信号(FEC误码计数)。当使用这种反馈信号时，不需要偏振扰频器。然而，应当注意到当使用额外的接收机用以生成信号32时成本会增加。在没有使用额外的接收机但是从接收机获得反馈信号时，由于PMDC不再能够被用作独立的设备，因此其灵活性降低。

[0058] 本发明的第一解决方案通过无需偏振扰频器(然而，也能够使用扰频器)而形成适用于反馈控制的新反馈信号，从而避免了对于偏振扰频器的需要。同时，这种解决方案允许实现用于基于交替偏振的传输系统的独立的PMDC单元20(即，无需来自接收机的反馈)。

[0059] 图2示出了可以在图1的系统中使用的反馈信号生成器27的实施方式。反馈信号生成器27接收PMDC 21下游处的光信号，特别是来自图1中的分路器26的光信号33。反馈信号生成器包括用于基于光信号33确定第一电信号37的第一单元36。第一单元36包括用于测量在特定射频，特别地在半符号率(在40/43Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下为20/21.5GHz)处的光信号33的射频调制的频谱分量的装置。进一步，反馈信号生成器27包括用于确定第二电信号35的第二单元34。第二单元34包括在其臂之间具有基本上对应于符号周期或是符号周期的奇数倍(优选地为符号周期)的时延的DLI(未示出)，其中信号33被耦合进入时延线干涉仪。进一步，第二单元34包括在DLI下游的光电检测器以及在光电检测器下游的用于强度测量的装置。第二信号35基于强度测量。此外，反馈信号生成器27包括配置用于合并第一信号37和第二信号35从而生成反馈信号28的合并单元
38。

[0060] 根据优选的实施方式，新的反馈信号28对应于两个反馈信号分量之和：表征着在半符号率(在例如PSK、BPSK的二进制相位调制情况下为半比特率)的RF-音码强度的强度信号，以及由1-符号DLI连同平衡光电检测器生成的信号。

[0061] 在图3中示出了通过由频谱分量(特别地为频谱线)强度检测器36和DLI强度检测器34提供的两个电信号37、35之和形成的反馈信号28的生成。特别地，强度检测器34和36形成功率检测器。频谱分量强度检测器36对应于图2中的第一单元36，而DLI强度检测器34对应于图2中的第二单元34。

[0062] 图2和图3中由相同参考符号指示的图形元素彼此对应。在图3中，反馈信号生成器27接收光信号33。光信号33被3dB分束器分束为两个各自具有光信号33一半功率的光波。

[0063] 图3中较低的波被馈送到频谱分量强度检测器36。频谱分量强度检测器36包括检测光数据信号33并且将光信号33解调为在RF频率范围的电信号(电信号包括光载波的RF调制)的光电二极管40。进一步，频谱分量强度检测器36包括窄带宽带通滤波器41，其中滤波器41的中心频率f0对应于半符号率R，即，f0＝0.5·R。在40/43Gbps Apol信号的情况下，使用具有20/21GHz的中心频率f0的20/21GHz带通滤波器。此外，频谱分量强度检测器36包括在带通滤波器41下游处的微波功率检测器42。第一信号37对应于由频谱分量强度检测器36所确定的光信号33的调制的20/21GHz频谱分量的强度。

[0064] 图3中较高的波被馈送到DLI强度检测器34。DLI强度检测器34包括具有对应于1比特周期的臂长差的1-比特DLI 50。DLI 50的较高臂51比较低臂54长并且较之于较低臂54而言提供1比特周期的额外时延(在40Gbps信号的情况下为25ps)。在DLI 50中，光信号被分束为两个波束，一个波束在较高臂51中并且一个波束在较低臂54中。由于在较高臂中的额外时延，在较高臂中的波束较之于在较低臂54中的波束而言时延了1比特周期。接着，两个波束被叠加。DLI 50具有两个输出端口：建设性输出和破坏性输出。在两个DLI输出端口处的信号接着由具有两个差分光电二极管的平衡光电检测器52检测。宽带微波功率检测器53位于平衡光电检测器52的下游，其确定平衡光电检测器52的差分输出信号的强度。该强度对应于信号35。在40/43Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下，光电检测器52以及宽带功率检测器53的组合将具有大于10GHZ的带宽，优选地为30GHz或是35GHZ或是更多。

