通信系统、通信单元和采用导频传输方案的方法

摘要

一种导频辅助数据通信方法，包括传输复合信号。所述复合信号包括数据、具有非循环性质的第一导频序列；和第二导频序列，以致一个或多个时隙的指定或预定时间区域内的复合信号表现出循环前缀时域结构。第一导频序列和第二导频序列在所述一个或多个时隙中的基本相同的指定或预定时间区域中被传输。

权利要求

1.一种导频辅助数据通信方法，所述方法包括，在无线网络部件处：在通信的至少一个时隙中的指定或预定时间区域内，产生复合信号，所述复合信号包括：在所述指定或预定时间区域内表现出非循环性质的第一导频序列；和第二导频序列，

使得指定或预定时间区域内的复合信号表现出循环前缀时域结构，和在所述至少一个时隙的基本相同的指定或预定时间区域中，传输第一导频序列和第二导频序列。

2.按照权利要求1所述的方法，其中第一导频序列是码分复用(CDM)导频序列。

3.按照权利要求1所述的方法，其中传输第一导频序列和第二导频序列包括以与第二导频序列码域正交的方式传输第一导频序列。

4.按照权利要求1所述的方法，其中传输第一导频序列和第二导频序列包括：在指定或预定时间区域内的重叠时间期中，传输第一导频序列和第二导频序列。

5.按照权利要求1所述的方法，其中产生复合信号包括在指定或预定时间区域内，对下述至少之一进行非循环加扰操作：i)第一导频序列，

ii)第二导频序列，

iii)复合信号。

6.按照权利要求1所述的方法，其中产生复合信号包括在指定或预定时间区域的第一前缀片段中产生所述复合信号，并且传输第一导频序列和第二导频序列包括在指定或预定时间区域的第二基本片段中传输基本相同的复合信号。

7.按照权利要求6所述的方法，还包括从第二基本片段复制第一前缀片段。

8.按照权利要求1所述的方法，其中产生复合信号包括利用复用信号内的多个导频序列片段，产生第二导频序列。

9.按照权利要求8所述的方法，其中多个导频序列片段中每个都包含码分复用信号的至少一个码。

10.按照权利要求1所述的方法，其中所述复合信号包括码分多址(CDMA)扩频、码复用中的至少一个操作。

11.按照权利要求1所述的方法，其中产生复合信号包括使用调制级，所述调制级使用有限符号的符号集、幅度恒定的符号中的至少一个。

12.按照权利要求1所述的方法，其中第一导频序列和第二导频序列被安排成使得包含第一和第二导频序列的复合信号的离散频率变换表示在每个离散频率处表现出接近恒定的幅度。

13.按照权利要求1所述的方法，其中第一导频序列是第三代合作伙伴计划(3GPP)宽带码分多址(WCDMA)通用移动电信标准(UMTS)系统的公共导频信道的一部分。

14.按照权利要求1所述的方法，其中在指定或预定时间区域内传输复合信号包括在指定或预定时间区域的第一前缀时间片段和第二基本时间片段期间，传输基本相同的复合信号。

15.按照权利要求1所述的方法，其中产生复合信号包括将第一导频序列和第二导频序列布置在所述至少一个时隙中的相同的指定或预定时间区域内，使得只利用第一导频序列或第二导频序列之一，就能够解调公共用户数据的无线通信单元不会因在时隙内存在另一个导频序列而受到不利影响。

16.按照权利要求1所述的方法，还包括时间复用数据和第二导频序列。

17.一种导频辅助数据通信用无线网络部件，包括：信号处理模块，在通信的至少一个时隙中的指定或预定时间区域内产生复合信号，所述复合信号包括：在所述指定或预定时间区域内，表现出非循环性质的第一导频序列；和第二导频序列，使得所述指定或预定时间区域内的复合信号表现出循环前缀时域结构；和发射器，所述发射器操作上与信号处理模块耦接，并被安排成在所述至少一个时隙中的基本相同的指定或预定时间区域中，将包括第一导频序列和第二导频序列的复合信号传输给无线通信单元。

18.一种导频辅助数据通信用无线网络部件的集成电路，所述集成电路包括：信号处理模块，在通信的至少一个时隙中的指定或预定时间区域内产生复合信号，所述复合信号包括：在所述指定或预定时间区域内，表现出非循环性质的第一导频序列；和第二导频序列，使得所述指定或预定时间区域内的复合信号表现出循环前缀时域结构；并且其中第一导频序列和第二导频序列能够在一个或多个时隙中的基本相同的指定或预定时间区域中被传输。

19.一种无线通信单元，包括：

从无线网络部件接收传输信号的接收器，所述传输信号包括：数据；

第一导频序列，当传输自所述无线网络部件时，其在至少一个时隙中的指定或预定区域内表现出非循环性质；和第二导频序列，使得当传输自所述无线网络部件时，在指定或预定时间区域内，传输信号表现出循环前缀时域结构，其中第一导频序列和第二导频序列位于所述至少一个时隙中的基本相同的指定或预定时间区域中；和信号处理模块，被设置成利用接收的第一导频序列和接收的第二导频序列中的至少一个恢复传输数据。

20.按照权利要求19所述的无线通信单元，其中所述信号处理模块被设置成利用接收的复合信号的频域处理恢复传输数据。

21.一种导频辅助数据通信用无线网络单元的集成电路，所述集成电路包括：被设置成从无线网络部件接收传输信号的接收器，所述传输信号包括：数据；

第一导频序列，当传输自所述无线网络部件时，在至少一个时隙中的指定或预定区域内表现出非循环性质；和第二导频序列，

使得当传输自所述无线网络部件时，在所述时间区域内，传输信号表现出循环前缀时域结构，其中第一导频序列和第二导频序列位于所述至少一个时隙中的基本相同的指定或预定时间区域中；和信号处理模块，被设置成利用接收的第一导频序列和接收的第二导频序列中的至少一个恢复传输数据。

