一种自激推挽式变换器

摘要

本发明公开了一种自激推挽式变换器，包括Jensen电路，其主要特点在于所述Jensen电路中的磁饱和变压器原边绕组的一端和主变压器原边绕组的一个端子之间为一个具有通高频、阻低频的电气性能的两端子网络，即所述的磁饱和变压器原边绕组通过所述的两端子网络与所述的主变压器原边绕组并联。采用本发明的自激推挽式变换器具有良好的自保护能力，并能在过流、短路消失后自行恢复正常工作。

权利要求

1.一种自激推挽式变换器，包括Jensen电路，其特征在于：所述Jensen电路中的磁饱和变压器原边绕组的一端和与其相邻的主变压器原边绕组的一个端子之间为一个具有通高频、阻低频的两端子网络，即所述的磁饱和变压器原边绕组通过所述的两端子网络与所述的主变压器原边绕组并联。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的两端子网络为一电容。

3.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的两端子网络为一电容和一电阻并联组成。

4.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的两端子网络为一电容和一电阻串联组成。

5.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的两端子网络为一个以上电容和一个以上电阻混联组成。

6.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的两端子网络为一电容和一电感串联组成。

7.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的两端子网络为一电容和一电感并联组成。

8.根据权利要求1至7任一所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述磁饱和变压器原边绕组上并联有一电容。

说明书

一种自激推挽式变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及一种自激推挽式变换器，特别涉及一种用于工业控制和照明行业的自激推挽式变换器。

背景技术

[0002] 现有的自激推挽式变换器，电路结构部分来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，通常简称为Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端；1957年美国查赛(Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明了自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路、自激推挽式Jensen电路，又作井森电路；这两种电路，后人都称为自激推挽式变换器。

[0003] 自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号为7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。与相同条件下的Royer电路比较，在供电电源电压、负载及温度发生变化时，Jensen变换器的自振荡频率相对比较稳定。

[0004] 自振荡Jensen电路，如《开关电源的原理与设计》第69页图3-11，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，并遵循原图的风格，引用作为本文附图1，原图在输出整流部分有错，二极管D1和二极管D2所接的是一对同名端，实际上，这是一个公知的全波整流电路，二极管D1和二极管D2所接的应是一对异名端，这在附图1中，已经更正，请参见附图1。

[0005] 在《开关电源的原理与设计》第70页，也给出电流驱动型Jensen电路，参见原书图3-12(a)和图3-12(b)，其中，原书图3-12(a)的电路只是说明原理的过渡电路图，由于其存在问题，实际上不会被使用，参见原书第70页第二行至第五行，摘录如下：

[0006] 在轻负载时，ic小而Im2却变大，使ib变小导致基极驱动电流不足，开关管压降大，不能维持变压器T2磁饱和，且在开关管上产生很大的能量消耗。要克服这一问题，需要补偿Im2即在T2上增加一个额外的绕组Nm，如图3-12(b)所示。(摘录结束)

[0007] 即原书图3-12(b)才是能实用化的电路，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，引用原书图3-12(b)作为本文附图2。

[0008] 在早期的文献中，自振荡Jensen电路的名称叫双变换器推挽逆变电路，在人民邮电出版社的《电源变换技术》第70页至72页有描述，该书ISBN号为7-115-04229-2/TN·353。在该书中使用的电路见该书的71页图2-40，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，引用作为本文附图3。

[0009] 在全球的工业领域中，广泛用于微功率模块DC/DC变换器中的Jensen电路，还有一种典型的应用方式，如附图4所示，图中没有把副边线圈输出的相关电路画出来，和图1的电路相比，增加了启动电路，图1的电路在实际使用时，需要加入启动电路。图2的电路在实际使用时，也要加入启动电路。如图4中的电阻R1和电容C1，就是启动电路。

[0010] 图5是另一种典型的Jensen电路应用方式，相比图4电路，电容C1的另一端接地，当电路输入的电压比较高时，可以避免图4中电容C1在开机时对推挽用开关三极管TR1和TR2的基极、发射极产生冲击。在电路的供电电源上电时，由于电容C1两端电压不能突变，图5电路实现了软启动功能。

