原边反馈开关电源控制器和开关电源系统

摘要

本发明涉及一种原边反馈开关电源控制器和开关电源系统。所述开关电源系统，包括变压器、连接到所述变压器的分压电路、主开关管、输出电路和原边反馈开关电源控制器，所述原边反馈开关电源控制器的电源端连接所述变压器的原边第一输入端、反馈控制端连接到所述分压电路的分压点、输出端连接所述主开关管的栅极、控制端连接到所述主开关管的源极。该原边反馈开关电源控制器包括：FB波形检测模块，三角波生成电路，第一比较器，窄脉冲产生电路，第二比较器和RS触发器。实施本发明的原边反馈开关电源控制器和开关电源系统，能有效地提高系统稳定性，减小外围系统复杂度，减小外围元件数目，减小产品的成本。

权利要求

1.一种原边反馈开关电源控制器，其特征在于，包括：

FB波形检测模块（101），所述FB波形检测模块（101）的第一输入端（FB）连接变压器的原边，所述FB波形检测模块（101）的第二输入端连接第四参考电压（VREF4），三角波生成电路（200），所述三角波生成电路（200）的输入端连接所述FB波形检测模块（101）的输出端以接收反馈输出电压（VTONS）并基于所述反馈输出电压（VTONS）生成三角波；

第一比较器（111），所述第一比较器（111）的正相输入端连接所述三角波生成电路（200）的输出端（VCV）以接收所述三角波，所述第一比较器（111）的反相输入端连接第二参考电压（VREF2）；

窄脉冲产生电路（112），所述窄脉冲产生电路（112）的输入端连接所述第一比较器（111）的输出端（VPG）以接收所述第一比较器（111）的输出并基于所述第一比较器（111）的输出生成窄脉冲；

第二比较器（113），所述第二比较器（113）的正相输入端连接主开关管的源极，所述第二比较器（113）的反相输入端连接第三参考电压（VREF3）；

RS触发器（114），所述RS触发器（114）的S端连接所述窄脉冲产生电路（112）的输出端（SET）以接收所述窄脉冲，所述RS触发器（114）的R端连接所述第二比较器（113）的输出端（RST）以接收所述第二比较器（113）的输出，所述RS触发器（114）的Q端输出控制信号以控制所述主开关管。

2.根据权利要求1所述的原边反馈开关电源控制器，其特征在于，进一步包括：

恒流/恒压控制模块（300），所述恒流/恒压控制模块（300）的输入端连接到所述FB波形检测模块（101）的第一输入端（FB），所述恒流/恒压控制模块（300）的输出端连接到所述三角波生成电路（200）的输出端（VCV）以控制变压器的输出电压恒定。

3.根据权利要求2所述的原边反馈开关电源控制器，其特征在于，所述恒流/恒压控制模块（300）包括采样/保持模块（102），跨导运放（103）和单向导通二极管（104），其中，所述采样/保持模块（102）的输入端连接所述恒流/恒压控制模块（300）的输入端以采样并保持信号，所述跨导运放（103）的反相输入端连接所述采样/保持模块（102）的输出端以接收采样信号（VH），所述跨导运放（103）的正相输入端接收第一参考电压（VREF1），所述跨导运放（103）的输出端连接所述单向导通二极管（104）的阴极，所述单向导通二极管（104）的阳极连接所述三角波生成电路（200）的输出端（VCV）。

4.根据权利要求2所述的原边反馈开关电源控制器，其特征在于，所述恒流/恒压控制模块（300）包括跨导运放（103），第一MOS管（201）和第二MOS管（202），其中，所述跨导运放（103）的反相输入端接收第一参考电压（VREF1）、正相输入端连接采样/保持模块（102）的输出端以接收采样信号（VH），所述跨导运放（103）的输出端连接到所述第二MOS管（202）的漏极，所述第二MOS管（202）的漏极连接到所述第二MOS管（202）的栅极和所述第一MOS管（201）的栅极，所述第二MOS管（202）源极连接所述第一MOS管（201）的源极，所述第一MOS管（201）的漏极连接所述三角波生成电路（200）的输出端（VCV）。