22.一种导频辅助数据通信方法，所述方法包括在无线通信单元处：从无线网络部件接收传输信号，所述传输信号包括：数据；

第一导频序列，当传输自所述无线网络部件时，在一个或多个时隙的指定或预定区域内表现出非循环性质；和第二导频序列，

使得当传输自所述无线网络部件时，在指定或预定时间区域内，传输信号表现出循环前缀时域结构，其中第一导频序列和第二导频序列位于所述至少一个时隙中的基本相同的指定或预定时间区域中；和利用接收的第一导频序列和接收的第二导频序列中的至少一个恢复传输数据。

说明书

通信系统、通信单元和采用导频传输方案的方法

技术领域

[0001] 本发明涉及在通信系统中采用导频传输方案，尤其涉及，但不限于，在广播第三代合作伙伴计划(3GPP)蜂窝通信系统中采用导频传输方案。

背景技术

[0002] 目前，第三代蜂窝通信系统在不断发展，以进一步增强向移动电话用户提供的通信服务。最广泛采用的第三代通信系统以码分多址接入(CDMA)和频分双工(FDD)或时分双工(TDD)技术为基础。在CDMA系统中，通过向在相同载频上和相同时间间隔中的不同用户分配不同的扩频码和/或扰码，获得用户分离。在CDMA系统中，还存在时分多址接入(TDMA)组件，其中通过向不同用户分配不同时隙，也实现用户分离。

[0003] 在FDD系统中，上行链路和下行链路通信发生在独立的载波上。上行链路传输是从移动无线通信单元(通常称为无线订户通信单元)经无线服务基站到通信基础结构的传输。下行链路传输是从通信基础结构经服务基站到移动无线通信单元的传输。与FDD系统相反，TDD系统把相同的载频既用于上行链路传输，又用于下行链路传输。在FDD和TDD系统中，载频在时域中被细分成一系列的时隙，以便提供TDMA分量。对TDD来说，单一载频在一些时隙内被分配给上行链路传输，而在其它时隙内被分配给下行链路传输。对FDD来说，可按上行链路或下行链路模式工作的载频可在不同的时间区域内服务不同的用户，所述时间区域可包括一个或多个时隙。利用这种原理的通信系统的例子是通用移动电信系统(UMTS)。在“WCDMA for UMTS”，Harri Holma(编辑)，Antti Toskala(编辑)，Wiley&Sons，2001，ISBN 0471486876中可见到CDMA，特别是UMTS的宽带CDMA(WCDMA)模式的进一步说明。

[0004] 在常规的蜂窝系统中，相互极接近的小区被分配不重叠的传输资源。例如，在CDMA网络中，彼此邻近的小区被分配不同的扩频码(将用在上行链路方向和下行链路方向上)。例如，这可通过在每个小区采用相同的信道扩频码，但是不同的小区特有扰码来实现。这些的组合产生实际上在每个小区不同的扩频码。

[0005] 提供多媒体服务的一种典型并且最成本高效的方法是与以单播(即，点对点)方式发送多媒体信号相反的“广播”(点对多点传输)多媒体信号。对广播点对多点传输来说，单一载频把广播信息从一个无线服务通信单元，即，一个小区输送到多个无线订户单元。一般来说，通过这样的通信网络可同时广播传送比如说新闻、电影、体育等数十个频道。相反，对单播操作来说，在无线订户单元和服务无线通信单元之间，通信是以一对一为基础的，即，输送的信息是一个无线订户单元独有的。

[0006] 在一些情况下，整个载波可被专用于广播或者点对多点信息的发送。广播载波可以和可在一个或多个独立的载频上工作的一个或多个单播通信信道相关联。另外，通过相同的载频，不过一般在不同的时间，可以输送单播和点对多点广播通信量。通常，单播通信可允许建立与无线订户单元和通信网络之间的广播信息的传送相关的安全和验证机制，还可有利于向无线订户单元的广播服务信息的传送。其它用户专用通信可通过单播载波来进行，所述单播载波可以与在相同载频或另一个载频上的广播服务的操作相关或无关。

[0007] 数字通信系统可以使用所谓的非相干或相干信令方法。对任意一种方法来说，发射实体通常把期望的传输比特序列映射到的调制符号序列，每个调制符号采用符号或波形的有限符号集之一。当信号从发射器传播到接收器时，发射信号的相位在空间和时间中发生变化。通常，在接收器处，接收信号的相位是任意的。

[0008] 在非相干方法中，为了解调信号和恢复传输的数据，接收器不需要知道接收信号的相位。即，接收器可在不需要绝对相位信息的情况下，相互区分用于非相干调制方案的传输符号的符号集的元素。

[0009] 相对地，对相干调制方案来说，在不同的相位下，传输符号的符号集的元素可能看起来彼此类似。从而，对这些方案来说，强制要求接收器能够确定信号的接收相位，以便区分接收的符号并且正确地恢复数据。在许多情况下，相干调制方案能够获得频谱效率优势。从而，相干调制方案一般用于大容量数字通信和广播系统。

[0010] 在相干方案中，发射器经常随同传输的数据一起发送基准信号。接收器预先知道此基准信号的结构。从而，接收器能够在接收信号内寻找基准信号的存在。当找到基准信号时，接收器可确定其振幅和相位，并且在假定基准信号和通信数据通过了发射器和接收器之间的相同传播信道的条件下，另外接收的通信数据符号的相位就也是已知的，从而可以恢复调制符号。在接收器中估计无线电传播信道的振幅和相位的处理被称为“信道估计”。