[0011] 上述现有技术的Jensen电路存在以下缺点：

[0012] 1、自保护能力较差

[0013] 在《开关电源的原理与设计》第70页第6行至段尾，有详细描述，引用如下：“然而，成比例的电流驱动电路存在缺点，因为Royer变换器在短路时，电路将停止振荡并使原边二个开关都处于关断状态。可以说，Royer电路具有自保护的能力。而图3-12所示的Jensen变换器在过载的情况下虽具有一定的保护能力，但它不像图3-11所示电路那样，对所有输出电流过载情况下都能很好地进行自保护。在图3-12所示电路中，除了其输出端完全短路的情况之外，输出过载的自保护特征是不存在的。因为随着负载数值的增加，Ib也成比例地增加。因此，电流驱动成比例特性会引起开关集电极电流达到峰值。如果没有外部保护装置是开关管关断最终会导致开关管的损坏。”

[0014] 上述的图3-12对应本发明的图2，上述的图3-11对应本发明的图1。

[0015] 这种保护是关断式的，当输出过流、短路时，即当负载电流大到一定值时，原边电流因受三极管等限制无法增大，即图1、图2电路中变压器T1的励磁电流等于零，变压器无法工作，晶体管因为得不到反馈电压而不能饱和导通，电路将停止工作。前文提到过，图1和图2的电路都没有辅助启动电路，在实际使用时，直接采用图1、图2的电路，在电路上电时，电路是无法进入自激推挽式工作状态的，都必须加辅助启动电路，若加入的辅助启动电路只在上电瞬间起作用，图1、图2电路进入激推挽式工作后，辅助启动电路不再起作用的话，电路将产生下述第2项缺点。

[0016] 2、一旦输出有短路，电路停振，两个推挽三极管都处于关断状态；输出过流、短路消失后，电路无法自行恢复到正常工作状态。

[0017] 这一点，对于本技术领域的普通技术人员来说，很容易通过实验进行验证。当然，可以采用图3、图4、图5这种在线式辅助启动电路来实现：输出短路消失后，电路看起来可以自行恢复到正常工作状态。但事实上带来新的缺点，如下述第3点。

[0018] 3、图3、图4、图5现有的Jensen电路，在输出过流、短路时，三极管TR1和TR2发热量大，极易烧毁。

[0019] 对于变压器来说，如果副边负载电流增大，则原边电流随之增大，而励磁电流基本不变。在图3、图4、图5中，电阻R1都是为推挽用三极管提供基极电流的。当输出过流、短路时，即当负载电流大到一定值时，原边电流因受三极管等限制无法增大，即变压器B2的励磁电流等于零，变压器无法工作，晶体管因为得不到反馈电压而不能饱和导通，电路将停止工作。即电路停振，理论上整个电路这时的工作电流大约为：

[0020] ……………………公式(1)

[0021] β为三极管TR1和TR2的放大倍数，0.7V为常见硅NPN型三极管基极至发射极正向压降，I(TR1+TR2)为电路的总工作电流，来源于电路停振后，电源经电阻R1向三极管TR1和TR2提供了基极电流，经三极管TR1和TR2放大后获得。这里假设三极管TR1和TR2的放大倍数大致相等，若不相等，可以取其平均值估算。对于常见的电路，电路停振时，三极管TR1和TR2的集电极至发射极电压等于电源电压，因辅助启动电路R1的存在，向三极管TR1和TR2提供了基极电流，经三极管TR1和TR2放大后，这个电流很可观，三极管TR1和TR2的集电极至发射极电压和电源电压相等，而三极管TR1和TR2由于电路停振而不能工作在饱和状态，这时三极管TR1和TR2的发热量很可观，这两个管子会在瞬间烧毁。