5.根据权利要求1所述的原边反馈开关电源控制器，其特征在于，进一步包括：

驱动电路（115），所述驱动电路（115）的输入端连接所述RS触发器（114）的Q端以接收输出控制信号，所述驱动电路（115）的输出端连接主开关管的栅极以控制所述主开关管的开关。

6.根据权利要求1-5中任一权利要求所述的原边反馈开关电源控制器，其特征在于，所述三角波生成电路（200）包括：

反相器（107），所述反相器（107）的输入端连接所述FB波形检测模块（101）的输出端；

第一开关件（110），所述第一开关件（110）的控制端连接到所述反相器（107）的输出端，所述第一开关件（110）的输出端连接到第一电流源（109）的输出端，所述第一电流源（109）的输入端接电源，所述第一开关件（110）的输入端连接所述三角波生成电路（200）的输出端（VCV）；

第二开关件（108），所述第二开关件（108）的控制端连接到所述反相器（107）的输入端，所述第二开关件（108）的输出端连接所述第一开关件（110）的输入端、所述第二开关件（108）的输入端连接第二电流源（105）的输入端，所述第二电流源（105）的输出端接地；

电容（106），所述电容（106）的一端连接所述三角波生成电路（200）的输出端（VCV），另一端接地。

7.根据权利要求6所述的原边反馈开关电源控制器，其特征在于，所述第一开关件（110）和所述第二开关件（108）为开关管。

8.一种开关电源系统，其特征在于，包括变压器、连接到所述变压器的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管和输出电路，其特征在于，进一步包括如权利要求

1-5中任一权利要求所述的原边反馈开关电源控制器，所述原边反馈开关电源控制器的电源端(VCC)连接所述变压器的原边第一输入端，所述原边反馈开关电源控制器的反馈控制端（FB）连接到所述分压电路的分压点，所述原边反馈开关电源控制器的输出端（OUT）连接所述主开关管的栅极，所述原边反馈开关电源控制器的控制端（CS）连接到所述主开关管的源极。

9.一种开关电源系统，其特征在于，包括变压器、连接到所述变压器的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管和输出电路，其特征在于，进一步包括如权利要求

6所述的原边反馈开关电源控制器，所述原边反馈开关电源控制器的电源端(VCC)连接所述变压器的原边第一输入端，所述原边反馈开关电源控制器的反馈控制端（FB）连接到所述分压电路的分压点，所述原边反馈开关电源控制器的输出端（OUT）连接所述主开关管的栅极，所述原边反馈开关电源控制器的控制端（CS）连接到所述主开关管的源极。

说明书

原边反馈开关电源控制器和开关电源系统

技术领域

[0001] 本发明涉及开关电源领域，更具体地说，涉及一种原边反馈开关电源控制器和开关电源系统。

背景技术

[0002] 把高压交流电转换成负载所需的低压直流的AC/DC转换器已经发展得相当成熟。出于安全要求，需要把输入和输出通过变压器进行隔离。通常需要使用光耦把输出电压的信息反馈到处于原边的控制器，由控制器根据反馈信息对输出电压进行调节。然而处于原边的控制器仍然不能检测到输出的电流信息从而做出适当的调节。近年来，使用原边反馈技术从变压器原边检测输出电流信息从而稳定输出电流的恒流恒压技术得到越来越多的重视，因而出现了很多原边反馈控制芯片。

[0003] 图1为现有技术的原边反馈控制器的典型应用电路。该电路主要包括变压器10（三绕组变压器），主开关管20，次级整流二极管40，输出电容45和控制器70。在系统稳定工作后，控制器70将由辅助绕组通过整流二极管60供电。输出电压通过辅助绕组反馈到控制器一侧，然后通过分压电阻50和51，由DET脚检测处理。电阻30检测流经主开关管20的电流。补偿电容31和32分别为电压环路和电流环路稳定性补偿电容。控制器70属于峰值电流模式的PWM控制器。

[0004] 图2为图1示出的控制器的原理框图。控制器70主要由电压控制回路和电流控制回路两部分组成。电压控制回路由电压波形检查器100，跨导运放71，比较器73和电压相加模块600组成；电流控制回路由电流波形检测器300，积分器400，跨导运放72和比较器75组成。由DET脚的电压决定系统工作于恒压模式还是恒流模式。