[0011] 基准信号通常被称为“导频”。在发射器处，必须按照某种方式使导频与数据复用，以致可通过到接收器的通信链路承载导频和数据两者，目的是确保当信号到达接收器时，导频和数据两者将经历相同或相似的相位调整。码分复用(CDM)、频分复用(FDM)和时分复用(TDM)方法均单独用在各种通信系统中来传输导频信号以及数据。

[0012] 图1图解说明这些导频/数据复用可能性的例子。例如，第一图形100用对照时间绘出的码值115图解说明CDM技术。这里，表明数据420是利用第一组码发送的，导频信号是利用另一组或者说第二组码发送的。第二图形150用对照时间绘出的码或频率155图解说明TDM技术。这里，数据165是在第一时间期中发送的，导频信号170是在第二时间期中发送的。

[0013] 目前的UMTS WCDM FDD系统利用导频信号和数据之间的CDM。导频被称为公共导频信道(CPICH)。CPICH被设计成它在码域中与数据正交。这有助于减小数据和导频信号之间的干扰，就接收器性能来说，这是有益的。导频信号和数据之间的码域正交性的存在有助于避免数据信号干扰导频的可能性，否则，所述干扰会降低导频的振幅和相位的估计质量。这意味接收器能够更好地确定无线电传播信道的特性，从而改善解调性能(例如通过减少通信错误的数目，提高系统的地理覆盖率，提高通信数据速率等等)。

[0014] 导频和数据之间的码域正交性存在于发射方，不过当信号到达接收器时，有时会退化或者受到破坏。这种退化通常归因于居间的无线电传播信道的作用。特别地，具有大量信号色散(dispersion)的无线电信道会显著降低利用CDM技术的导频和数据之间的正交度。在图2的时散图形表示200中图解说明了这种信号色散的例子(由各个传播射线的多次反射和不同的路径长度引起的信号能量在时间方向的扩散)。从而，如图所示，在一些无线电环境中，码域导频易受无线电传播信道的影响，并且随时间215表现出可变的信道振幅(以及相位-不过未明确示出)响应210。因而，与所期望的相比，CDM导频信号的使用有效性降低。

[0015] 在这种情况下，有益的是交替地对导频信号和数据使用时分复用。导频信号和数据之间的正交性同样易受由导频信号和数据之间的能量重叠引起的退化的影响，所述能量重叠由无线电传播信道中的延迟扩展引起。返回参见图1，无线电信道中的数据175的时散会导致数据和导频信号之间的能量的时域重叠。在随后的区域180中，由于施加的色散的时间限制，即使在存在色散的情况下，导频信号也不受数据影响。从而，如果该部分的导频信号被用于信道估计，那么信道估计的质量不会降低。

[0016] 于是，通过在导频信号和数据之间的时域中允许一定的保护间隔，或者通过精心设计TDM导频序列，仍然能够接收未受数据影响的一部分TDM导频(反之亦然)。这种精心设计可确保准确地估计使用TDM导频的无线电信道的振幅和相位，以及提供改进的解调性能。如前所述，解调性能的这些改进会转化为系统增益，比如提高的地理覆盖率或者增大的数据率。

[0017] 由于无线电信道中的多重反射的存在，会发生大量的信号色散。更大的差分路径延迟导致时间上更大程度的色散，而多个反射体的存在导致分量数目增大(更多的路径)。这里，这样的信道被称为“复合”无线电信道，因为它们表现出大量的反射。

[0018] 可观察到复合无线电信道的一种特殊情形是广播用单频网络(SFN)传输方法的情况。在这种传输方法中，同步地利用来自多个发射站(多个通信单元)的相同信号波形传输相同的数据。波形朝着(可能移动的)接收器(即，无线订户单元)传播，当它们朝着接收器传播时，会经历不同的延迟，从而经历不同的振幅和相位调整。信号在空间中有时相长地组合，有时相消地组合。不同信号延迟的存在使具有路径延迟差异的信号能够被接收器解析和相长地组合。这种处理通常被称为均衡。于是，为了能够实现来自多个发射站的信号的相长组合，在这样的系统和环境中，精确的信道估计是必不可少的。在没有均衡的情况下，多径反射的存在会严重降低无线电链路质量。

[0019] 于是，已确定在复合传播信道中，把CDM导频用于系统(比如上述SFN广播系统)可能不是太合适。使用TDM导频会在信道估计和接收器性能方面带来好处。不过，许多3GPP接收器被设计成利用CDM导频工作(在接收器中，也可将导频用于除信道估计外的其它用途)。

[0020] 从而，目前的技术不是最理想的。因此，解决例如广播蜂窝网络内的导频传输方案的问题的改进机制应是有利的。

发明内容

[0021] 因此，本发明试图单独或者组合地缓和、减轻或消除一个或多个上述缺陷。

[0022] 按照本发明的各个方面，提供执行利用按照这里所述原理的导频传输方案的方法的蜂窝通信系统，集成电路和通信单元。

[0023] 在本发明的一个方面中，说明了一种导频辅助数据通信方法。所述方法适用于在用于数据传输的一个或多个时隙内生成的导频辅助数据通信。所述方法包括传输复合信号，所述复合信号包含数据、在所述一个或多个时隙的指定或预定时间区域内传输的具有非循环性质的第一导频序列，比如CDM导频序列，和第二导频序列，例如TDM导频序列，其中第一导频序列和第二导频序列是在所述一个或多个时隙的基本相同的预定时间区域中的复合信号内形成的。第二导频序列被安排成使得复合信号表现出循环前缀结构。

[0024] 在一个可选实施例中，第一导频序列和第二导频序列的基本同时传输包括重叠预定时间区域内的时间期。

[0025] 在一个可选实施例中，在预定时间区域的第一前缀片段期间传输的复合信号大体上与在预定时间区域的第二基本片段期间传输的复合信号相同。例如，在一个可选实施例中，第一前缀片段可复制自第二基本片段。