[0022] 如用图4电路做成5V转5V的DC/DC变换器，功率为1W，即输出电流200mA，那么电路的典型参数为Vin为5V，电阻R1为2.2KΩ，Rb为2.2KΩ，三极管TR1和TR2采用T0-92封装的2N5551，其最大集电极工作电流为600mA，最大集电极管耗为625mW，放大倍数为180倍。那么这时若输出短路，引起电路停振，这时电路的工作电流按公式(1)计算可得：

[0023]

[0024] 那么这时三极管TR1和TR2的总管耗为：

[0025] Pall≈U电源电压×I(TR1+TR2)＝5V×774mA＝3870mW

[0026] 每只管耗约为上述的一半，即1935mW，远超过型号为2N5551的三极管的最大集电极管耗为625mW，实测2N5551三极管在2秒内损坏。

[0027] 这仅仅是5V转5V，功率为1W的DC/DC变换器，实际应用中，大部份电路均工作在更高电压下，更高功率下，这时，现有的Jensen电路，在输出过流、短路时，三极管TR1和TR2发热量大，极易烧毁。

[0028] 4、现有解决上述1、2、3点的电路过于复杂。

[0029] 若加入的辅助启动电路只在上电瞬间起作用，图1、图2电路进入自激推挽式工作后，辅助启动电路不再起作用的话，当短路发生时，电路停振；在电路设计时，经常采用极为复杂的辅助启动电路实现：当短路发生电路停振后，进而短路消失后，辅助启动电路再次触发电路自激推挽工作。这种情况，本技术领域的普通技术人员来说都是转而采用其它开关电源电路拓扑。

发明内容

[0030] 本发明的目的是提供一种自激推挽式变换器，该变换器能解决上述问题，采用简单的电路就能使得自激推挽式Jensen电路具有良好的自保护能力，并能在过流、短路消失后自行恢复正常工作。

[0031] 本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

[0032] 一种自激推挽式变换器，包括Jensen电路，所述Jensen电路中的磁饱和变压器原边绕组的一端和主变压器原边绕组的一个端子之间为一个具有通高频、阻低频的电气性能的两端子网络，即所述的磁饱和变压器原边绕组通过所述的两端子网络与所述的主变压器原边绕组并联。

[0033] 优选地，所述的两端子网络为一电容。

[0034] 优选地，所述的两端子网络为一电容和一电阻并联组成。

[0035] 优选地，所述的两端子网络为一电容和一电阻串联组成。

[0036] 优选地，所述的两端子网络为一个以上电容和一个以上电阻混联组成。

[0037] 优选地，所述的两端子网络为一电容和一电感串联组成。

[0038] 优选地，所述的两端子网络为一电容和一电感并联组成。

[0039] 作为上述技术方案的进一步改进，所述磁饱和变压器原边绕组上并联有一电容。

[0040] 相比现有技术，本发明具有以下有益效果：

[0041] 本发明用电容或其它具有通高频、阻低频电气性能的两端子网络取代了现有技术中Jensen电路中的反馈电阻，使得自激推挽式变换器具有良好的自保护能力，在输出过流、短路时不再进入停振状态，而是进入高频自激工作状态，保证推挽工作的一对三极管能在变换器输出过流、短路时不因过热而烧毁，并能在过流、短路消失后自行恢复正常工作。

[0042] 另外通过在磁饱和变压器原边绕组上并联一电容，使得自激推挽式变换器在输出过流、短路时，其高频自激振荡频率落在设计值上，变换器具有短路保护性能一致性好，易于调试的特点。