[0005] 当DET脚的电压小于内部设定的参考电压VREF1,表明输出电压没有达到额定输出电压，系统工作在恒流输出模式，输出电流不随输出电压变化。当DET脚的电压略高于参考电压V REF1，系统工作于恒压模式，恒压环路通过调节PWM的占空比稳定输出电压，使得DET电压在数值上等于V REF1，只要环路的闭环增益足够大，输出电压不随输出电流变化。

[0006] 图2示出的控制器的电流控制回路和电压控制回路均需要复杂的补偿电路才能保证系统在各种工作条件下稳定工作，因此增加了生产成本、外围系统复杂程度和外围元件数目。另外，对于控制器本身，由于恒压和恒流控制回路在芯片中几乎是独立设计存在的，共用的电路模块较少，器件的利用率低，增加了控制器的芯片面积增加了生产成本。

发明内容

[0007] 本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种原边反馈开关电源控制器，其能有效地提高系统稳定性，减小外围系统复杂度，减小外围元件数目，减小产品的成本。

[0008] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种原边反馈开关电源控制器，包括：

[0009] FB波形检测模块，所述FB波形检测模块的第一输入端连接变压器的原边，所述FB波形检测模块的第二输入端连接第四参考电压，

[0010] 三角波生成电路，所述三角波生成电路的输入端连接所述FB波形检测模块的输出端以接收反馈输出电压并基于所述反馈输出电压生成三角波；

[0011] 第一比较器，所述第一比较器的正相输入端连接所述三角波生成电路的输出端以接收所述三角波，所述第一比较器的反相输入端连接第二参考电压；

[0012] 窄脉冲产生电路，所述窄脉冲产生电路的输入端连接所述第一比较器的输出端以接收所述第一比较器的输出并基于所述第一比较器的输出生成窄脉冲；

[0013] 第二比较器，所述第二比较器的正相输入端连接主开关管的源极，所述第二比较器的反相输入端连接第三参考电压；

[0014] RS触发器，所述RS触发器的S端连接所述窄脉冲产生电路的输出端以接收所述窄脉冲，所述RS触发器的R端连接所述第二比较器的输出端以接收所述第二比较器的输出，所述RS触发器的Q端输出控制信号以控制所述主开关管。

[0015] 在本发明所述的原边反馈开关电源控制器中，进一步包括：恒流/恒压控制模块，所述恒流/恒压控制模块的输入端连接到所述FB波形检测模块的第一输入端，所述恒流/恒压控制模块的输出端连接到所述三角波生成电路的输出端以控制变压器的输出电压恒定。

[0016] 在本发明所述的原边反馈开关电源控制器中，所述恒流/恒压控制模块包括采样/保持模块，跨导运放和单向导通二极管，其中，所述采样/保持模块的输入端连接所述恒流/恒压控制模块的输入端以采样并保持信号，所述跨导运放的反相输入端连接所述采样/保持模块的输出端以接收采样信号，所述跨导运放的正相输入端接收第一参考电压，所述跨导运放的输出端连接所述单向导通二极管的阴极，所述单向导通二极管的阳极连接所述三角波生成电路的输出端。

[0017] 在本发明所述的原边反馈开关电源控制器中，所述恒流/恒压控制模块包括跨导运放，第一MOS管和第二MOS管，其中，所述跨导运放的反相输入端接收第一参考电压、正相输入端连接所述采样/保持模块的输出端以接收采样信号，所述跨导运放的输出端连接到所述第二MOS管的漏极，所述第二MOS管的漏极连接到所述第二MOS管的栅极和所述第一MOS管的栅极，所述第二MOS管源极连接所述第一MOS管的源极，所述第一MOS管的漏极连接所述三角波生成电路的输出端。

[0018] 在本发明所述的原边反馈开关电源控制器中，进一步包括：驱动电路，所述驱动电路的输入端连接所述RS触发器的Q端以接收输出控制信号，所述驱动电路的输出端连接主开关管的栅极以控制所述主开关管的开关。