[0026] 在一个可选实施例中，第一导频序列可以码域正交于第二导频序列。

[0027] 在一个可选实施例中，可在预定时间区域期间，对第一导频序列和/或第二导频序列执行非循环加扰操作。

[0028] 在一个可选实施例中，第二导频序列可在复用逻辑单元内由导频序列片段的组合构成。

[0029] 在一个可选实施例中，复用逻辑单元可包括CDMA扩频和/或码复用的操作。

[0030] 在一个可选实施例中，复用逻辑单元包括频域复用操作。

[0031] 在一个可选实施例中，可利用有限符号的符号集，比如QPSK、16-QAM、64-QAM，构成第二导频序列。

[0032] 在一个可选实施例中，可利用幅度恒定的符号构成第二导频序列。

[0033] 在一个可选实施例中，第一导频序列可以是3GPP WCDMA UMTS系统的公共导频信道的一部分。

[0034] 在一个可选实施例中，第二导频序列可被安排成使得得到复合信号的预定时间区域的第二“基本”时间片段的大体平直的频域合成。

[0035] 根据下面描述的实施例，本发明的这些和其它方面、特征和优点是显而易见的，并将参考下面描述的实施例进行说明。

附图说明

[0036] 下面参考附图，举例说明本发明的实施例，其中：

[0037] 图1图解说明时散对CDM和TDM导频复用方法的影响。

[0038] 图2图解说明无线电传播信道中的信号的时散的影响。

[0039] 图3图解说明按照本发明的一些实施例改进的广播通信系统。

[0040] 图4图解说明按照本发明的一些实施例改进的通信单元。

[0041] 图5按照本发明的一些实施例，图解说明利用CDM导频和TDM导频的组合的数据传输。

[0042] 图6按照本发明的一些实施例，图解说明利用扩频、码复用和加扰进行CDMA信号构造。

[0043] 图7按照本发明的一个实施例，图解说明TDM导频时间区域中的复合信号的循环构造的例子。

[0044] 图8按照本发明的一个实施例，图解说明利用非循环CDM导频序列和非循环TDM导频序列，产生循环导频信号区域的例子。

[0045] 图9按照本发明的一个实施例，图解说明CDM和TDM导频构造方法的例子。

[0046] 图10按照本发明的一个实施例，图解说明利用组合的CDM和TDM导频信号的接收器处理操作(步骤)的例子。

[0047] 图11图解说明当应用于自适应均衡器体系结构时的本发明的实施例的例子。

[0048] 图12图解说明在本发明的一些实施例中采用的序列搜索处理的例子。

[0049] 图13按照本发明的实施例，图解说明可用于实现信号处理功能的典型计算系统。

具体实施方式

[0050] 下面的说明集中于本发明的适用于UMTS(通用移动电信系统)蜂窝通信系统，尤其是适用于在第三代合作伙伴计划(3GPP)系统内的任意非成对频谱中工作的UMTS陆地无线接入网(UTRAN)的实施例。不过，要认识到本发明的实施并不局限于这种特定的蜂窝通信系统，相反可以适用于利用或者适合于支持导频传输方案的任何通信系统。

[0051] 本发明的实施例提出一种包含CDM导频和TDM导频的导频传输方案，同时系统被设计成受益于CDM导频分量和TDM导频分量的使用。从而，在一些基于传统的CDMA通信系统中，可以保留现有的CDM导频结构，以使对无线订户单元或终端内的这些设计部分的干扰降至最小。另外，使用传统的CDMA导频信号的能力降低了重新设计接收器的管理CDM信道估计的各个部分的需要。

[0052] 现在参见图3，图中按照本发明的一个实施例，概括地表示了基于小区的通信系统300。在这个实施例中，基于小区的通信系统300依从通用移动电信系统(UMTS)空中接口，并且包含能够通过通用移动电信系统(UMTS)空中接口工作的网络部件。特别地，一些实施例涉及与(在3GPP TS 25.xxx系列规范中说明的)UTRAN无线电接口有关的宽带码分多址接入(WCDMA)，时分码分多址接入(TD-CDMA)和时分同步码分多址接入(TD-SCDMA)标准的第三代合作伙伴计划(3GPP)规范。

[0053] 特别地，修改3GPP系统300，以支持来自一个或多个小区的广播和单播UTRA通信。

[0054] 多个无线订户通信单元/终端(或者UMTS术语中的用户设备(UE))314、316通过无线电链路319、320与按照UMTS术语学，称为Node-B的多个基站收发器324、326通信。系统包括为清楚起见而未示出的多个其它UE和Node-B。

[0055] 有时称为网络运营商的网络域的无线通信系统连接到外部网络334，例如因特网。网络运营商的网络域包括：

[0056] (i)核心网，即至少一个网关通用分组无线电系统(GPRS)支持节点(GGSN)(未示出)，和至少一个服务GPRS支持节点(SGSN)342、344；和

[0057] (ii)接入网，即：

[0058] (i)UMTS无线电网络控制器(RNC)336、340；和

[0059] (ii)UMTS Node-B 324、326。

[0060] GGSN(未示出)或SGSN 342、344负责与公共网络，例如公共交换数据网络(PSDN)(比如因特网)334，或者公共交换电话网络(PSTN)进行UMTS接口连接。SGSN 342、344完成通信量的路由和隧穿功能，而GGSN链接到外部分组网络。

[0061] Node-B 324、326通过无线电网络控制器站(RNC)，包括RNC 336、340，和移动交换中心(MSC)，比如SGSN 344，连接到外部网络。蜂窝通信系统一般具有大量的这种基础结构部件，为了清楚起见，图3中只表示了有限数目的这种基础结构部件。

[0062] Node-B 324、326都包含一个或多个收发器单元，并通过在UMTS规范中定义的Iub接口与基于小区的系统基础结构的剩余部分通信。

[0063] 按照本发明的实施例，第一个无线服务通信单元(例如，Node-B 326)已被修改成包含如在图4中所示，并参考图4描述的逻辑模块。按照本发明的实施例，订户通信单元，比如UE 314也被修改成包括如在图4中所示，并且参考图4说明的逻辑模块。

