本发明提供一种反激式功率转换器，包括：一变压器、第一整流器、第二整流器、第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、一开关晶体管、以及一用于提供控制信号以驱动所述开关晶体管栅极的脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器，其中变压器包括：初级绕组、次级绕组和辅助绕组，初级绕组的一端接反激式功率转换器的电源输入端，初级绕组的另一端接开关晶体管的漏极，开关晶体管用于控制初级绕组上的电压；次级绕组的一端接地，次级绕组的另一端接第二整流器的阳极；辅助绕组的一端接地，辅助绕组的另一端接第二电阻的一端，从而能够有效简化反激式功率转换器的结构。
1.一种反激式功率转换器，其特征在于，包括：一变压器、第一整流器(D1)、第二整流器(D2)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、一开关晶体管、以及一用于提供控制信号以驱动所述开关晶体管的栅极的脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器，其中所述变压器包括：初级绕组、次级绕组和辅助绕组，所述初级绕组的一端接所述反激式功率转换器的电源输入端(Vin)，所述初级绕组的另一端接所述开关晶体管的漏极，所述开关晶体管用于控制所述初级绕组上的电压；所述次级绕组的一端接地，所述次级绕组的另一端接所述第二整流器(D2)的阳极；所述辅助绕组的一端接地，所述辅助绕组的另一端接第二电阻(R2)的一端；
所述第一整流器(D1)的阳极接所述辅助绕组，所述第一整流器(D1)的阴极接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的电源输入端(VDD)，所述第一电阻(R1)的一端接所述反激式功率转换器的电源输入端(Vin)，所述第一电阻(R1)的另一端接所述电源输入端(VDD)，所述第一电容(C1)的一端接所述电源输入端(VDD)，所述第一电容(C1)的另一端接地；
所述第二整流器(D2)的阴极接所述反激式功率转换器的输出端(Vout)，所述第二电容(C2)连接于所述反激式功率转换器的输出端(Vout)和地之间；
所述第二电阻(R2)的另一端与所述第三电阻(R3)的一端连接，所述第三电阻(R3)的另一端接地，所述第二电阻(R2)和第三电阻(R3)的公共端接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的反激电压检测输入端(INV)；
所述开关晶体管的栅极接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的输出端(GD)，所述开关晶体管的源极和所述第四电阻(R4)的一端分别接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的电流检测输入端(CS)，所述第四电阻(R4)的另一端接地；
所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器包括：采样控制器，接所述反激电压检测输入端(INV)，用于采样所述次级绕组反射到辅助绕组上的电压值；
脉冲频率调制控制器，与所述采样控制器连接，用于利用所述采样控制器采样到的电压值生成所述开关晶体管的开关频率；
断续传导模式控制器，分别与所述采样控制器和所述开关晶体管的栅极连接，用于通过采样所述开关晶体管的导通时间和所述变压器的去磁时间的总和，根据所述总和控制所述晶体管的开关周期，以防止所述反激式功率转换器工作于连续传导模式；
误差放大器，与所述采样控制器连接，用于比较所述采样控制器采样得到的电压值相对于基准电压值的误差，并将所述误差进行放大处理后输出；
脉冲宽度调制比较器，与所述误差放大器连接，用于将所述误差放大器的输出和所述第四电阻(R4)上的压降进行比较，生成脉冲宽度调制信号；
逻辑控制器，与所述误差放大器和所述脉冲频率调制控制器连接，用于根据所述脉冲频率调制控制器、所述断续传导模式控制器、所述脉冲宽度调制比较器和过流保护控制器的输出信号，生成控制所述开关晶体管的控制信号，所述逻辑控制器的输出接所述输出端(GD)；
电源控制模块，接所述电源输入端(VDD)，用于控制所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的供电；
过流保护控制器，所述过流保护控制器的一端接所述逻辑控制器，所述过流保护控制器的另一端接所述电流检测输入端(CS)，用于限制通过所述开关晶体管上的最大电流。
