本发明公开了一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，该变换器可以避免负载出现过载或短路时主开关管失去零电压开通，主开关管电流应力过高以及谐振电容两端电压应力过高的问题。本发明包括输入直流电源（Vin）、分压电路（1）、第一逆变桥臂（2）、第二逆变桥臂（3）、谐振电路（4）、隔离变压器（5）、整流滤波电路（6）、辅助变压器及辅助整流电路（7），所述谐振电路（4）包括谐振电容谐振电感和励磁电感，由于在谐振电容两端并联了辅助变压器，并通过副边整流电路将谐振电容两端电压箝位到输入直流电源，达到了抑制谐振变换器负载过重或短路时谐振电容两端电压过高以及开关管电流应力可控的目的。
1.一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，包括输入直流电源（Vin）、分压电路（1）、第一逆变桥臂（2）、第二逆变桥臂（3）、谐振电路（4）、隔离变压器（5）和整流滤波电路（6），所述分压电路（1）由第一输入分压电容（C1）和第二输入分压电容（C2）串联组成且并联在直流电源（Vin）正负输出端；所述第一逆变桥臂（2）和第二逆变桥臂（3）并联于分压电路（1）的两端组成三电平全桥电路，所述三电平全桥电路的输出端连接谐振电路（4），所述谐振电路（4）包括相串联的谐振电容（CS）、谐振电感（LS）和励磁电感（Lm）；所述隔离变压器（5）的原边并联于励磁电感（Lm）上，副边接入所述整流滤波电路（6），其特征在于：所述谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器还包括辅助变压器及辅助整流电路（7），所述辅助变压器及辅助整流电路（7）包括辅助变压器和辅助整流电路，辅助变压器原边并联于谐振电容（CS）的两侧，副边与所述辅助整流电路相连后与输入直流电源（Vin）两端相连。
2.根据权利要求1所述的一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，其特征在于：所述第一逆变桥臂（2）包括第一三电平逆变桥臂和第一箝位电路，所述第一三电平逆变桥臂包括第一开关管（VS1）、第二开关管（VS2）、第三开关管（VS3）、第四开关管（VS4）依次串联组成，所述第一逆变桥臂（2）并联在分压电路（1）两输出端，所述第一开关管（VS1）、第二开关管（VS2）、第三开关管（VS3）、第四开关管（VS4）各自并联一个晶体二极管和一个寄生电容，第一箝位电路包括第一二极管（D1）、第二二极管（D2），所述第一二极管（D1）阳极连接于所述第一输入分压电容（C1）和第二输入分压电容（C2）的串联点，所述第一二极管（D1）阴极连接第一开关管（VS1）源极与第二开关管（VS2）漏极的接点，第二二极管（D2）阴极连接于所述第一输入分压电容（C1）和第二输入分压电容（C2）的串联点，阳极连接第三开关管（VS3）源极与第四开关管（VS4）漏极的接点。
3.根据权利要求1所述的一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，其特征在于：所述第二逆变桥臂（3）包括第二三电平逆变桥臂和第二箝位电路，所述第二三电平逆变桥臂包括第五开关管（VS5）、第六开关管（VS6）、第七开关管（VS7）、第八开关管（VS8）依次串联组成，所述第二三电平逆变桥臂并联在分压电路（1）两输出端，所述第五开关管（VS5）、第六开关管（VS6）、第七开关管（VS7）、第八开关管（VS8）各自并联一个体二极管和一个寄生电容，第二箝位电路包括第三二极管（D3）、第四二极管（D4），所述第三二极管（D3）阳极连接于所述第一输入分压电容（C1）和第二输入分压电容（C2）的串联点，所述第三二极管（D3）阴极连接所述第五开关管（VS5）源极与第六开关管（VS6）漏极的接点，所述第四二极管（D4）阴极连接于第一输入分压电容（C1）和第二输入分压电容（C2）的串联点，所述第四二极管（D4）阳极连接第七开关管（VS7）源极与第八开关管（VS8）漏极的接点。
4.根据权利要求1所述的一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，其特征在于：所述整流滤波电路（6）为全桥整流电路或者中心抽头全波整流电路。
5.根据权利要求1所述的一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，其特征在于：所述辅助整流电路为全桥整流电路或者中心抽头全波整流电路。