[0064] 注意，为了完整起见，每个RNC 336、340都可控制一个或多个Node-B 324、326。每个SGSN 342、344都提供到外部网络334的网关。操作和管理中心(OMG)346在操作上连接到RNC 336、340和Node-B324、326。本领域的技术人员明白，OMG 346包括处理功能(未示出)和逻辑功能352，以控制和管理蜂窝通信系统300的各个部分。

[0065] 管理逻辑346与一个或多个RNC 336、340通信，所述一个或多个RNC 336、340又向Node-B，以及向UE提供关于无线电承载建立，即，用于广播和单播传输的那些物理通信资源的信令358、360。

[0066] 管理逻辑346在操作上与广播模式逻辑350耦接。广播模式逻辑350包括信令逻辑，或者在操作上与信令逻辑耦接，以用于用信号通知多个无线订户通信单元，将为广播操作模式配置或重新配置蜂窝通信系统100中的部分或者全部传输资源。

[0067] 广播模式逻辑350被配置成管理被用信号通知给RNC和Node B的物理资源。按照这种方式，广播模式逻辑350分配广播用时隙或载频、设定发射功率，和为将承载广播传输的所有时隙或载频分配小区ID。

[0068] 现在参见图4，图中表示了按照本发明的一些实施例改进的无线通信单元400的方框图。实际上，纯粹为了便于解释本发明的实施例，利用NodeB实现方式或者用户设备(UE)实现方式说明该无线通信单元，二者功能部件相似。无线通信单元400包含与天线开关404耦接的天线402，天线开关404提供无线通信单元400内的接收链和发射链之间的隔离。

[0069] 本领域中已知，接收器链包括接收器前端电路406(有效提供接收、滤波和中频带或基带频率变换)。前端电路406与信号处理功能元件408串联耦接。信号处理功能元件408的输出被提供给适当的输出设备410。控制器414维持全面的订户单元控制。控制器
414还与接收器前端电路406和信号处理功能元件408(通常用数字信号处理器(DSP)实现)耦接。控制器还与存储装置416耦接，存储装置416有选择地保存操作状态，比如解码/编码函数、同步模式、码序列、接收信号的到达方向等等。

[0070] 按照本发明的实施例，定时器418在操作上与控制器414耦接，以控制无线通信单元400内的各个操作(时间相关信号的发送或接收)的定时。

[0071] 至于发射链，它基本包括通过发射器/调制电路422和功率放大器424与天线402串联耦接的输入装置420，比如数字小键盘。发射器/调制电路422和功率放大器424在操作上响应控制器414。

[0072] 发射链中的信号处理器408可被实现成不同于接收链中的信号处理器。另一方面，单个信号处理器408可被用于实现发射信号和接收信号的处理，如图4中所示。显然，可以离散或集成组件的形式实现无线通信单元400内的各个组件，于是，最终的结构是专用的或设计选择。

[0073] 按照本发明的实施例，信号处理器408被修改以包括支持组合导频传输方案的逻辑(包含硬件、固件或软件)，取决于无线通信单元400是基站(比如说采取NodeB的形式)，还是无线订户通信单元(比如说采取UE的形式)。

[0074] 例如，在第一实施例中，我们认为无线通信单元400是Node B。在Node B背景下，信号处理器408可被修改，以生成组合的TDM导频和CDM导频，取决于任意数量的方式来生成TDM导频，并把TDM导频组合到包括CDM导频序列的复合信号中。在这个示例性实施例中，信号处理器408可包括调制器逻辑436，例如如果TDM导频是利用OVSF构成方法(例如，如后参考图9D所述)构造的话。在这个实例实施例中，可利用现有的调制器和一组新的被调制符号(下面有时称为导频序列“片段”)生成TDM导频，并把生成的TDM导频引入传输流中。可在一个或多个时隙的TDM导频时间区域内，在调制器逻辑436的输入引入该组新的被调制符号，在后面说明的实施例中，这将变得更清楚。在本发明的实施例中，在单个时隙中应用复合信号。不过，在备选实施例中，设想可跨多个时隙应用复合信号。在另一些备选实施例中，也设想一个时隙可以是变长的。

[0075] 如果该序列符合现有的调制符号集，那么在一个示例性实施例中，设想传统NodeB中的任何现有调制器逻辑可不需要修改。不过，在一个例子中，如果TDM导频使用与数据使用的调制符号集不一致的调制符号集，那么可用符号量化逻辑437代替调制器逻辑436。符号量化逻辑437可被安排成处理新的调制符号集(例如，利用不同的符号量化)，并且可以位于独立的CDMA调制器之前(如图9D中所示)，或者位于复用逻辑之前(如图9C中所示)。符号量化逻辑437也可被插入TDM导频信号路径中(预加扰，如果适用的话，并如图
9A和图9B中所示)。

[0076] 此外，NodeB信号处理器可包含修改的导频生成逻辑438。导频生成逻辑438可被安排成是负责导频波形的生成的独立逻辑实体(例如，不使用现有的调制器逻辑)。例如，在一个实施例中，导频生成逻辑438可被配置成负责传统NodeB中的CDM导频(例如，3GPP系统中的CPICH)的生成。在该修改的NodeB中，在第一示例性实施例中，可利用安排成与不同的CDM导频生成逻辑并行工作，并被安排成生成数据传输的TDM导频部分的独立导频生成逻辑(未示出)，引入TDM导频。在该实施例中，这两个导频生成逻辑单元的输出会被相加。另一方面，在第二示例性实施例中，可以修改现有的导频生成逻辑/单元，以生成单个组合的CDM/TDM导频波形。