附图说明

[0043] 图1为《开关电源的原理与设计》第69页图3-11的引用；

[0044] 图2为《开关电源的原理与设计》第70页图3-12(b)的引用；

[0045] 图3为《电源变换技术》第71页图2-40的引用；

[0046] 图4为现有技术的在工业领域中常用的Jensen电路的电路原理图；

[0047] 图5为现有技术的在工业领域中另一种常用的Jensen电路的电路原理图；

[0048] 图6为本发明实施例一的电路原理图；

[0049] 图7为本发明实施例一正常工作时其三极管TR1集电极的波形图；

[0050] 图8为公知的电感实际等效电路原理图；

[0051] 图9为本发明实施例一在高频振荡时的等效电路图；

[0052] 图10为电容的阻抗Z与频率关系图；

[0053] 图11-1至11-6为本发明中两端子网络六种实施方式的电路原理图；

[0054] 图12-1为为本发明中两端子网络一种实施方式的电路原理图；

[0055] 图12-2为LC串联回路的阻抗Z与频率关系图；

[0056] 图13-1为本发明中两端子网络一种实施方式的电路原理图；

[0057] 图13-2为LC并联回路的阻抗Z与频率关系图；

[0058] 图14为本发明实施例二的电路原理图；

[0059] 图15为本发明实施例三的电路原理图；

[0060] 图16为公知的全波整流电路的电路原理图；

[0061] 图17为现有技术和本发明正常输出的波形图；

[0062] 图18为输出短路后，现有技术中主变压器的波形；

[0063] 图19为输出短路后，本发明中主变压器的波形；

具体实施方式

[0064] 为了便于理解本发明的技术方案，这里，先对发明中涉及的名词进行注解：

[0065] 中心抽头：为变压器两个相同匝数绕组，异名端串联形成的连接点。通常可以采用双线并绕，其中一个首、尾端相连后形成中心抽头。在特殊应用中，异名端串联的两个绕组的匝数可以不同。

[0066] 磁饱和变压器：自激推挽式Jensen电路中，用于直接控制推挽三极管状态的转换，实现自振荡频率和驱动功能；其原边绕组一端与推挽三极管的集电极相连，另一端通过反馈电阻与另一只推挽三极管的集电极相连；其副边绕组两端分别连接推挽三极管的基极、其副边绕组中心抽头接地或接辅助启动电路。如图1中的变压器T2、图2中的变压器T2、图3中的变压器B1、图4中的变压器B1、图5中的变压器B1均为磁饱和变压器。

[0067] 主变压器：用于向负载传输能量的线性变压器，将电压变换为所需要的数值，工作在不饱和状态，其原边中间抽头连接于供电电源，其原边另两个端子分别与推挽三极管的两个集电极相连，副边绕组接整流电路或负载。如图1中的变压器T1、图2中的变压器T1、图3中的变压器B2、图4中的变压器B2、图5中的变压器B2均为主变压器。

[0068] 反馈电阻：自激推挽式Jensen电路中，和磁饱和变压器原边串联的电阻，串联后形成的两端，分别与推挽三极管的两个集电极相连。如图1中的电阻Rb、图2中的电阻Rm、图3中的电阻Rf、图4中的电阻Rb、图5中的电阻Rb均为反馈电阻。

[0069] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

[0070] 图6示出了本发明实施例一的自激推挽式变换器，其电路结构与图4示出的Jensen电路的电路结构基本相同，其不同点在于用电容Cb取代了图4示出的Jensen电路中的反馈电阻Rb。由于电路的对称性，事实上，电容Cb可以串接在在磁饱和变压器B1原边绕组和三极管TR2的集电极之间，效果是一样的；或在在磁饱和变压器B1原边绕组和三极管TR2的集电极之间再增加一只加电容Cb1，效果是一样的。

[0071] 其工作原理为，自激推挽式变换器的反馈电阻替换为一个电容后，电路的工作方法在短路时发生了变化，而在正常工作时，基本上没有变化，以下分三个阶段来说明：

[0072] 一、正常工作时

[0073] 正常工作时，电容Cb的作用和反馈电阻Rb的作用类似，串联在磁饱和变压器B1的原边，限制磁饱和变压器B1因进入磁饱和而消耗更多的能量，所以，本发明中，替换反馈电阻Rb的电容Cb，其选取方法是，在正常工作频率下，该电容Cb的容抗约等于反馈电阻Rb的阻抗。事实上，在放松磁饱和变压器Rb引起的功耗限制后，该电容Cb的容量可以在很宽的范围选取。

