二分之一连续相位切普键控调制方法

摘要

本发明提供的是一种二分之一连续相位切普键控调制方法。根据已调信号带宽B、数据码元周期T，计算调制参数D；根据已调信号的中心频率fc、码元周期T和调制参数D，生成两个已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的两段型频率变化函数f1(t)和f2(t)；根据频率变化函数f1(t)和f2(t)生成已调信号波形样本s1(t)和s2(t)；根据二进制数字调制的数据和已调波形样本间的映射准则，生成第i个信息码元的已调信号siT(t)，并存储每比特结束时的相位，作为下个调制波形的起始相位。本发明提供的是一种相位连续且码元间已调信号频率变化连续的数字调制通信方法，是一种新的带通型超窄带通信方法，该方法中已调信号能量主要集中在载波附近，频带利用率较高，能在极窄的带宽内实现高速数据传输。

权利要求

1.一种二分之一连续相位切普键控调制方法，其特征是：根据已调信号带宽B、数据码元周期T，计算调制参数D；根据已调信号的中心频率fc、码元周期T和调制参数D，生成两个已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的两段型频率变化函数f1(t)和f2(t)；根据频率变化函数f1(t)和f2(t)生成已调信号波形样本s1(t)和s2(t)；根据二进制数字调制的数据和已调波形样本间的映射准则，生成第i个信息码元的已调信号siT(t)，并存储每比特结束时的相位，作为下个调制波形的起始相位；

所述的频率变化函数f1(t)和f2(t)为：

式中：f11(t)和f12(t)是f1(t)的两个分段函数；f21(t)和f22(t)是f2(t)的两个分段函数；所述已调信号波形样本s1(t)和s2(t)为：式中：s11(t)和s12(t)是s1(t)的两个分段函数；s21(t)和s22(t)是s2(t)的两个分段函数；φ11、φ12、φ21和φ22分别是s11(t)、s12(t)、s21(t)和s22(t)对应的起始相位；

分别设φ11＝0、φ21＝0，并计算φ12和φ22，即

可得

可得

得相位连续的已调信号波形样本s1(t)和s2(t)为

2.根据权利要求1所述的二分之一连续相位切普键控调制方法，其特征是所述根据已调信号带宽B、数据码元周期T，计算调制参数D是指：D＝TB。

3.根据权利要求2所述的二分之一连续相位切普键控调制方法，其特征是在得到已调信号波形样本s1(t)和s2(t)之后，计算已调信号波形样本s1(t)和s2(t)在一个数据码元周期T内的相位偏移Δφ1和Δφ2，即设定fcT为正整数，这样已调信号波形样本s1(t)在一个数据码元周期T内的相位偏移为 已调信号波形样本s2(t)在一个数据码元周期T内的相位偏移为

4.根据权利要求3所述的二分之一连续相位切普键控调制方法，其特征是所述根据二进制数字调制的数据和已调波形样本间的映射准则，第i个数据码元对应的已调信号为：当第i个数据码元为“1”时，产生第i个数据码元对应的已调信号siT(t)，即当第i个数据码元为“0”时，产生第i个数据码元对应的已调信号siT(t)，即式中：fc为载波的中心频率；B为系统设定的通信带宽；T为数据码元间隔；D＝BT为调制系数；是第i个码元的初始相位，式中：ψ0为已调信号的初始相位，ψj为第j个码元选取波形sjT(t)、其中j＝

1,2,3,…时波形样本sjT(t)码元间隔内相位变化量。

说明书

二分之一连续相位切普键控调制方法

技术领域

[0001] 本发明是一种数字通信的调制方法，是一种带通型超窄带调制技术，属于数字通信领域。

背景技术

[0002] 随着新型通信技术的日益涌现，无线频谱资源日益紧张，因此设计合适的调制方案，以有限的频带传输尽可能多的调制信号成为通信界追求的目标。正交频分复用(OFDM)技术、高效数字调制技术、多天线(MIMO)技术、空时编码技术、超宽带(UWB)技术等可提高系统通信容量的新理论和新技术不断涌现。