[0019] 在本发明所述的原边反馈开关电源控制器中，所述三角波生成电路包括：

[0020] 反相器，所述反相器的输入端连接所述FB波形检测模块的输出端；

[0021] 第一开关件，所述第一开关件的控制端连接到所述反相器的输出端，所述第一开关件的输出端连接到第一电流源的输出端，所述第一电流源的输入端接电源，所述第一开关件的输入端连接所述三角波生成电路的输出端；

[0022] 第二开关件，所述第二开关件的控制端连接到所述反相器的输入端，所述第二开关件的输出端连接所述第一开关件的输入端、所述第二开关件的输入端连接第二电流源的输入端，所述第二电流源的输出端接地；

[0023] 电容，所述电容的一端连接所述三角波生成电路的输出端，另一端接地。

[0024] 在本发明所述的原边反馈开关电源控制器中，所述第一开关件和所述第二开关件为开关管。

[0025] 本发明解决其技术问题采用的另一技术方案是，构造一种开关电源系统，包括变压器、连接到所述变压器的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管和输出电路，以及如上所述的原边反馈开关电源控制器，所述原边反馈开关电源控制器的电源端连接所述变压器的原边第一输入端，所述原边反馈开关电源控制器的反馈控制端连接到所述分压电路的分压点，所述原边反馈开关电源控制器的输出端连接所述主开关管的栅极，所述原边反馈开关电源控制器的控制端连接到所述主开关管的源极。

[0026] 实施本发明的原边反馈开关电源控制器和开关电源系统，能有效地提高系统稳定性，减小外围系统复杂度，减小外围元件数目，减小产品的成本。此外，原边反馈开关电源控制器的恒压、恒流实现模块复用较多，减小芯片面积，降低生产成本，同时恒压、恒流输出模式能够平缓过渡，避免模式之间的转换引入的输出电压纹波。

附图说明

[0027] 下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

[0028] 图1是现有技术的原边反馈控制器的典型应用电路；

[0029] 图2为图1示出的控制器的原理框图；

[0030] 图3是根据本发明的实施例的原边反馈控制器的原理框图；

[0031] 图4是根据本发明的又一实施例的原边反馈控制器的恒流/恒压控制模块的电路图；

[0032] 图5是根据本发明的实施例的开关电源系统的电路原理图；

[0033] 图6是图5示出的开关电源系统电路的工作波形图；

[0034] 图7是图5示出的开关电源系统电路的在恒流输出模式和恒压输出模式下VCV节点的电压波形。

具体实施方式

[0035] 图3是根据本发明的实施例的原边反馈控制器的原理框图。如图3所示，本发明的原边反馈开关电源控制器包括：FB波形检测模块101、三角波生成电路200、第一比较器111、窄脉冲产生电路112、第二比较器113、RS触发器114和恒流/恒压控制模块300。如图3所示，所述FB波形检测模块101的第一输入端FB连接变压器的原边，所述FB波形检测模块101的第二输入端连接第四参考电压VREF4。所述三角波生成电路200的输入端连接所述FB波形检测模块101的输出端以接收反馈输出电压VTONS并基于所述反馈输出电压VTONS生成三角波。所述第一比较器111的正相输入端连接所述三角波生成电路200的输出端VCV以接收所述三角波，所述第一比较器111的反相输入端连接第二参考电压VREF2。所述窄脉冲产生电路112的输入端连接所述第一比较器111的输出端VPG以接收所述第一比较器111的输出并基于所述第一比较器111的输出生成窄脉冲。所述第二比较器113的正相输入端连接主开关管的源极，所述第二比较器113的反相输入端连接第三参考电压VREF3。所述RS触发器114的S端连接所述窄脉冲产生电路112的输出端SET以接收所述窄脉冲，所述RS触发器114的R端连接所述第二比较器113的输出端RST以接收所述第二比较器113的输出，所述RS触发器114的Q端输出控制信号以控制所述主开关管。所述恒流/恒压控制模块300的输入端连接到所述FB波形检测模块101的第一输入端FB，所述恒流/恒压控制模块300的输出端连接到所述三角波生成电路200的输出端VCV以控制变压器的输出电压恒定。