[0065] 通过对DLI强度检测器36和频谱分量强度检测器34提供的两个电信号35、37求和(参见加法器38)形成反馈信号28。

[0066] 优选地，使得两个电信号35、37的摆动(或是最大值)基本上相同。为了此目的，可以在较高以及/或者较低信号通路上放置一个或更多个附加的电学或光学放大器或衰减器(未示出)。可选地，可以在信号35以及/或者信号37相加之前在功率检测器53、47的下游由加权系数(未示出)对其进行加权。

[0067] 在块38中对信号35、37进行求和之前，可以对其进行模拟-数字转换。可选地，反馈信号28在块38的下游被模拟-数字转换。

[0068] 图4示出了依赖于偏振发射角θ(x轴)以及光纤DGD(y轴)的半比特率频谱分量的强度(z轴)。在此处，传入信号为40Gbps Apol RZ DPSK信号，因此在20GHz处确定半比特率频谱分量。对于图4中的强度图表，假设没有PMDC 21或是其为非激活。当存在PMDC 21并且反馈回路闭合时，反馈回路对PMDC 21进行适配使得光纤DGD(至少部分)由PMDC 21补偿，优选地产生零剩余DGD的适配目标。

[0069] 图4中的强度依赖于发射机处所发射的Apol信号的两个正交偏振以及PSP(参见图1中的偏振1、2以及PSP 11、12)之间的角度θ(x轴)。在θ＝0的情况下，偏振1、2以及PSP 11、12对准；奇数符号4、6在一个主轴中传输，而偶数符号3、5在另一个主轴中传输。由于DGD，当行进通过光纤7时，偶数和奇数脉冲之间的时距改变。在θ＝π/4≈0.8的情况下，每一个脉冲3-6在两个PSP之间相等地分布。在这种情况下，每个脉冲与DGD成比例地扩展。

[0070] 图5指出了在θ＝0的情况下相续脉冲之间的时延是如何改变的。图5中较高的图表示意性地示出了在发射机处的偶数(白色三角)以及奇数(黑色三角)脉冲序列。连续的脉冲具有对应于比特周期Tbit(例如在40Gbps Apol RZ DPSK信号的情况下为25ps)的时距。在行进通过光纤之后，时距改变使得脉冲分组为多个两脉冲的对(参见图5中较低的图表)。在如图6中所示的θ＝π/4时情况就有所不同。在此，脉冲与DGD成比例地扩展(参见图6中较低图表中的扩展脉冲)。对于0和π/4之间的角度θ，图5和图6中所示出的效应同时发生。

[0071] 如图4所示，在θ＝0处，对于给定的DGD，20GHz频谱分量的强度具有最大值。这是由于在θ＝0的情况下，两个相续脉冲一起移动(移动与DGD成比例)并且形成共同脉冲(参见图5中的较低图表)，由此生成在半比特率(即，此处为20GHz)处的频谱分量。
最大强度发生在θ＝0以及对应于比特周期的DGD(此处：25ps)处。

[0072] 还在图4左侧的较小较高的图表中示出了连续脉冲的收敛(左侧较小较低的图表指示没有剩余DGD时的情况)。

[0073] 在图4中，频谱分量在θ＝π/4(≈0.8)的输入偏振态处为零。这是由于奇数脉冲和偶数脉冲没有分组在一起而是每个脉冲仅仅扩展(参见图6中的较低图表)。