[0003] 1997年，H R Walker博士提出的甚小移键控(Very Minimum Shift Keying，VMSK)调制具有较高频带利用率，为高效通信开辟了一条新思路。

[0004] 目前，UNB调制技术可分为基带型UNB调制和带通型UNB调制两大类，我国在带通型UNB调制技术领域的研究水平居于领先地位，其中以吴乐南提出的扩展二元相移键控(Expanded BPSK，EBPSK)调制和甚小波形差键控(Very Minimum Waveform Difference Keying，VWDK)调制、郑国莘提出的甚小线性调频键控(Very Minimum Chirp Keying，VMCK)为代表，这几种带通型调制方法的已调信号具有较高的频带利用率。

[0005] 但这几种带通型UNB调制技术存在一定的技术缺陷，

[0006] 1)EBPSK调制技术：已调信号相位不连续；

[0007] 2)VWDK调制技术：已调信号波形样本的两个波瓣频率突变，波形过度不平滑；已调信号在符号跳变处频率突变，波形过度不平滑；

[0008] 3)VMCK调制技术：虽然码元间隔内已调信号调制频率平滑过度，但在符号跳变处已调信号频率可能发生突变。

发明内容

[0009] 本发明的目的在于提供一种能进一步提高频带利用率，降低已调信号的带宽，使得已调信号的频率变化平缓、相位连续的二分之一连续相位切普键控调制方法。

[0010] 本发明的目的是这样实现的：

[0011] 本发明的二分之一连续相位切普键控(1/2-CPCK)调制方法包括：根据已调信号带宽B、数据码元周期T，计算调制参数D；根据已调信号的中心频率fc、码元周期T和调制参数D，生成两个已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的两段型频率变化函数f1(t)和f2(t)；根据频率变化函数f1(t)和f2(t)生成已调信号波形样本s1(t)和s2(t)，并通过合理设计调制波形样本表达式，确保已调信号波形样本s1(t)和s2(t)的相位连续；根据二进制数字调制的数据和已调波形样本间的映射准则，生成第i个信息码元的已调信号siT(t)，并通过合理设置数据码元周期T、中心频率fc和每个信息码元已调信号的初始相位，确保已调信号siT(t)的相位连续。

[0012] 本发明还可以包括：

[0013] 1、所述根据系统要求的调制带宽B、码元周期T，计算调制参数

[0014] 2、所述根据载波的中心频率fc、码元周期T和已调信号带宽B，生成已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的频率变化函数f1(t)和f2(t)，即

[0015]

[0016] 式中：f11(t)和f12(t)是f1(t)的两个分段函数；f21(t)和f22(t)是f2(t)的两个分段函数。

[0017] 3、所述根据已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的频率变换函数f1(t)和f2(t)，生成对应的已调信号波形样本s1(t)和s2(t)，即

[0018]

[0019] 式中：s11(t)和s12(t)是s1(t)的两个分段函数；s21(t)和s22(t)是s2(t)的两个分段函数；φ11、φ12、φ21和φ22分别是s11(t)、s12(t)、s21(t)和s22(t)对应的起始相位。

[0020] 为了确保已调信号波形样本s1(t)和s2(t)的相位连续性，分别设并计算φ12和φ22，即

[0021] 可得

[0022] 可得

[0023] 因此，可得相位连续的已调信号波形样本s1(t)和s2(t)为

[0024]

[0025] 4、所述为了确保已调信号相位和频率的连续性，计算已调信号波形样本s1(t)和s2(t)在一个数据码元周期T内的相位偏移 和 即

[0026]

[0027] 为了简化一个波形样本中的相位偏移量，这种调制方法设定fcT为正整数，这样发送s1(t)时相位偏移为 发送s2(t)时相位偏移为

[0028] 5、所述根据二进制数字调制的数据和已调波形样本间的映射准则，第i个数据码元对应的已调信号为：

[0029] 当第i个数据码元为“1”时，产生第i个数据码元对应的已调信号siT(t)，即[0030]