[0077] 在第二实施例中，我们认为无线通信单元400是UE。在UE背景下，信号处理器408可被修改以生成组合的TDM导频和CDM导频，依赖于多种方式生成TDM导频。在一个示例性实施例中，信号处理器408可包括信道估计器逻辑430。在使用传统UE的应用中，通常会存在以利用CDM导频(例如，3GPP系统中的CPICH)的估计为基础的现有信道估计器。在第二个基于UE的实施例中，作为替代，TDM导频组件可用新的TDM导频信道估计单元实例化，并且可选地组合TDM导频和CDM导频输出，从而提供改进的组合信道估计，如参考图11进一步例示和说明的那样。

[0078] 作为替代地，在第二个基于UE的实施例中，可以修改现有的CDM导频信道估计器，从而产生新的单个信道估计逻辑/单元432，该信道估计逻辑/单元432对其输入端的接收信号的所有有关部分进行操作。所得到的信道估计可被应用于均衡和数据恢复模块，例如如参考图11进一步描述的。

[0079] 尽管关于广播系统说明了本发明的实施例，从而NodeB发射器被修改成发射利用组合CDM导频和TDM导频进行的传输，并且UE接收器被修改成接收和处理利用组合的CDM导频和TDM导频进行的传输，不过可设想，这里说明的实施例同样适用于单播(点对点)系统。这里，可额外修改UE以支持利用组合的CDM导频和TDM导频进行的传输，同时NodeB接收器也被修改成从发射UE接收和处理利用组合的CDM导频和TDM导频进行的传输。

[0080] 在上面的直接信道估计方法的备选实施例中，设想TDM导频信号和CDM导频信号可作为输入被提供给自适应训练的均衡器逻辑434。在图11中进一步说明的这个备选实施例中，自适应训练的均衡器逻辑434会预先获得CDM导频的已知本地副本作为其输入，比较自适应训练的均衡器逻辑434的均衡导频输出和所述已知本地副本，从而形成经系数自适应逻辑(未示出)驱动反馈的误差信号。当增加TDM导频时，在一个示例性实施例中，设想可以保留一个自适应逻辑单元(因为仍然只存在一个均衡器逻辑单元)。不过，也可设想用单一的误差信号，或者用两个独立的误差信号驱动自适应逻辑单元。

[0081] 在存在独立误差信号的实施例中，一个误差信号可通过利用TDM导频本地副本形成，一个误差信号可通过利用CDM导频本地副本形成。导频解复用逻辑(未示出)可被用于把接收且均衡的导频从复合的均衡信号分开。导频解复用逻辑一般由例如匹配滤波器(与导频匹配)，或者提取接收输出的特定导频区域的逻辑组成。

[0082] 在使用独立误差信号的实施例中，导频解复用逻辑可被安排成分别把CDM部分和TDM部分从独立误差信号分开。可以对照它们各自的本地副本比较这些独立输出中的每一个，从而形成两个误差信号。在这个例子中，这两个误差信号可被馈送给(单个)自适应逻辑，所述自适应逻辑被安排成随后计算新的系数，并把新的系数应用于均衡器逻辑。

[0083] 在存在单一误差信号的实施例中，导频解复用逻辑可被安排成产生与复合(TDM和CDM)均衡导频信号匹配的单一复合输出。可比较所述单一复合输出与复合(TDM和CDM)本地副本，所得到的单一误差信号可被用于驱动均衡器自适应处理。

[0084] 在本发明的又一个实施例中，上面说明的信道估计技术可以与自适应均衡器技术结合。例如，设想自适应均衡器技术可被用于CDM导频，系数自适应处理可考虑利用TDM导频形成的辅助信道估计。

[0085] 本发明的实施例提供组合时间上重叠的CDM导频波形535和TDM导频波形530的数据传输500，如图5中所示。数据传输500被图示成信道化码510对时间515的表示。这里，数据525和TDM导频序列530共用相同的信道化码，而CDM导频535(例如，在CPICH上)利用一组不同的信道化码。数据525、TDM导频序列530和CDM导频535一起形成复合序列信号。

[0086] 在本发明的一些实施例中，TDM导频530可在码域中与CDM导频535正交或不正交，不过，在一些应用中，提供这种正交性有一些好处。数据525是以时隙520为单位传送的，在时隙520中，包含CDM导频535和TDM导频530实例。通常，CDM导频波形535和TDM导频波形530的结构可在各个时隙520中不同。

[0087] 在本发明的一些实施例中，CDM导频波形535的结构可以是预定序列，并且与传统的信道估计设计的操作相关联。在这样的实施例中，TDM导频波形530可以是为提供增强信道估计和接收器性能的最终组合波形的特殊性质而构造的新序列。此外，在一些实施例中，即使在存在传统的CDM导频信道的情况下，最终组合波形也使得能够在接收器处使用高效的信道估计算法。

[0088] 例如，在一些实施例中，在TDM导频传输期中，最终组合波形的特殊性质可包括：

[0089] (i)信号结构的循环性，从而使得能够使用计算效率高的基于FFT的信道估计算法；或者

[0090] (ii)组合信号的低噪声退化因子(NDF)，从而使得能够进行无线电传播信道的高质量估计(后面说明)。

[0091] 已知上述性质是导频信号的理想属性。不过，发明人已经认识到，同时发射的CDM导频的存在，以及应用于复合信号(包括TDM导频)的任何加扰的存在可能潜在地破坏上述理想性质。没有教导在抵消共存的CDM导频的任何可能影响的同时，构成保持上述性质的TDM导频序列的方式的已知机制(尚未考虑到该优化而设计这样的机制)。