2.根据权利要求1所述的反激式功率转换器，其特征在于，所述开关晶体管打开后，所述变压器的初级绕组上的电流增加，在所述第四电阻(R4)上生成感应电压。
3.根据权利要求1所述的反激式功率转换器，其特征在于，所述开关晶体管关闭后，所述次级绕组上的电压反射至所述变压器的初级绕组和辅助绕组上。
4.根据权利要求1所述的反激式功率转换器，其特征在于，所述脉冲频率调制控制器生成的开关频率与所述采样控制器采样到的电压值成正比。
5.根据权利要求1所述的反激式功率转换器，其特征在于，所述断续传导模式控制器用于采样所述开关晶体管的导通时间和所述变压器的去磁时间，控制所述导通时间和所述去磁时间的总和小于一个开关晶体管的开关周期。
6.根据权利要求1所述的反激式功率转换器，其特征在于，若所述反激式功率转换器工作在脉冲宽度调制模式，当采样到得电压大于所述基准电压时，减小所述开关晶体管的开关占空比；当采样得到的电压小于所述基准电压时，增大所述开关晶体管的开关占空比。
一种反激式功率转换器
技术领域
[0001] 本发明涉及一种开关模式的反激式功率转换器，尤其涉及一种基于变压器原边采样的反激式功率转换器。
背景技术
[0002] 反激式功率转换器作为开关电源的一个重要组成部分，广泛应用于电池充电器、电源适配器等诸多领域。反激式功率转换器通常包括脉冲宽度调制控制器、开关MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、变压器和反馈控制电路。其中该反馈控制电路的目的在于感应变压器次级输出端的电压或电流，并且通过隔离器件(例如光耦合器)将反馈信号输送至脉冲宽度调制控制器，从而稳定输出电压或电流。随着社会的不断发展，现有的反激式功率转换器，越来越多的集中于体积更小、成本更低、效率更高等方面的研究。
[0003] 图1为现有的反激式功率转换器的电路原理图。尽管这一结构具有很高的输出精度和动态调整率，但是较多的外部元件(尤其是光耦合器和稳压器)无形中占据较多的空间，而且也增加了制造成本。
[0004] 在现有技术中，在不消除光耦合器和次级反馈电路的情况下，很难降低反激式功率转化器的尺寸和制造成本。
发明内容
[0005] 为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种反激式功率转换器，在不设置光耦合器和反馈电路的情况下，依然能够保证反激式功率转换器的输出精度，有效的简化反激式功率转换器的结构。
[0006] 为了达到上述目的，本发明提供一种反激式功率转换器，包括：一变压器、第一整流器D1、第二整流器D2、第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、一开关晶体管、以及一用于提供控制信号以驱动所述开关晶体管的栅极的脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器，其中
[0007] 所述变压器包括：初级绕组、次级绕组和辅助绕组，所述初级绕组的一端接所述反激式功率转换器的电源输入端Vin，所述初级绕组的另一端接所述开关晶体管的漏极，所述开关晶体管用于控制所述初级绕组上的电压；所述次级绕组的一端接地，所述次级绕组的另一端接所述第二整流器D2的阳极；所述辅助绕组的一端接地，所述辅助绕组的另一端接第二电阻R2的一端；
[0008] 所述第一整流器D1的阳极接所述辅助绕组，所述第一整流器D1的阴极接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的电源输入端VDD，所述第一电阻R1的一端接所述反激式功率转换器的电源输入端Vin，所述第一电阻R1的另一端接所述电源输入端VDD，所述第一电容C1的一端接所述电源输入端VDD，所述第一电容C1的另一端接地；
[0009] 所述第二整流器D2的阴极接所述反激式功率转换器的输出端Vout，所述第二电容C2连接于所述反激式功率转换器的输出端Vout和地之间；
[0010] 所述第二电阻R2的另一端与所述第三电阻R3的一端连接，所述第三电阻R3的另一端接地，所述第二电阻R2和第三电阻R3的公共端接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的反激电压检测输入端INV；
[0011] 所述开晶体管的栅极接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的输出端GD，所述开关晶体管的源极和所述第四电阻R4的一端分别接所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的电流检测输入端CS，所述第四电阻R4的另一端接地。