[0036] 图3中示出了优选的三角波生成电路200、恒流/恒压控制模块300和驱动电路115的具体实施方式。如图3所示，本发明的三角波生成电路200包括反相器107、第一开关件110、第二开关件108和电容106。其中所述反相器107的输入端连接所述FB波形检测模块101的输出端。所述第一开关件110的控制端连接到所述反相器107的输出端，所述第一开关件110的输出端连接到第一电流源109的输出端。所述第一电流源109的输入端接电源。所述第一开关件110的输入端连接所述三角波生成电路200的输出端VCV。所述第二开关件108的控制端连接到所述反相器107的输入端，所述第二开关件108的输出端连接所述第一开关件110的输入端，所述第二开关件108的输入端连接第二电流源105的输入端。所述第二电流源105的输出端接地。所述电容106的一端连接所述三角波生成电路200的输出端VCV，另一端接地。本领域技术人员知悉，本领域中已知的模拟开关器件，如开关管，MOS管等等都可以用作本发明的开关件。本发明不受开关件的种类的限制。本领域技术人员根据本发明的教导，可以采用各种开关器件来实现本发明。

[0037] 如图3所示的恒流/恒压控制模块300用于控制变换器的输出电流或电压恒定。当然在本发明的简化实施例中，如不需要，也可以不设置该恒流/恒压控制模块。图3和图
4分别示出了本发明的所述恒流/恒压控制模块300。如图3所示，所述恒流/恒压控制模块300包括采样/保持模块102，跨导运放103和单向导通二极管104。其中，所述采样/保持模块102的输入端连接所述恒流/恒压控制模块300的输入端以采样并保持信号。所述跨导运放103的反相输入端连接所述采样/保持模块102的输出端以接收采样信号VH。
所述跨导运放103的正相输入端接收第一参考电压VREF1。所述跨导运放103的输出端连接所述单向导通二极管104的阴极。所述单向导通二极管104的阳极连接所述三角波生成电路200的输出端VCV。

[0038] 如图3所示的所述驱动电路115的输入端连接所述RS触发器114的Q端以接收输出控制信号，所述驱动电路115的输出端连接主开关管的栅极以控制所述主开关管的开关。本领域技术人员知悉，当RS触发器114的Q端发出的输出控制信号足以驱动主开关管时，无需设计驱动电路115。此外，主开关驱动电路是本领域中众所周知的技术，因此未对其做详细介绍。

[0039] 图4示出的恒流/恒压控制模块300包括跨导运放103，第一MOS管201和第二MOS管202构成的电流镜。其中，所述跨导运放103的反相输入端接收第一参考电压VREF1、正相输入端连接所述采样/保持模块102的输出端以接收采样信号VH。所述跨导运放103的输出端连接到所述第二MOS管202的漏极。所述第二MOS管202的漏极连接到所述第二MOS管202的栅极和所述第一MOS管201的栅极。所述第二MOS管202源极连接所述第一MOS管201的源极。所述第一MOS管201的漏极连接所述三角波生成电路200的输出端VCV。