[0092] 另外，由于传统的原因，最终复合信号(包括TDM导频530)可经历类似地应用于数据和CDM导频535的加扰序列。通常，加扰典型地用于区分来自不同发射器或小区的信号。如果被应用于TDM导频530的传输时间区域，那么这种加扰序列可能破坏理想的TDM导频性质，包括循环性。从而，发明人还认识到即使在存在复合信号的这种加扰的情况下，没有能保持上述理想的TDM导频性质的已知技术。

[0093] 从而，提出了本发明的其它实施例，以提供即使在存在应用于复合信号的加扰序列的情况下，也能够保持TDM导频序列的理想性质的新方式。从而，本发明的实施例可避免就数字传输方案来说，与连同CDM导频一起发射TDM导频的现有技术相关的一个或多个缺陷。

[0094] 将理解，在一些实施例中，图5中的TDM导频序列530的长度将是“2”的幂，例如64、128、256、512。取决于应用，更长的长度可以是理想的。选择这种长度的序列使得能够通过利用(但不限于)离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)，实现高效的信道估计。

[0095] 本发明的一些实施例符合图5的通用信号模式说明和结构。此外，一些实施例规定CDM导频可以是伪随机二进制或四进制随机序列，比如3GPP宽带码分多址接入(WCDMA)通用移动电信系统(UMTS)频分双工(FDD)系统中的CPICH使用的序列。这种波形未被设计成在TDM导频区域的持续时间内表现出周期性的性质，从而会造成保持这种理想的周期性的性质的障碍。

[0096] 3GPP WCDMA UMTS FDD系统中的CPICH是通过用已知序列调制出自一组正交信道化扩频码的一个码而构成的。被调制的扩频码和使用的序列都为接收器预先所知。数据和/或其它信号(例如，TDM导频的码部分)一起在码域中复用，作为结果的复合信号经历如图6中所示的加扰操作。

[0097] 现在参见图6，图中按照本发明的一些实施例，图解说明了利用扩频、码复用和加扰的CDMA信号结构600。这里，例如呈CPICH信号形式的CDM导频信号610与(CPICH)信道化码615在乘法器逻辑620中相乘。类似地，多个TDM导频信号或数据630与相应的信道化码635、637、639、641在相应的乘法器逻辑单元645、647、649、651中相乘。每个乘法器逻辑单元620、645、647、649、651的输出在加法逻辑625中组合，从而产生具有扩频和码复用的结构化CDMA信号660。具有扩频和码复用的结构化CDMA信号660随后在乘法器逻辑670中与扰码665相乘，从而产生复合信号675，如图所示。

[0098] 在一些实施例中，这种扰码/序列665可以与在3GPP WCDMAUMTS系统中使用的小区特有的扰码一致。这种特定的加扰波形未被设计成在TDM导频区域的持续时间内表现出周期性的性质，从而会造成保持这种理想的周期性的性质的障碍。

[0099] 从而，在本发明的一些实施例中，可以使用TDM导频信号的码部分，以致TDM导频的码部分与CDM导频的整个加扰组合表现出循环性。通过做出这种安排，TDM导频的码部分与CDM导频的整个加扰组合表现出循环性，从而可以使用计算上高效的基于FFT的信道估计算法。

[0100] 现在参见图7，图中按照本发明的一个实施例，图解说明了TDM导频时间区域的复合序列信号775的循环结构700的例子。复合序列信号775首先被图示成信道化扩频码710对时间的表示。这里，数据725和TDM导频序列730共用相同的信道化扩频码，而CDM导频735(例如，在CPICH上)利用一组不同的信道化扩频码。数据725、TDM导频序列730和CDM导频735一起构成复合序列信号775。

[0101] 复合序列信号775再次被图示成时域表示，从而复合序列信号775包括基本序列分量745和循环前缀分量740。循环前缀分量740构成基本序列分量745的复制755部分750。在一个实施例中，可有意使循环前缀分量740的持续时间和与无线电传播信道相关的延迟扩展(色散)对准。在一个实施例中，循环前缀分量740的持续时间也可这样出现，以致循环前缀分量740具有与基本序列分量745相同的持续时间。

[0102] 特别地，对导频信号使用循环结构使得可以使用高效并且高性能的去相关信道估计处理。这种方案可对应于无线电传播信道的振幅和相位特性的最大似然估计。

[0103] 例如，在接收器中，估计无线电信道的脉冲响应h(t)的优选滤波器是与导频时域序列p(t)相反的信号处理对应的滤波器，其中“t”代表时间索引。当p(t)具有循环结构(包括与基本序列分量级连的循环前缀分量)时，借助简单的向量除法运算，可在频域中实现优选的逆滤波器在信道估计处理中的应用。为了按照计算高效的方式实现逆滤波器，可首先使用离散傅里叶变换(DFT)或者快速傅里叶变换(FFT)，把接收信号的一部分变换到频域，从而产生用R(f)表示的接收信号部分的频域向量表示，其中“f”表示频率索引。随后可以通过对R(f)进行简单的逐元素除法运算应用逆滤波器。这种逐元素除法运算中所涉及的除数可以是通过对时域导频基本序列b(t)进行DFT或FFT运算而形成的向量Binv(f)。只有当导频序列p(t)是循环的，包含基本序列b(t)与本身同样由一部分的b(t)形成的预置循环前缀分量的级联时，这种产生高质量信道估计的计算高效的逆滤波处理才是可能的。

[0104] 为信道估计而优化的序列通常表现出低的噪声退化因子(NDF)。实际上，这转化成使(借助傅里叶分析或类似分析形成的)序列的功率谱密度(PSD)在振幅方面近似平直的条件。从而，在其中在接收器中应用逆滤波器结构，以帮助信道估计的实施例中，存在于信号上的任何噪声的增强极小，当与序列表现出在振幅方面不平直的功率谱密度的情况相比时，性能得到提高。