[0074] 正常工作时的工作原理：和使用反馈电阻的电路相似，接通电源瞬间，电源通过偏置电阻R1和电容C1的并联回路、磁饱和变压器B1的副边绕组、向三极管TR1和三极管TR2的基极、发射极提供基极电流，两只三极管开始导通，由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通或其集电极电流更大一点，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流IC2其对应的原边绕组NP2的电压为上正下负，即三极管TR2的集电极电压比三极管TR1的集电极电压低，这个电压通过电容C1加到磁饱和变压器B1的原边上，磁饱和变压器B1的原边电压为上高下低，或上正下负的相对关系，根据同名端关系，磁饱和变压器B1的副边感应电压为上负下正，副边感应电压，这个电压增大了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，三极管TR1基极对应的线圈绕组的电压为上负下正，这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。

[0075] 随着三极管TR1完全截止，而三极管TR2饱和导通，三极管TR1和三极管TR2的集电极电压差达到最大，电压差为上正下负，通过电容Cb对磁饱和变压器B1的原边充电，磁饱和变压器B1的原边充电电流呈增长趋垫，而磁饱和变压器B1的原边绕制匝数较多，为了获得磁饱和特性，磁饱和变压器B1的原边充电电流产生的磁感应强度随时间增加，但磁感应强度增加到磁饱和变压器B1磁心的饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小但不为零，这时，磁饱和变压器B1副边感应电压趋于消失，三极管TR2饱和导通的必要条件基极电流却大幅减小，其对应的集电极电流也同步减小，这同样也是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2完全截止；磁饱和变压器B1磁心达到饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小但不为零，由于电感中电流不能突然消失，通过反激作用，同时会在磁饱和变压器B1副边感应出和刚才相反极性的电压，这种感应原理广泛应用于单端反激变换器，属公知技术。在磁饱和变压器B1副边感应出和刚才相反极性的电压，使另三极管TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。

[0076] 本发明正常工作时，三极管TR1集电极的波形图如图7所示，从图中可以看到，三极管TR1集电极在饱和导通时，接近0V；在截止时，接近电源电压一倍，这是由于三极管TR2在饱和导通时，三极管TR1集电极对应的主变压器B2的原边绕组NP1因电磁感应产生的一个等值电压，和原有的电源电压叠加后形成。事实上，自激推挽式Jensen变换器形成推挽振荡的原理比上述的复杂，磁饱和变压器B1的原边充电电流产生的磁感应强度随时间增加，但磁感应强度增加到磁饱和变压器B1磁心的饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小但不为零，这时，磁饱和变压器B1副边感应电压趋于消失，三极管TR2饱和导通的必要条件基极电流却大幅减小，其对应的集电极电流也同步减小，这时三极管TR1集电极电压由原来的2倍电源电压，会因电磁感应而减小，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2完全截止；这个转换的过程是因为电磁感应产生，受三极管的最高工作频率以及参与工作的电感量影响而不可能达到极快，这也是图11中，看到的三极管在饱和导通和截止之间存在上升时间、下降时间的原因。

[0077] 二、输出出现短路时

[0078] 本发明由于使用了具有通高频、阻低频的电气性能的电容Cb取代了原反馈电阻Rb，电路的工作状态发生变化，电路不再进入停振状态，而是由于电容Cb的存在，电路进入高频自激工作状态。