一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及直流变换技术领域，尤其涉及一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器。
背景技术
[0002] 近年来，三电平直流变换器由于其开关管电压应力仅为输入电压的一半，在高压场合的应用受到了广泛的关注。为了提高效率和减小变换器装置的体积和重量，将LLC谐振技术与三电平相结合组成的直流变换器可以应用于高压大功率场合且具有软开关的特性，已成为直流变换器在高压大功率场合采用的主要拓扑结构之一，将得到进一步的应用和发展。
[0003] 如图1所示的三电平全桥LLC谐振变换器是一种谐振变换器，该变换器的主开关管工作在零电压开通，且副边整流二极管工作在零电流关断。虽然三电平全桥LLC谐振变换器具有如上所述的优点，然而在三电平全桥LLC谐振变换器负载过载或短路时，主开关管失去零电压开通，主开关管电流应力过高，谐振电容两端的电压会有急剧的突变，从而使得谐振电容两端的电压增大，当其两端的电压超出谐振电容的额定电压时，会使谐振电容损坏甚至爆炸以及出现开关管损坏的情况发生，因而一般情况下，谐振电容的耐压值需要选取的较大，这一方面增大了装置体积，另一方面也增加了成本。
发明内容
[0004] 本发明所要解决的问题是克服上述现有技术的缺陷，提供一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，该变换器可以避免负载出现过载或短路时主开关管失去零电压开通，主开关管电流应力过高以及谐振电容两端电压应力过高的问题。
[0005] 本发明的技术方案是：本发明涉及的谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器，包括输入直流电源、分压电路、第一逆变桥臂、第二逆变桥臂、谐振电路、隔离变压器和整流滤波电路，所述分压电路由第一输入分压电容和第二输入分压电容串联组成且并联在直流电源正负输出端；所述第一逆变桥臂和第二逆变桥臂并联于分压电路的两端组成三电平全桥电路，所述三电平全桥电路的输出端连接谐振电路，所述谐振电路包括相串联的谐振电容、谐振电感和励磁电感；所述隔离变压器的原边并联于励磁电感上，副边接入所述整流滤波电路，所述谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器还包括辅助变压器及辅助整流电路，所述辅助变压器及辅助整流电路包括辅助变压器和辅助整流电路，辅助变压器原边并联于谐振电容的两侧，副边与所述辅助整流电路相连后与输入直流电源两端相连。
[0006] 进一步具体来说，所述第一逆变桥臂包括第一三电平逆变桥臂和第一箝位电路，所述第一三电平逆变桥臂包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管依次串联组成，所述第一逆变桥臂并联在分压电路两输出端，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管各自并联一个晶体二极管和一个寄生电容，第一箝位电路包括第一二极管、第二二极管，所述第一二极管阳极连接于所述第一输入分压电容和第二输入分压电容的串联点，所述第一二极管阴极连接第一开关管源极与第二开关管漏极的接点，第二二极管阴极连接于所述第一输入分压电容和第二输入分压电容的串联点，阳极连接第三开关管源极与第四开关管漏极的接点。
[0007] 进一步，所述第二逆变桥臂包括第二三电平逆变桥臂和第二箝位电路，所述第二三电平逆变桥臂包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管依次串联组成，所述第二三电平逆变桥臂并联在分压电路两输出端，所述第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管各自并联一个体二极管和一个寄生电容，第二箝位电路包括第三二极管、第四二极管，所述第三二极管阳极连接于所述第一输入分压电容和第二输入分压电容的串联点，所述第三二极管阴极连接所述第五开关管源极与第六开关管漏极的接点，所述第四二极管阴极连接于第一输入分压电容和第二输入分压电容的串联点，所述第四二极管阳极连接第七开关管源极与第八开关管漏极的接点。
[0008] 具体实施中，所述整流滤波电路为全桥整流电路或者中心抽头全波整流电路。