[0031] 当第i个数据码元为“0”时，产生第i个数据码元对应的已调信号siT(t)，即[0032]

[0033] 式中：fc为载波的中心频率；B为系统设定的通信带宽；T为数据码元间隔；为调制系数。 是第i个码元的初始相位，

[0034]

[0035] 式中：ψ0为已调信号的初始相位，ψj为第j个码元选取波形时波形样本sjT(t)码元间隔内相位变化量。

[0036] 本发明提供了一种相位连续且码元间已调信号频率变化连续的数字调制通信方法，是一种新的带通型超窄带通信方法，该方法中已调信号能量主要集中在载波附近，频带利用率较高，能在极窄的带宽内实现高速数据传输。

[0037] 本发明与现有技术相比较，具有如下的技术特点：

[0038] (1)频带利用率高：已调信号相位连续，其频率变换在码元内和码元间均连续，如图2所示；1/2-CPCK已调信号能量集中度高，带宽极窄，如图3所示。

[0039] (2)信道适应能力强：当调制系数 信噪比 时，系统误码率可达到 图4给出了1/2-CPCK通信系统的误码率曲线(高斯白噪声信道)

[0040] (3)调制具有记忆性：发送s1(t)时相位偏移为 发送s2(t)时相位偏移为每个波形样本的截止相位作为下个波形样本的起始相位。

附图说明

[0041] 图1a-图1b分别是1/2-CPCK已调信号波形样本s1(t)和s2(t)的频率变换示意图。

[0042] 图2是1/2-CPCK已调信号波形示意图。

[0043] 图3a-图3b是1/2-CPCK已调信号功率密度谱曲线。

[0044] 图4是全数字化1/2-CPCK调制的流程图。

[0045] 图5是全数字化1/2-CPCK解调的流程图。

[0046] 图6是全数字化1/2-CPCK调制器的原理框图。

[0047] 图7是全数字化1/2-CPCK解调器的原理框图。

[0048] 图8是1/2-CPCK通信系统的误码率曲线(高斯白噪声信道)。

具体实施方式

[0049] 下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

[0050] 图1是1/2-CPCK已调信号波形样本的频率变化示意图。可见1/2-CPCK已调信号的频率变化方式为：当发送二进制数据“1”时，已调信号波形样本的频率按上三角式变化；当发送数据“0”时，已调信号波形样本的频率按下三角式变化。

[0051] 图2是1/2-CPCK已调信号波形示意图。由图2可见，1/2-CPCK已调信号相位连续、频率过度平滑，使得已调信号平滑度较高。

[0052] 图3是1/2-CPCK已调信号功率密度谱曲线。由图3可见，1/2-CPCK已调信号的能量主要集中在载频附近，且能量集中度极高；因此1/2-CPCK已调信号带宽极窄，1/2-CPCK调制方式的频带利用率极高。

[0053] 图4是全数字化1/2-CPCK调制的流程图。调制流程如下：根据系统要求的调制带宽B、码元周期T和中心频率fc计算调制参数D；生成两个已调信号波形样本对应的频率变化函数，根据频率变化函数和初始相位生成已调信号波形样本；根据二进制数据和已调信号波形样本间的映射准则，生成1/2-CPCK已调信号，并存储每比特结束时的相位，作为下个调制波形的起始相位。

[0054] 图5是全数字化1/2-CPCK解调的流程图。解调流程如下：根据系统要求的调制带宽B、码元周期T和中心频率fc，产生本地已调波形样本；接收已调信号进行带通滤波和AD变换，并将其与本地已调样本进行循环相关运算；比较相关值大小，输出解调数据信息。