[0074] 这样，如果没有剩余PMD(即，在补偿之后所得到的DGD为零)或是如果信号在两个PSP之间相等地分布(即，θ＝π/4)，则不呈现半比特率处的频谱分量(即，强度基本上为零)。对于θ＝π/4，由频谱分量强度检测器36所生成的强度信号37不给出任何关于有效DGD的信息。由此，在θ＝π/4的情况下纯频谱线反馈为“盲”的。更糟的是，仅仅基于强度信号37不可能在适配目标DGD＝0和当θ＝π/4时的任何DGD之间进行分辨，从而纯频谱线反馈回路可能转换到θ＝π/4并且DGD≠0。

[0075] 图7中的图表基本上对应于图4中的图表。x轴指示出以度为单位的角度θ，而y轴对应于DGD和比特周期Tbit的比率。强度由灰色标度值指示出并且被归一化为最大强度1。对于θ＝π/4，强度变为0，与DGD无干。对于θ＝0(或θ＝π/2)以及DGD＝Tbit(即，DGD/Tbit＝1)，强度变为最大(强度＝1)。

[0076] 通过偏振扰频器在发射机处执行θ的改变从而生成在多个偏振态之上或甚至所有偏振态之上的平均反馈信号，使得纯频谱线反馈在θ＝π/4的情况下为“盲”的问题得以解决。由于图3中的反馈信号28并不仅仅包括强度信号37而且还包括来自DLI强度检测器34的信号35，因此该问题无需偏振扰频器而得以解决。

[0077] 图8示出了比对角度θ(x轴)以及光纤DGD与比特周期Tbit的比率(y轴)的平衡检测器52和1-比特DLI 50的强度(即，由DLI强度检测器34所测量的强度信号35)。在图8中，强度被归一化为最大强度1。从图8中明显可见，由1比特DLI 51和平衡检测器
52所生成的反馈信号分量35同样依赖于角度θ但是与图7中的强度信号形成对比的是，图8中的强度信号35在θ＝π/4处(对于给定的DGD)变为最大。强度信号35在θ＝
0以及在θ＝π/2处为零。此外，强度信号35在不存在DGD时为零。这种行为的原因在于相邻比特(或通常为符号)具有正交偏振。如果不存在PMD(无DGD)或是如果Apol信号的两个Apol偏振中的每一个在PMD的PSP中的一个中发射(即，在θ＝0以及在θ＝π/2的情况下)，在1比特DLI 50之后的这种相邻比特不会在建设性端口以及破坏性端口处发生干扰。在这些情况下，平衡光电二极管52没有检测到任何干涉对比。在PMD非零(即，DGD≠0)的情况下，如果Apol信号没有完全在PSP中发射(即，θ≠0或π/2)，则检测器34提供非零的输出信号35。

[0078] 针对PMDC 21的适配算法将使得信号35和37最小化从而到达针对DGD＝0的点。这就允许对于信号35、37二者的简单相加以获得合并的反馈信号28。

[0079] 图9示出了合并的反馈信号28(即，来自检测器34、36二者的合并功率)，其中假设检测器34、36二者都提供相同的最大功率。在图9中，反馈信号28被归一化为最大强度1。如上面所讨论的，对于不同的分束比，即不同的角度θ，DLI反馈和频谱分量反馈为“盲”(对于θ＝0以及θ＝π/2的情况，DLI反馈为“盲”，而对于θ＝π/4的情况，频谱分量反馈为“盲”)。对于任何发射状况，叠加永远不为盲。换句话说：由于强度与DGD无干地为零时的对于强度信号35和37的角度θ不同，因此合并的强度与DGD无干地不为零。此外，如图9中明显可见，对于达至1/Tbit的DGD，合并的强度信号28近乎独立于输入偏振态(即，独立于θ)，这允许对于所有角度θ具有近乎相同的适配行为。反馈算法倾向于对PMDC 21进行适配从而使得反馈信号28变成最小(即，剩余DGD变成0)，即，通过调节PMDC21的控制信号(参见图2中的控制信号30、31)而使得反馈信号最小化。