[0040] 下面结合图3和图4对本发明的原边反馈控制器的各个电子器件的工作原理进行介绍。FB波形检测模块101用于检查第一输入端FB接收到的电压高于参考电压VREF4的持续时间。采样保持模块102用于采集所述FB波形检测模块101的第一输入端FB在特定时间点的电压并保持输出到后级。跨导运放103把从采样保持模块102接收的电压VH与第一参考电压VREF1的电压差转换成对应的电流，用于改变电容106的充放电斜率，从而改变系统的工作频率最终达到调节输出电压的目的。单向导通二极管104在其阴极电压高于所述三角波生成电路200的输出端VCV电压时处于截止状态，只有在其阴极电压低于所述三角波生成电路200的输出端VCV电压时才正常导通。单向导通二极管104与跨导运放103结合在一起构成了一个单向导通跨导运放。从采样保持模块102接收的电压VH比第一参考电压VREF1低，即系统工作于恒流模式下跨导运放不起作用，而在从采样保持模块102接收的电压VH比第一参考电压VREF1高，即系统工作于恒压模式下跨导运放对输出电压有调节作用。单向导通跨导运放也可以使用如图4所示的电路实现，该电路中由MOS管201和202构成电流镜，注意此时跨导放大器103的反相输入端接参考电压VREF1而同相输入端接采样保持模块102的输出端。第二电流源105在反馈输出电压VTONS为高电平时从电容106抽取电流。反相器107把反馈输出电压VTONS的逻辑取反，进而控制第一开关件110。第一电流源109在反馈输出电压VTONS为低电平给电容106充电。第一开关件110的控制端接反相器107的输出端。所述第一电流源109的输入端接电源。所述开关件110的输入端连接所述三角波生成电路200的输出端VCV。第一比较器111的正相输入端接所述三角波生成电路200的输出端VCV，反相输入端接第二参考电压VREF2，输出端接窄脉冲产生器112的输入端。窄脉冲产生器112在输入端的电压上升沿产生一个窄脉冲用于置位RS触发器114，使OUT输出高电平。第二比较器113的正相输入端经CS端接主开关管的源极，反相输入端接第三参考电压VREF3、输出端连接RS触发器114的复位端R。在CS端接收的电压高于参考电压VREF3时关闭输出。RS触发器114的S输入端接窄脉冲发生器112的输出端，R端接第二比较器113的输出端，输出端Q接驱动电路115的输入端。驱动电路115的输入端接RS触发器的输出端，输出端接OUT。

[0041] 图5是根据本发明的实施例的开关电源系统的电路原理图。如图5所示，的开关电源系统包括变压器10、连接到所述变压器10的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管20、输出电路和原边反馈开关电源控制器70。所述分压电路包括电阻R0和电阻R1。其中，电阻R0和电阻R1串联在变压器的原边第一输入端和第二输入端之间。所述原边反馈开关电源控制器的电源端VCC连接所述变压器的原边第一输入端。所述原边反馈开关电源控制器的反馈控制端FB连接到所述分压电路的分压点，即电阻R0和电阻R1的连接点。所述原边反馈开关电源控制器的输出端OUT连接所述主开关管的栅极，所述原边反馈开关电源控制器的控制端CS连接到所述主开关管的源极

[0042] 为了更好的说明本发明，下面将结合附图进行详细的说明。图5是图5是根据本发明的实施例的开关电源系统的电路原理图，与图1现有技术原边反馈控制器典型应用电路比较，本发明的原边反馈开关电源控制器70的管脚只有5个，比现有技术的少2个，而且不用外围补偿电容31和32，这是通过改变系统工作模式实现的。本发明控制器属于峰值电流模式的PFM控制器，而图1中控制器属于峰值电流模式的PWM控制器。众所周知，峰值电流PFM工作模式的系统较PWM工作模式的系统稳定性要高，但是对于控制器的设计提出更多的要求。

[0043] PWM工作模式的特点是，系统的开关频率是固定的。如图2所示，控制器中包含一个用于产生所需工作频率的振荡器200，振荡器的频率在工作过程中是不随输入输出条件变化的。从时序来看，其工作过程较简单，但需要较复杂的环路稳定补偿电路。在每个开关周期的开始都是由振荡器产生一个使能信号使得PWM控制模块500输出高电平驱动图1中的主开关管20，CS端的电压VCS逐渐增加，当增大到某一特定值VPCS后，图2的比较器73输出低电平，PWM控制模块500输出低电平，关闭主开关管，直到下一周期，频率发生器再次把主开关管打开，周而复始。输出电压的调节是通过改变VPCS实现的，实际上是通过变压器原边电感峰值电流的大小改变输出VOUT的占空比实现的。

[0044] 如图3所示，本发明的原边反馈开关电源控制器内部没有振荡器。本发明PFM控制器变压器原边电感的峰值电流是固定的，通过改变系统的工作频率调节输出电压。由于以上这两种应用都要求系统正常工作时处于断续电流模式（DCM），即必须等到次级电感电流下降到0后才打开主开关管，储存在原边电感的能量全部转移到次级输出。在理想情况下，输出功率POUT为

[0045]