[0055] 上述的通信方法，在无线电通信电路中，采用FPGA和DAC来实现调制，采用FPGA和ADC构成解调电路。

[0056] 图6是基于FPGA和DAC的全数字化1/2-CPCK调制器的原理框图。工作过程如下：FPGA中频率控制字生成器，根据系统要求的调制带宽B、码元周期T和中心频率fc，分别产生对应二进制信息码元“0”和“1”的频率控制字表数据c1存入频率控制字表；根据二进制信息码元选择对应的频率控制字c2送入DDS核，DDS核的初始相位c5由相位控制器读出，产生1/2-CPCK已调数字信号c3，经DAC后输出模拟的已调信号。每次产生完1比特信息对应的调制信号后，将相位累加值c4存储于相位控制器中，作为下次调制的初始相位。

[0057] 图7是基于FPGA和ADC的全数字化1/2-CPCK解调器的原理框图。工作过程如下：接收到的调制信号经过带通滤波器滤除带外噪声，滤波后的信号e1由ADC将接收信号数字化；数字化的已调信号e2输入FPGA中的相关器0和相关器1；FPGA中频率控制字生成器，根据系统要求的调制带宽B、码元周期T和中心频率fc，产生对应二进制信息码元“1”的频率控制字e3存入频率控制字表1，产生对应二进制信息码元“0”的频率控制字e4存入频率控制字表0；已调信号e2与FPGA中由频率控制字e5和e6控制的DDS核生成的二进制信息码元“1”对应的本地已调信号波形样本e7和二进制信息码元“0”对应的本地已调信号波形样本e8进行相关运算；利用FPGA中的检测判决器比较相关器1输出的相关值e9和相关器0输出的相关值e10，输出解调数据。

[0058] 图8是1/2-CPCK通信系统的误码率曲线。仿真的信道为加性高斯白噪声信道，载波频率为1KHz，采样频率为16KHz，码元速率为250bps，共仿真了100000个码元。

[0059] 本发明的具体实现步骤

[0060] 1.根据系统要求的调制带宽B、码元周期T，计算调制参数

[0061] 2.根据载波的中心频率fc、码元周期T和已调信号带宽B，生成已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的频率变化函数f1(t)和f2(t)，即

[0062]

[0063] 式中：f11(t)和f12(t)是f1(t)的两个分段函数；f21(t)和f22(t)是f2(t)的两个分段函数。

[0064] 3.根据已调信号波形样本s1(t)和s2(t)对应的频率变换函数f1(t)和f2(t)，生成对应的已调信号波形样本s1(t)和s2(t)，即

[0065]

[0066] 式中：s11(t)和s12(t)是s1(t)的两个分段函数；s21(t)和s22(t)是s2(t)的两个分段函数；φ11、φ12、φ21和φ22分别是s11(t)、s12(t)、s21(t)和s22(t)对应的起始相位。

[0067] 为了确保已调信号波形样本s1(t)和s2(t)的相位连续性，分别设并计算φ12和φ22，即

[0068] 可得

[0069] 可得

[0070] 因此，可得相位连续的已调信号波形样本s1(t)和s2(t)为

[0071]

[0072] 4.为了确保已调信号相位和频率的连续性，计算已调信号波形样本s1(t)和s2(t)在一个数据码元周期T内的相位偏移 和 即

[0073]

[0074] 为了简化一个波形样本中的相位偏移量，这种调制方法设定fcT为正整数，这样发送s1(t)时相位偏移为 发送s2(t)时相位偏移为

[0075] 5.根据二进制数字调制的数据和已调波形样本间的映射准则，第i个数据码元对应的已调信号为：

[0076] 当第i个数据码元为“1”时，产生第i个数据码元对应的已调信号siT(t)，即[0077]

[0078] 当第i个数据码元为“0”时，产生第i个数据码元对应的已调信号siT(t)，即[0079]

[0080] 式中：fc为载波的中心频率；B为系统设定的通信带宽；T为数据码元间隔；为调制系数。 是第i个码元的初始相位，

[0081]

[0082] 式中：ψ0为已调信号的初始相位，ψj为第j个码元选取波形时波形样本sjT(t)码元间隔内相位变化量。