[0012] 优选的，所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器包括：采样控制器，接所述反激电压检测输入端INV，用于采样所述次级绕组反射到辅助绕组上的电压值；
[0013] 脉冲频率调制控制器，与所述采样控制器连接，用于利用所述采用控制器采样到的电压值生成所述开关晶体管的开关频率；
[0014] 断续传导模式控制器，分别与所述采样控制器和所述开关晶体管的栅极连接，用于通过采样所述开关晶体管的导通时间和所述变压器的去磁时间的总和，根据所述总和控制所述晶体管的开关周期，以防止所述反激式功率转换器工作于连续传导模式；
[0015] 误差放大器，与所述采样控制器连接，用于比较所述采样控制器采样得到的电压值相对于基准电压值的误差，并将所述误差进行放大处理后输出；
[0016] 脉冲宽度调制比较器，与所述误差放大器连接，用于将所述误差放大器的输出和所述第四电阻R4上的压降进行比较，生成脉冲宽度调制信号；
[0017] 逻辑控制器，与所述误差放大器和所述脉冲频率调制控制器连接，用于根据所述脉冲频率调制控制器、所述断续传导模式控制器、所述脉冲宽度调制比较器和所述过流保护控制器的输出信号，生成控制所述开关晶体管的控制信号，所述逻辑控制器的输出接所述输出端GD。
[0018] 优选的，所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器还包括：
[0019] 电源控制模块，接所述电源输入端VDD，用于控制所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的供电。
[0020] 优选的，所述脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器还包括：
[0021] 过流保护控制器，所述过流保护控制器的一端接所述逻辑控制器，所述过流保护控制器的另一端接所述电流检测输入端CS，用于限制通过所述开关晶体管上的最大电流。
[0022] 优选的，所述开关晶体管打开后，所述变压器的初级绕组上的电流增加，在所述第四电阻R4上生成感应电压。
[0023] 优选的，所述开关晶体管关闭后，所述次级绕组上的电压反射至所述变压器的初级绕组和辅助绕组上。
[0024] 优选的，所述脉冲频率调制控制器生成的开关频率与所述采样控制器采样到的电压值成正比。
[0025] 优选的，所述断续传导模式控制器用于采样所述开关晶体管的导通时间和所述变压器的去磁时间，控制所述导通时间和所述去磁时间的总和小于一个开关晶体管的开关周期。
[0026] 优选的，若所述反激式功率转换器工作在脉冲宽度调制模式，当采样到得电压大于所述基准电压时，减小所述开关晶体管的开关占空比；当采样得到的电压小于所述基准电压时，增大所述开关晶体管的开关占空比。
[0027] 由上述技术方案可知，本发明中的反激式功率转换器的电路结构简单，不需要设置光耦合器和反馈环路，减少了反激式功率转换器的外部元件，从而简化了反激式功率转换器的结构设计，既缩短了设计周期，又节约了生产成本，同时采用特殊的采样控制结构使输出电压达到较高的精度。
附图说明
[0028] 图1为现有的反激式功率转换器的电路原理图；
[0029] 图2为本发明的实施例中反激式功率转换器的电路原理图；
[0030] 图3为本发明的实施例中脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的电路原理图；
[0031] 图4为本发明的实施例中采样控制器的电路原理图；
[0032] 图5为本发明的实施例中反激式功率转换器INV输入波形及采样脉冲示意图；
[0033] 图6为脉冲频率调制控制器的电路原理图；
[0034] 图7为逻辑控制器的电路原理图。
具体实施方式
[0035] 为使本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合具体是实施例对本发明在做进一步的详细说明。
[0036] 首先，对本发明的专业术语进行说明：
[0037] MOSFET：Metal Oxide Semiconductor FET，金属氧化物半导体场效应晶体管；
[0038] PWM：Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制；
[0039] PFM：Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制；