[0046] 其中VO，IO分别为变压器的输出电压和输出电流，Lm为变压器原边电感（图5中标注NP表示该电感绕组的匝数为NP匝），IPK为通过该电感的峰值电流，f为开关频率。在恒压（恒流）输出时，Vo（Io）恒等于某一设计值，Io（Vo）为变量；当Io（Vo）变化时，可以相应通过改变IPK或f使得等式1的左右两边重新相等，系统达到新的平衡。PWM控制器正是通过改变等式1中的IPK而PFM控制器通过改变f来实现输出电压(电流)的调节。

[0047] 理想情况下，图5电路的典型工作波形如图6所示，其中SET，VPG，VCV为图3的本发明的原边反馈开关电源控制器内部对应端口的电压波形，VTONS为反馈输出电压波形，其余为图5对应的节点电压或电流波形。

[0048] 所述FB波形检测模块101的第一输入端FB的电压VFB在次级电感（图5中标注Ns表示该电感绕组的匝数为Ns匝）电流从IPKS下降到0的过程中保持为与输出电压成正比的某一电压值。当VFB的电压低于的参考电压VREF1，系统工作于恒流输出模式，输出电流不随输出电压变化；当VFB的电压高于参考电压VREF1，系统工作于恒压输出模式，输出电压不随输出电流变化，VFB等于第一VREF1时可以认为是恒压或者恒流模式。恒流输出与恒压输出模式由图3中跨导放大器103和二极管104组成的单向导通跨导放大器联系起来，实现这两种输出模式的平稳转换。

[0049] 在恒流输出模式下，图3中由于VFB的电压小于VREF1，所以采样保持模块102的采样信号VH同样小于VREF1，假设单向导通二极管104被导线短路，将有电流从跨导放大器的输出流出，图中IO为

[0050] Io＝-gm×(VREF1-VH) （2）

[0051] 其中gm是跨导放大器的跨导值，但由于单向导通二极管104的存在，此时IO为0，没有电流流进节点VCV，在恒流输出模式下，可以忽略采样保持模块102，跨导放大器103和二极管104的作用。

[0052] 恒流输出模式下，各节点电压和电流如图6所示。在t0时刻以前，各节点电压和电流均被初始化为0。在t0以后原边反馈开关电源控制器开始工作，此时由于VFB的电压小于图3中原边反馈开关电源控制器内部FB电压波形检测模块101的参考电压VREF4，所以FB电压波形检测模块101的反馈输出电压VTONS为低电平，反相器107的输出为高电平，第一开关件110导通，第二开关件108截止，第一电流源109以大小为I的电流给电容106充电，三角波生成电路200的输出端VCV的电压以斜率（3）不断增大

[0053] SC1=I/CC （3）。

[0054] 其中I为第一电流源109的电流大小，CC为电容106的容值。当输出端VCV的电压上升到比较器111的参考电压VREF2时，比较器111输出VPG变为高电平，窄脉冲发生器112输出一个脉宽为TSET的短脉冲重置RS触发器114，使得OUT端输出高电平，从而驱动图5中的主开关管20。此时通过主开关管的电流与通过变压器原边电感的电流相等，原边电感电流从0开始以斜率（4）逐渐增大。

[0055] SLM=VIN/LM （4）

[0056] 其中VIN为输入电压，LM为原边电感值。该电流通过检测电阻30转换成VCS电压，当电感电流增大到设定值IPK，对应的VCS电压为图3中第二比较器113的反相输入端参考电压VREF3时，比较器113输出高电平，把RS触发器114复位，OUT输出低电平关闭主开关管，导致储存在原边电感LM的能量向次级绕组和辅助绕组转移，其中绝大多数能量转移到次级输出绕组，为了讨论方便，下面的论述均忽略转移到辅助绕组的能量。此时次级绕组的电流变为IPKS，然后以由下式决定的斜率下降，

[0057] SLS=（VO+VD）/LS （4）

[0058] 其中VO为输出电压，VD为续流二极管40的导通压降，VD可以看做常数，LS为输出绕组电感值。

[0059] 同时VFB的电压从负电平上升为正的与输出电压成正比的某一数值，通常来说，此时VFB的数值比VREF4大，所以此时，VTONS的电压值从低电平变为高电平，第一开关件110截止，第二开关件108导通，VCV的电压开始以由式（5）决定的斜率下降，一直到次级电感上的电流下降为0，VFB电压下降到比VFRE4低为止。