[0079] 工作过程详述：变压器都会存在漏感，理想的变压器并不存在，变压器的漏感是原边线圈所产生的磁力线不能都通过副边线圈，因此产生漏磁的电感称为漏感。副边线圈通常作输出用。当副边线圈直接短路时，这时测出的原边线圈仍存在电感量，通常近似地认为是漏感。当负载出现短路时，等效于主变压器B2的原边绕组NP1和原边绕组NP的电感量降至一个很小的值，由于电感量减小，三极管TR1或三极管TR2集电极变化比正常工作时迅速，周期缩短，这个信号通过电容Cb反馈给磁饱和变压器B1，由于在高频下，电容Cb的内阻减小，使得反馈得到加强。尽管在高频下，磁饱和变压器B1的传输效率降低，这也是公知的开关电源磁心材质的特性。三极管TR1或三极管TR2得到的反馈电压减小，但频率升高后，电容Cb的内阻减小弥补了反馈电压减小，使得电路得以在高频下维持振荡。而现有技术中使用反馈电阻，由于电阻没有通高频、阻低频这一特性，使得在短路发生时，电路呈衰减式振荡，在不到3个周期内完全停振。

[0080] 工作频率上升直接引起电路脱离磁心磁饱和式振荡，磁饱和变压器B1中的电流无法在很短的周期内达到较大的电流，从而无法进入磁饱和式推挽工作。而进入LC回路的高频振荡，任何变压器、电感的线圈，匝与匝之间存在分布电容，其等效电路如图8所示，图8为公知的所有实际电感的等效电路原理图。

[0081] 磁饱和变压器B1的原边同样可以等效为图8的电路，这样，图6整个电路在较高的工作频率下，其电路可以等效为图9所示，虚线框131为等效电路，可以看出，这是一个典型的LC振荡回路，由于电容Cd是分布电容，因此振荡频率不稳定，飘移较大。另外，由于这个LC回路的负载是推挽三极管的基极、发射极，等效于一只二极管，尽管磁饱和变压器B1在高频下，传输效率降得较低，推挽三极管的基极、发射极因为导通产生的消耗，由于磁饱和变压器B1的传输效率降得较低，而折算到原边的消耗并不大，原边的等效LC回路仍可工作在较低的Q值下，形成振荡，最终电路的振荡频率会稳定在一个高频率上。

[0082] 若振荡频率因某种原因进一步升高，由于磁饱和变压器B1的传输效率降得更低，推挽三极管的基极、发射极得到的感应电压不够，振荡频率无法维持，会下跌至一个稳定的频率上。

[0083] 这时，主变压器B2同样因为传输效率降得较低，副边短路引起的损耗，折算到原边并不大，这样实现了电路不停振，相反，工作在较高频率下，副边短路引起的损耗，折算到原边并不大，电路的工作电流可以控制在较低的范围内。

[0084] 三、当过流、短路消失后

[0085] 当过流、短路消失后，主变压器B2原边绕组NP1和原边绕组NP2的电感量恢复正常，由于电感量增加，三极管TR1或三极管TR2集电极电流变化比刚才的高频振荡时缓慢，周期延长，且集电极电压由于主变压器B2原边绕组NP1和原边绕组NP2的电感量恢复正常，而出现直接进入截止或饱和，这个信号通过电容Cb反馈给磁饱和变压器B1，由于在相对低频下，电容Cb的内阻增大，使得反馈得到减弱。但通过电容Cb对磁饱和变压器B1原边充电的时间也相应延长，电路的振荡频率降低。经过几个周期或几十个周期，电路最终回到利用磁饱和变压器B1的磁饱和特性的振荡上来。实现电路的自恢复功能，即，当变换器的过流、短路消失后，电路可以自行恢复到正常工作，输出额定电压。

[0086] 图10示出了实施例一中电容Cb的阻抗Z与频率关系图，它呈现通高频、阻低频的电气特性。上述实施例一实现的原理是用一个具有通高频、阻低频的电气性能的两端子网络作为反馈电路来替代现有技术中的反馈电阻Rb，本发明的实施方式并不限于上述实施例一，下面列举出本发明两端子网络的其他八个实施方式，自激推挽式变换器其余的电路连接方式与实施例一相同，在此不再赘述。

[0087] 图11-1示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电阻R141和电容C141，该电阻R141和电容C141相并联。

[0088] 图11-2示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电阻R142和电容C142，该电阻R142和电容C142相串联。

[0089] 图11-3示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电容C141、电容C142和电阻R142，电阻R142和电容C142相串联，该串联支路与电容C141相并联。