[0040] DCM：Discontinuous Conduction Mode，断续(非连续)传导模式；
[0041] CCM：Continuous Conduction Mode，连续传导模式。
[0042] 如图2所示，为本发明的实施例中反激式功率转换器的电路原理图，该反激式功率转换器包括：一变压器、第一整流器D1、第二整流器D2、第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、一开关晶体管、以及一用于提供控制信号以驱动开关晶体管的栅极的PFM和PWM控制器(脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器)，其中[0043] 上述变压器包括：初级绕组Lpri、次级绕组Lsec和辅助绕组Laux，上述每个绕组均具有两个端口，初级绕组的一端接反激式功率转换器的电源输入端Vin，初级绕组的另一端接开关晶体管的漏极，开关晶体管用于控制初级绕组上的电压；次级绕组的一端接地，次级绕组的另一端接第二整流器D2的阳极；辅助绕组的一端接地，辅助绕组的另一端接第二电阻R2的一端；在本实施例中，上述开关晶体管可以是开关MOSFET。
[0044] 上述第一整流器D1的阳极接辅助绕组，第一整流器D1的阴极接PFM和PWM控制器的电源输入端VDD，第一电阻R1的一端接反激式功率转换器的电源输入端Vin，第一电阻R1的另一端接PFM和PWM控制器的电源输入端VDD，该第一电阻R1为PFM和PWM控制器提供启动时反激式功率转换器的电源输入端Vin到PFM和PWM控制器的电源输入端VDD的直流通路，当PFM和PWM控制器启动后，由辅助绕组通过第一整流器D1为PFM和PWM控制器的电源输入端VDD提供电源；
[0045] 上述第一电容C1的一端接PFM和PWM控制器的电源输入端VDD，第一电容C1的另一端接地；
[0046] 上述第二整流器D2的阴极接反激式功率转换器的输出端Vout，第二电容C2连接于反激式功率转换器的输出端Vout和地之间；第二整理器D2、第二电容C2构成反激式功率转换器的输出级，为负载提供直流电源。
[0047] 上述第二电阻R2的另一端与第三电阻R3的一端连接，第三电阻R3的另一端接地，第二电阻R2和第三电阻R3的公共端接PFM和PWM控制器的反激电压检测输入端INV，该第二电阻R2和第三电阻R3串联于变压器的辅助绕组与地之间，构成反激式功率转换器的反馈环路；
[0048] 上述开晶体管的栅极接PFM和PWM控制器的输出端GD，开关晶体管的源极和第四电阻R4的一端分别接PFM和PWM控制器的电流检测输入端CS，该第四电阻R4的另一端接地，该第四电阻R4作为初级电流的采样电阻，将其上面的电压降输入到PFM和PWM控制器的电流检测输入端CS。当开关晶体管打开后，该初级绕组上的电流增加，且在该第四电阻R4上生成感应电压。当开关晶体管关闭后，次级绕组上的电压反射至变压器的初级绕组和辅助绕组上。
[0049] 由上述技术方案可知，本发明中的反激式功率转换器的电路结构简单，不需要设置光耦合器和反馈环路，从而减少了反激式功率转换器的外部元件，简化了反激式功率转换器的结构设计，既缩短了设计周期，又节约了生产成本，同时采用特殊的采样控制结构使输出电压达到较高的精度。这样，无论是对于设计者、生产者还是使用者来讲，都是较为优化的一种方案。
[0050] 如图3所示，为本发明的实施例中脉冲频率调制和脉冲宽度调制控制器的电路原理图包括：一电源控制模块、一采样控制器、一PFM控制器、一DCM控制器、一误差放大器、一PWM比较器、一过流保护控制器、一逻辑控制器，其中，
[0051] 上述电源控制模块生成PFM和PWM控制器的电源，接该电源输入端VDD，用于控制PFM和PWM控制器的供电；
[0052] 上述采样控制器，接反激电压检测输入端INV，用于将辅助绕组上反射的次级输出电压进行准确的采样，采样控制器采样到的电压值通过PFM控制器生成晶体管的开关频率；
[0053] 上述DCM控制器，分别与采样控制器和开关晶体管的栅极连接，用于通过采样开关晶体管的开关导通时间和变压器去磁时间的总和，根据该总和控制该晶体管的开关周期，以防止反激式功率转换器工作于CCM模式；
[0054] 上述误差放大器，与采样控制器连接，用于比较采样控制器采样到的电压值相对于内部的一基准电压值Vref的误差，并将该误差进行放大处理后输出；
[0055] 上述PWM比较器，与误差放大器连接，用于将误差放大器的输出和第四电阻R4上的压降进行比较，生成脉冲宽度调制信号；