[0060] SC2=K*I/CC （5）

[0061] 这就完成了一个周期的开关操作，以后VCV的电压波形将重复以SC1的斜率上升，然后再以SC2的斜率下降，不断重复，产生置位RS触发器的信号，开启主开关管，然后由第二比较器113关闭该主开关管。

[0062] 当系统稳定后，VCV上的电压在VA与VB之间不断上升和下降。其中VCV下降斜率为SC1，上升斜率为SC2，而下降时间为次级电感放电时间

[0063] TONS=IPKS/SLS=IPKS×LS/(VO+VD） (6)

[0064] 可以得到VCV的上升时间TR为

[0065]

[0066] 得到稳定状态下，开关电源系统的开关频率

[0067] T=TR+TONS=(1+K)×TONS=(1+K)×IPKS×LS/(VO+VD） (8)

[0068] 其中K为图3中电流源105与电流源109的电流比值。

[0069] 从图6次级电感电流波形IS可以得到输出平均电流

[0070]

[0071] 其中IPK和IPKS分别为变压器原边和次级电感的峰值电流，NP和NS分别为变压器原边和次级绕组的匝数。由式(9)可以看出，输出电流IO只由系统参数决定，从而实现了输出恒定电流的目的。

[0072] 在恒压输出模式下，图3中的述原边反馈开关电源控制器的反馈控制端FB的电压VFB的电压大于参考电压VREF1，采样保持模块102的采样信号VH将大于参考电压VREF1，有电流流进跨导放大器时，该电流Io大小由式（2）决定，但此时参考电压VREF1

[0073] 如图5所示，对于理想变压器有

[0074]

[0075] 其中VS为次级绕组两端电压，VD为整流二极管40的导通压降，可以看成常数。由上式可以看到，输出电压VO与电压VFB成正比。

[0076] 当输出电压增大，VFB增大，图3中采样保持模块102的采样信号VH同时增大。当输出电压增大到使得采样信号VH电压大于跨导放大器103同相输入端参考电压VREF1时，跨导放大器103开始以由（2）式决定的电流从电容106抽取电流。VFB越大，从电容106抽取的电流越大。

[0077] 假设在某一稳定点，跨导放大器103的输出电流为IO1，此时的工作方式其实与前面分析的恒流输出模式基本相同，只是现在给电容106充电的电流从I减小为I-IO1，电容106的放电电流从KI增大为KI+IO1。如图7所示，所述三角波生成电路200的输出端VCV的电压波形变成在VC与VD之间上升和下降，上升，下降斜率分别变为SC3和SC4。

[0078] SC3=(I-IO1)/CC （11）

[0079] SC4=(KI+IO1)/CC （12）

[0080] 与恒流输出模式一样，在恒压模式下，所述三角波生成电路200的输出端VCV下降的时间为TONS，即与次级放电时间相等。此时输出端VCV上升时间TRCV为

[0081]

[0082] 在恒压模式下，输出电压VO的变化可以忽略比较，由式（6）看出，次级放电时间TONS不变，而输出端VCV的电压上升时间TRCV随着IO1的增大而增大，开关频率减小。所以，当输出电流减小，输出电压上升，VFB电压随之上升，跨导放大器的输出电流IO1增大，导致系统开关频率减小，从公式（1）可以看出，工作频率的减小导致输出能量的减小，抑制了输出电压的上升，实现了对输出电压的调节；同样的，当输出电流增大，输出电压下降，IO1将减小，提高工作频率，增大输出的能量，抑制输出电压的下降。只要保证环路增益足够大，恒压模式下，输出电压不随输出电流变化。稳定状态下，采样信号VH的电压等于参考电压VREF1，输出电压

[0083]

[0084] 使用本发明的原边反馈开关电源控制器和开关电源系统，能有效地提高系统稳定性，减小外围系统复杂度，减小外围元件数目，减小产品的成本。此外，原边反馈开关电源控制器的恒压、恒流实现模块复用较多，减小芯片面积，降低生产成本，同时恒压、恒流输出模式能够平缓过渡，避免模式之间的转换引入的输出电压纹波。

[0085] 虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。