[0009] 具体实施中，所述辅助整流电路为全桥整流电路或者中心抽头全波整流电路。
[0010] 本发明的有益效果是：由于本发明包括输入直流电源、分压电路、第一逆变桥臂、第二逆变桥臂、谐振电路、隔离变压器、整流滤波电路、辅助变压器及辅助整流电路，所述谐振电路包括谐振电容谐振电感和励磁电感，由于在谐振电容两端并联了辅助变压器，并通过副边整流电路将谐振电容两端电压箝位到输入直流电源，达到了抑制谐振变换器负载过重或短路时谐振电容两端电压过高的目的，并且在主电路参数确定的情况下，谐振变换器出现输出短路时，开关管电流应力可以由输入直流电压和箝位电路共同控制，以达到开关管电流应力可控的目的。所述本发明可以解决避免负载出现过载或短路时主开关管失去零电压开通，主开关管电流应力过高以及谐振电容两端电压应力过高的问题。
附图说明
[0011] 图1为现有的三电平谐振变换器电路结构示意图；
[0012] 图2为本发明的谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器电路结构示意图；
[0013] 图3为本发明的谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器主要波形图；
[0014] 图4~图9为本发明的谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器在不同工作模式下的工作原理图。
具体实施方式
[0015] 下面以实施例的具体实施方式来对本发明做进一步论述：当三电平谐振变换器负载过载或短路时，通过本发明辅助变压器和辅助整流电路的箝位作用将谐振电容的电压箝位在输入电压或者相对应的电压值，从而避免了主开关管失去零电压开通，抑制了主开关管电流应力过大，达到对原边电流可控的目的，并且可以取较小的谐振电容耐压值以节省成本和减小装置体积。
[0016] 如图2所示，本发明包括输入直流电源Vin、分压电路1、第一逆变桥臂2、第二逆变桥臂3、谐振电路4、隔离变压器5、整流滤波电路6、辅助变压器及辅助整流电路7，所述分压电路1包括第一输入分压电容C1和第二输入分压电容C2串联组成，所述分压电路1并联在直流电源Vin正负输出端，所述第一逆变桥臂2包括第一三电平逆变桥臂和第一箝位电路，所述第一三电平逆变桥臂包括第一开关管VS1、第二开关管VS2、第三开关管VS3、第四开关管VS4依次串联组成，所述第一逆变桥臂2并联在分压电路1两输出端，所述第一开关管VS1、第二开关管VS2、第三开关管VS3、第四开关管VS4各自并联一个晶体二极管和一个寄生电容，第一箝位电路包括第一二极管D1、第二二极管D2，所述第一二极管D1阳极连接于所述第一输入分压电容C1和第二输入分压电容C2的串联点，所述第一二极管D1阴极连接第一开关管VS1源极与第二开关管VS2漏极的接点之间，第二二极管D2阴极连接于所述第一输入分压电容C1和第二输入分压电容C2的串联点，阳极连接第三开关管VS3源极与第四开关管VS4漏极的接点之间；所述第二逆变桥臂3包括第二三电平逆变桥臂和第二箝位电路，所述第二三电平逆变桥臂由第五开关管VS5、第六开关管VS6、第七开关管VS7、第八开关管VS8依次串联组成，并联在分压电路1两输出端，所述第五开关管VS5、第六开关管VS6、第七开关管VS7、第八开关管VS8各自并联一个体二极管和一个寄生电容，第二箝位电路包括第三二极管D3、第四二极管D4，所述第三二极管D3阳极连接于所述第一输入分压电容C1和第二输入分压电容C2的串联点，所述第三二极管D3阴极连接所述第五开关管VS5源极与第六开关管VS6漏极的接点，所述第四二极管D4阴极连接于第一输入分压电容C1和第二输入分压电容C2的串联点，阳极连接第七开关管VS7源极与第八开关管VS8漏极的接点；所述谐振电路4包括谐振电容CS、谐振电感LS和励磁电感Lm，所述谐振电感LS一端连接所述第二开关管VS2源极与第三开关管VS3漏极的接点，所述谐振电感LS另一端与所述谐振电容CS相连，所述谐振电容CS一端与谐振电感LS相连，另一端与所述隔离变压器5原边的同名端相连，所述励磁电感Lm并联在所述隔离变压器5的原边；所述隔离变压器5的原边同名端与所述谐振电容CS相连，所述隔离变压器5的异名端与所述第六开关管VS6源极与所述第七开关管VS7漏极的接点相连，所述隔离变压器5的副边包括两个相同匝数的副边绕组相串联，所述两个副边绕组的串联点与所述整流滤波电路6的负端相连，另外两个不相连的端子分别与整流滤波电路6的两个全波两个正端相连；所述辅助变压器及辅助整流电路7包括辅助变压器和辅助整流电路，辅助变压器原边并联于谐振电容CS两侧，副边与辅助整流电路相连后与输入直流电源两端相连。