[0090] 图11-4示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电阻R141、电容C142和电阻R142，电阻R142和电容C142相串联，该串联支路与电阻R141相并联。

[0091] 图11-5示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电阻R142、电阻R141和电容C141，电阻R141和电容C141相并联，该并联支路与电阻R142相串联。

[0092] 图11-6示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电阻R142、电容C142、电阻R141和电容C141，电阻R142和电容C142相串联，该串联支路与电阻R141以及电容C141相并联。

[0093] 上述图11-1至11-6示出的两端子网络的六种实施方式，均具有通高频、阻低频的电气性能，其应用于自激推挽式变换器中的方式和实现原理与本发明实施例一相同，在此不再赘述。其中，采用图11-1、图11-4、图11-5和图11-6示出的两端子网络的自激推挽式变换器，由于电阻R141提供了直流支路，在输出短路消失时，进入正常工作的恢复时间更短，这是因为电阻R141提供了直流回路，磁饱和变压器B1的电流容易达到足以引起磁饱和的数值，自激推挽式变换器能获得较短的恢复时间。

[0094] 图12-1示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电感L161和电容C161，该电感L161和电容C161相串联。图12-2示出了LC串联回路的阻抗Z与频率关系图，利用低频至f0这段曲线的特性，该电感L161和电容C161组成的串联电路在低频至f0这段具有通高频、阻低频的电气特性，使得采用图12-1示出的两端子网络的自激推挽式变换器与本发明实施例一能实现相同的技术效果，它们的工作原理相同。

[0095] 图13-1示出了本发明中两端子网络的一种实施方式，包括电感L171和电容C171，该电感L171和电容C171相并联。图13-2示出了LC并联回路的阻抗Z与频率关系图，利用f0至高频这段曲线的特性，该电感L171和电容C171组成的并联电路在f0至高频这段具有通高频、阻低频的电气特性，使得采用图13-1示出的两端子网络的自激推挽式变换器与本发明实施例一能实现相同的技术效果，它们的工作原理相同。

[0096] 图14示出了本发明实施例二的自激推挽式变换器，其电路结构与实施例一的电路结构基本相同，其不同点在于电容C2与磁饱和变压器B1的原边绕组相并联。实施例二与实施例一的工作原理基本相同，其不同点仅在于由于电容C2的加入，使得输出出现短路时，电路振荡在高频下的频率可以调节，调节电容C2的容量，让其在正常工作时对电路没有影响，而在输出出现短路时，电路振荡在高频下时，频率落在设计值上，原本依赖分布电容的振荡，振荡频率飘移较大，加入电容C2后，让产品的一致性得到提高。

[0097] 图15示出了本发明实施例三的自激推挽式变换器，其电路结构与图2示出的Jensen电路的电路结构基本相同，其不同点在于增加电容Cb，电容Cb与反馈电阻Rm相并联，磁饱和变压器T2副边绕组的中心抽头一路通过电容C1连接到电路的供电参考端，另一路通过电阻R1连接到电路的供电端+Vs。电容Cb和反馈电阻Rm形成一个通高频、阻低频的两端子网络1。电阻的R1和电容C1组成的简易在线式辅助启动电路，需注意的是，背景技术图2中的电容C1是电源滤波电容，在本实施例中电容C1是在线式辅助启动电路的组成部分。

[0098] 实施例三的工作原理为：

[0099] 在正常工作时，电容Cb的容抗较大，电阻Rm起主要作用，电路仍工作在磁饱和变压器T2控制的自激推挽方式下。

[0100] 当输出短路时，同实施例一一样，由于两端子网络1的作用，电路进入高频自激振荡工作方式，这时，主变压器T1同样因为传输效率降得较低，副边短路引起的损耗，折算到主变压器T1原边并不大，这样实现了电路不停振，电路的工作电流可以控制在较低的范围内，同样可以实现本发明的目的。