[0080] 合适的适配算法(参见图1中的单元29)在Journal of Lightwave Technology，2006 年 11 月，11 期，24 卷，第 3968-3975 页 的“Dynamic Performance and Speed Requirement of Polarization Mode Dispersion Compensations”中有所讨论，关于这些算法的公开通过引用并入于此。进一步的适配算法在IEEE Photonics Technology Letters，2005年1月，1期，17卷，Xiaoguang Zhang等人的“Particle Swarm Optimization Used as a Control Algorithm for Adaptive PMD Compensation”文献，以及在ECOC
2008，Paper We.3.E.6，21-25，2008年9月，布鲁塞尔，Yoshihiro Kanda等人的“Highly Stable160-Gb/s Field Transmission Employing Adaptive PMD Compensator with Ultra High Time-Resolution Variable DGD Generator”文献中有所描述，对于这些算法的描述通过引用并入于此。

[0081] 当对反馈分量35和37二者进行合并时，不再需要在发射机处的偏振扰频并且可以避免偏振扰频器，从而降低传输系统的成本。

[0082] 根据本专利申请的第二解决方案，可以由具有DLI强度检测器(没有并行的频谱分量强度检测器)的反馈信号生成器27来生成图1中用于调节PMDC 21的反馈信号28。这种反馈信号生成器27可以是如图10所示的DLI强度检测器27并且已经结合图3对其进行了讨论。图10中的DLI强度检测器27对应于图3中的DLI强度检测器34。如上详细描述的，DLI强度检测器27包括具有对应于1比特周期的臂长度差的1比特DLI 50。在图
10中，较高臂51相较于较低臂54而言具有1比特周期(在40Gbps信号的情况下为25ps)的额外时延。在DLI 50中，光信号被分束为两个波束，一个波束在较高臂51中，一个波束在较低臂54中。由于在较高臂51中的额外时延，在较高臂51中的波束相较于在较低臂54中的波束而言时延了1比特周期。接着，对两个波束进行叠加。DLI 50具有两个输出端口：
建设性输出和破坏性输出。在两个DLI输出端口处的信号接着被具有两个差分光电二极管的平衡光电检测器52检测到。用于测量强度的微波功率检测器53位于平衡光电检测器52的下游处。如同结合图8所详细讨论的，所测量的强度在θ＝π/4的偏振发射角度处变成最大(对于给定的DGD)，而在θ＝0或是在θ＝π/2处强度为零。

[0083] 出于这个原因，在发射机处或是光纤7的接收机侧的PMDC 21的上游处使用偏振扰频器。当使用快速偏振扰频器时，可以在反馈检测器的积分时间内生成用于不同发射状态集合的反馈信号值。因此，可以生成基本上独立于发射状态的平均反馈信号。这种偏振扰频器在所述申请PCT/FR2008/051865中有所描述并且对于偏振扰频器的评述通过引用并入于此。

[0084] 图11示出了当并入了偏振扰频器时所得到的通信系统。图1和图11中由相同参考符号指示的图形元素彼此对应。发射机60生成Apol信号，例如，40/43Gbps RZ DPSK信号。在此，偏振扰频器61放置在发射机60和光学放大器62之间。偏振扰频器61被适配为用于对Apol信号的正交偏振进行扰频并且因此用于跨越PMDC 21的各种(或甚至全部)输入偏振态而进行扰频，从而在偏振扰频器61所覆盖的偏振态上生成平均反馈信号27。扰频器速度应当高于PMDC反馈算法的获取时间从而确保反馈信号独立于输入偏振态(即，反馈信号优选地仅仅依赖于DGD)。例如，如果针对反馈信号获取的时间标度大致为1μs时，则扰频器速度优选地具有数个MHz的数量级。

[0085] 可选地，偏振扰频器61可以在接收机侧(未示出)放置于PMDC单元20之前。