[0017] 上述附图2为本发明所述的谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器电路结构示意图，为了更好的对图2中的三电平谐振变换器的工作原理进行分析，首先描述基本三电平全桥谐振变换器的工作原理，一个开关周期可以分成10个工作模式，相应的波形如图3所示，10个工作模式的工作原理分别描述如下：
[0018] 模式1[t0，t1]，如图4所示：在t0时刻，VS1、VS2、VS7、VS8同时开通。谐振网络中的一次电流ip流经上述开关管，并以正弦规律正向增加到最大然后减小，流过电感Lm的电流线性增加；同时副边二极管D21正向导通，其流过的电流取决于一次电流ip和励磁电流im之差。
[0019] 模式2[t1，t2]，如图5所示：在t1时刻，谐振电感Ls的电流ip与电感Lm的电流im相等，变压器原边电流将为零，副边电流也降为零，副边整流二极管D21零电流关断。此时励磁电感Lm脱离输出电压的箝位作用，参与谐振电容CS和谐振电感LS三者之间的谐振过程。由于Lm比LS大很多，谐振周期较长，在t1~t2内，可近似认为谐振电流不变。
[0020] 模式3[t2，t3]，如图6所示：在t2时刻，VS1和VS8先于VS2和VS7关断。一次谐振电流ip开始对VS1和VS8的寄生电容COSS1和COSS（8 其中VS1至VS8的寄生电容分别为COSS1…COSS8，图中未示出）进行充电，同时对VS4和VS5的寄生电容COSS4和COSS5进行放电，因此上述开关管的寄生电容也参与了谐振过程。
[0021] 模式4[t3，t4]，如图7所示：在t3时刻，寄生电容COSS1和COSS8上的电压上升到了Vin/2，箝位二极管D1和D4导通，从而限制了电压进一步上升；同时寄生电容COSS4和COSS5上的电压也被箝位为零。此时一次谐振电流流经VS2、VS7和D1、D4。
[0022] 模式5[t4，t5]，如图8所示：在t4时刻，开关管VS2和VS7关断。此时谐振电流ip开始对寄生电容COSS2和COSS7进行充电，同时对寄生电容COSS3和COSS6进行放电。所以此阶段上述四个寄生电容也参与了谐振过程。与此同时VS4和VS5的寄生二极管导通，不但提供了反向的电压偏置，使二次整流二极管D22导通，励磁电感Lm被输出电压箝位从而脱离谐振网络。图9为模式5结束时的等效电路图，也可看作是下半个周期即将开始的电路状态。
[0023] 实际上，模式3~模式5的过程均非常短暂，三者时间相加之和约为几十纳秒。
[0024] 在这一阶段结束的t5时刻，COSS2和COSS7上的电压为Vin/2，COSS3和COSS6上的电压保持在零，谐振电流ip流经VS3~VS6的寄生二极管，从而满足VS3~VS6零电压开启的条件。此时如果VS3~VS6的开通信号来临，谐振变换器将进入后半个工作周期。由于后半个工作周期与前半个周期的模式相同，因而不再具体阐述。
[0025] 在负载过载或短路情况下，谐振电容CS中保证励磁电感的磁场能量和向负载提供电能的储能将全部在谐振网络中循环，导致谐振电容两端电压应力很高，对谐振电容的耐压值有很高的要求，励磁电感Lm上的电流维持在短路前的数值不变，谐振变换器不再向负载传递电能，谐振电感LS电流上升到很高的水平，与谐振网络串联且处于通态的主开关管将承受很高的电流应力，从而导致其永久失效甚至爆炸。具有谐振电容加辅助变压器原边箝位的三电平全桥谐振变换器，通过在谐振电容两端并联辅助变压器并经辅助整流电路箝位到输入电源两端的方式，可以将谐振电容CS的电压箝位在一个固定的电压值，将谐振变换器因短路导致谐振网络过多的循环能量回馈到输入网络，从而达到限制主开关管电流应力的目的，保护主开关管不至于永久失效，降低了谐振电容电压应力的大小，减小了装置的体积和节省了装置的成本。
[0026] 最后所应说明的是：以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明进行修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围的任何修改或局部替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围之中。