[0101] 实施例三中，采用一只电容或图11-2、图11-3、图11-4、图11-5、图11-6的两端子网络可以取代图15中的两端子网络1，同样实现本发明的目的。

[0102] 作为上述实施例一到实施例三的进一步改进，可以在供电电源端至主变压器中心抽头之间串入一只电感，电感的感量确保在正常工作时，对电路的变换效率影响较小，而在输出发生短路时，利用这只电感通低频、阻高频的特性，产生较大的电压降，减少主变压器对输出短路端的能量传输，进一步降低电路在输出短路时的工作电流、降低电路的功耗。

[0103] 作为上述实施例一到实施例三的进一步改进，在主变压器与推挽三极管集电极的两个连接点上，并联一只电容，改善电路主变压器分布电容过小引起电路工作不稳定，同时可以稳定主变压器在输出短路时的漏感和分布电容的LC回路，进一步降低电路在输出短路时的工作电流、降低电路的功耗。

[0104] 上述改进方案：在磁饱和变压器原边绕组上并联一电容、在供电电源端至主变压器中心抽头之间串入一只电感、在主变压器与推挽三极管集电极的两个连接点上并联一只电容，可以任意组合使用。

[0105] 下面结合具体实际测量数据进一步说明本发明的有益效果。

[0106] 下述表一、表二为采用本发明的自激推挽式Jensen变换器(如图6所示)与现有技术的Jensen电路(如图4所示)的对比实测数据。实测条件：使用图4所示电路做成5V转5V的DC/DC变换器进行对比测试，输出功率为1W，即输出电流200mA。

[0107] 电路的典型参数为：供电电源输入电压Vin为5V，偏置电阻R1为2.2KΩ，反馈电阻Rb为2.2KΩ，三极管TR1和三极管TR2采用TO-92封装的2N5551，其最大集电极工作电流为600mA，最大集电极管耗为625mW，放大倍数为180倍，电容C1为0.1uF的贴片电容，电容C为1uF的贴片电容。

[0108] 其中磁饱和变压器B1原边为50匝，副边为5匝+5匝，主变压器B2原边8匝+8匝，副边采用图16所示的带中心抽头的9匝+9匝的全波整流电路结构，磁饱和变压器B1、主变压器B2均采用PC95材质的磁芯，外径4.3mm，内孔径1.5mm、高1.8mm的磁环；均采用直径0.11mm的漆包线绕制；磁饱和变压器B1原边绕50匝，主要是为了获得磁饱和性能。输出电路采用图16所示的全波整流电路，为公知电路，由于工作频率较高，电容C21采用
3.3uF的贴片电容。

[0109] 而采用本发明的自激推挽式Jensen变换器(如图6所示)的电路参数除了反馈电阻Rb替换成一只330pF的电容，其它完全与上述相同。

[0110] 为了不影响测试结果，在主变压器B2中，加绕3匝作为检测绕组，以减小示波器对被测电路的影响。

[0111] 表一

[0112]

[0113] 注1：实际频率为233.9KHz，频率偏移不到0.43％，这里仍引用了图17。

[0114] 从表一可以看出，使用本发明后，正常工作频率仍为233KHz左右，当输出发生短路时，现有技术停振，而本发明工作频率上移至2.498MHz，为了进一步说明本发明的有益效果，在输出发生短路时，记录数据见表二。

[0115] 表二

[0116]

[0117] 注2：只能瞬间测试，随着时间延长，现有技术在短路时，工作电流很快超过2000mA并在2秒内直接烧毁电路。

[0118] 从表二可以看出，本发明获得良好的自保护性能，主要体现在当短路、过流消失后，电路可以自行恢复到正常工作状态；短路发生时，推挽用的一对三极管不因过热而烧毁。

[0119] 对本发明实施例二和实施例三进行上述测试，能得到相近的结论，在此不再赘述。

[0120] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。如，电容可以用公知的串、并联、混联方式获得；用PNP型三极管代替NPN型三极管，而把电源输入电压极性反过来。