[0056] 上述过流保护控制器，该过流保护控制器的一端接逻辑控制器，该过流保护控制器的另一端接电流检测输入端CS，用于限制通过该开关晶体管上的最大电流，因此也可限制从变压器的初级端输送至功率转换器输出端的功率；
[0057] 上述逻辑控制器，用于根据PFM控制器、DCM控制器、PWM比较器和过流保护控制器的输出信号，生成控制开关晶体管的控制信号，该逻辑控制器的输出接输出端GD。具体控制方式如图7所示。
[0058] 上述逻辑控制器包含一R-S触发器，PFM控制器的输出和DCM控制器的输出接R-S触发器的S端，控制开关晶体管的开启；PWM比较器和过流保护控制器的输出接R-S触发器的R端，控制开关晶体管的关断。该逻辑控制器的输出接GD，为开关晶体管的栅极提供驱动。
[0059] 如图4所示，为本发明的实施例中采样控制器的电路原理图，该采样控制器包括：一采样时刻控制器、一开关K和一采样保持电容CINV。结合图5，在变压器去磁结束时刻，采样时刻控制器生成一个正脉冲，利用此正脉冲去控制图4中的开关K。也即是说，在变压器去磁结束时刻，将INV的信号采样并保持在CINV中，生成INV_S信号，然后利用INV_S信号去控制PFM控制器和误差放大器。当INV_S低于基准电压Vref时，误差放大器的输出恒为高电平，PWM比较器的输出不控制开关晶体管的关断，此时开关晶体管的关断时刻由过流保护控制器决定。在这种工作模式下，反激式功率转换器工作在PFM模式。
[0060] 图5示出了PFM和PWM控制器INV输入端的波形和采样脉冲。当开关晶体管关断以后，变压器次级绕组上的电压VSEC与变压器辅助绕组上的电压VAUX只有在变压器去磁结束时刻才满足以下关系：
[0061]
[0062] 其中，NS为变压器次级绕组的匝数，NAUX为变压器辅助绕组的匝数。也只有在这种情况下，采样控制器采样到的电压才能如实的反映功率转换器的输出电压。因此，通过采样控制器，在变压器去磁结束时刻进行采样，再利用采样到的电压进行脉冲宽度调制控制，就能够很准确的控制输出电压，达到恒压的效果。当采样到的电压接近于基准电压Vref时，输出的开关频率基本保持恒定，此时反激式功率转换器就工作在PWM模式。在这种模式下，当采样到的电压值略大于基准电压Vref时，开关晶体管(例如开关MOSFET)的占空比减小，使输出电压降低；当采样到的电压值略小于所述基准电压时，开关晶体管的占空比增大，使输出电压升高，通过这种调节占空比的方式调节输出电压，使输出电压恒定。
[0063] 如图6所示，为本发明的实施例中PFM控制器的电路原理图，该PFM控制器包括：一压控振荡器和频率转换器。压控振荡器利用采样控制器采样的电压INV_S生成一频率，频率转换器将压控振荡器生成的频率进行频率调整(增大或者减小)，输出反激式功率转换器所需的开关频率。在PFM模式下，反激式功率转换器的输出功率Po为：
[0064]
[0065] 其中，Ip为初级绕组的峰值电流，当选定了限流电阻(即第四电阻)后，Ip为一定值；Lpri为初级绕组的电感量；fSW为开关的频率。
[0066] 又因为
[0067] Po＝(Vout+VD)Iout (3)
[0068] 其中VD为第二整流器上的压降。结合(2)式和(3)式可得
[0069]
[0070] 在本发明中fSW与INV采样后的电压INV_S成正比，假设fSW＝CVINV_S，其中C为PFM控制器的增益；
[0071] 由(1)可得：
[0072]
[0073] 综合可得：
[0074] 显然，当INV_S低于基准电压时，输出电流为一恒定值。这就是本发明作为恒流输出的基本原理。
[0075] 总之，基于本发明的系统结构，当反激式功率转换器工作在PWM模式下时恒压输出，而当反激式功率转换器工作在PFM模式下时恒流输出。
[0076] 由于原边采样的反激式功率转换器为防止变压器饱和，必须工作在DCM模式，所以本实施例中反激式功率转换器还包括一DCM控制器，通过采样图5所示的开关导通时间TON和去磁时间TDEMAG，计算其消耗的时间，并控制它们之和小于一个晶体管的开关周期，防止反激式功率转换器工作于CCM模式。如果开关导通时间TON和去磁时间TDEMAG之和大于了一个晶体管的开关周期，DCM控制器将会自动降频，使开关周期加长，防止反激式功率转换器进入CCM模式，从而保证系统的正常工作。
[0077] 本发明实施例，简化了设计，降低了成本。同时，本发明实现的恒压输出和恒流输出具有较高的精度，能够满足绝大多数小功率电源适配器的要求。
[0078] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