[0105] 从而，“频谱平直”的导频序列的使用在本领域中被认为是一种实现良好信道估计和接收器性能的理想属性。

[0106] 导频的循环前缀分量740通常并不直接用在信道估计处理中，因为该部分一般会经历来自在先数据的时散干扰。而是，通常把基本序列分量区域745期间信号的接收部分用作信道估计处理的输入。由于循环前缀分量740的存在，基本序列分量745内的接收信号部分750在结构方面是循环的，从而很适合于利用基于FFT的处理技术的低复杂度信道估计算法。

[0107] 由于在结构方面非循环的CDM导频的存在，TDM导频区域内的复合信号会受到污染。此外，TDM导频区域内的复合信号可被非循环的加扰序列加扰。

[0108] 于是，为了保持组合信号的理想的循环序列性质，设计了TDM导频序列，以专门抵消非循环的CDM导频的影响，和任何非循环加扰的影响。此外，这是利用当与CDM导频组合时，对结果的复合信号表现出较低的噪声退化因子的信号实现的。

[0109] 将理解，非循环CDM导频和非循环加扰可以只是在有限的一段时间内是非循环的。在一个实施例中，10msec的无线电帧被细分成长度10msec/15msec的时隙。在这个实施例中，每个时隙包含TDM导频。CDM导频和加扰序列的持续时间可等于一个无线电帧，于是以等于10msec的无线电帧长度的周期循环。CDM导频和加扰序列不必在比无线电帧持续时间短的时期内循环。于是情况可以是TDM导频也以等于10msec的无线电帧长度的周期循环，尽管在10msec/15msec的时隙长度下，情况可能不是这样，因为为了保持组合信号的理想性质，在每个时隙需要唯一的TDM导频。

[0110] 现在参见图8，图中按照本发明的实施例，图解说明了利用非循环CDM导频序列805和非循环TDM导频序列810，产生循环TDM导频区域的例子800。非循环CDM导频序列
805和非循环TDM导频序列810在加法逻辑815中被组合，从而产生循环的复合序列820。
从而，复合信号775由用任意序列825包络的循环复合序列820构成。同样地，循环复合序列信号820包括基本序列分量745和循环前缀分量740。循环前缀分量740构成基本序列分量的复制755部分750。

[0111] 现在参见图9，图中按照本发明的一些实施例，图解说明了CDM和TDM导频构成方法的例子。本领域的技术人员会认识到CDM和TDM导频序列的准确的产生会涉及未在图9中明确示出的一个或多个信号处理步骤，从而，图9提供可在实践中实现的方法的可能的简化形式。

[0112] 参见在图9A中图解说明的第一实施例910，可把预定的通常非循环的CDM导频序列915施加于加法逻辑925。CDM导频序列915可对应于分配给发射器或小区的加扰序列，或者对应于其它某个加扰序列。加扰序列通常在性质上是非循环的，与在传统终端设计内使用的信道估计方法兼容。在加法逻辑925中，把CDM导频序列915与TDM导频序列920相加，以便产生表现出适合于改进的信道估计和适合于其计算高效的实现方式(例如，利用基于快速傅里叶变换(FFT)的算法)的循环性质的复合序列928。

[0113] 在图9B中图解说明的第二实施例930中，可以实现加扰函数，例如利用加扰逻辑936，其中使扰码与Node-B发射器(或者通信小区中的类似网络部件)发射的所有信号关联。CDM导频序列932被输入到加扰逻辑936。对TDM导频序列934应用相同的加扰函数。
加扰逻辑936的两个输出(分别对应于加扰的CDM导频和加扰的TDM导频)在加法逻辑
938中相加，以便产生表现出适合于改进的信道估计和适合于其计算高效的实现方式(例如，利用基于FFT的算法)的循环性质的复合序列940。

[0114] 除了利用几个组成序列片段954的组合构成TDM导频序列之外，图9C中图解说明的第三实施例950类似于图9B的实施例。复用逻辑956把片段954编码和复用成单一信号流。对于具体的情况，可以酌情应用和使用各种复用逻辑模块956。例如，复用逻辑956可由诸如离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)之类的频率复用器组成。另一方面，复用逻辑956可由与图6中所示类似的信道化码扩频单元和码复用器组成。通常，TDM序列片段954均可被用于调制一组正交基函数之一，比如复指数(在DFT/FFT实现方式的情况下)，或者信道化码(在扩频和码复用器实现方式中)。从而，在复用逻辑956内，可以采用任意一组正交函数。加扰逻辑952的两个输出(分别对应于加扰的CDM导频和加扰、复用的TDM导频序列片段)在加法逻辑960中相加，以便产生表现出适合于改进的信道估计和适合于其计算高效的实现方式(例如，利用基于FFT的算法)的循环性质的复合序列962。另外在备选实施例中，也可设想也可使用非正交函数。

[0115] 除了用于组合TDM导频序列片段的复用逻辑包含3GPP WCDMA中通常用于数据传输的扩频和码复用逻辑976之外，图9D中图解说明的第四实施例970类似于图9C的实施例。从而，通过按照这种方式利用一组TDM导频符号序列片段974构成TDM导频序列，使得可以利用与用于现有CDMA数据传输的相同的信号处理步骤构造TDM导频序列。这样，能够减少TDM导频的引入对传统的基于CDM的硬件和软件实现及体系结构的影响。

[0116] 图9中未明确示出数据信号传输的各个步骤。按照3GPP WCDMA中已知的技术，可以构成信号的数据部分以使其利用正交可变扩频因子(OVSF)码与CDM导频码分复用，如图6中所示。数据比特被调制到数据符号上，所述数据符号可以采取符号的有限符号集的形式。这样的调制方案是公知的，例如包括BPSK、QPSK、8-PSK、16-QAM或64-QAM。信号的数据部分一般是在时隙的未与时隙的TDM导频区域重叠的时间部分内传送的，如图7中明示的。

[0117] 通常，在其它实施例中，设想TDM导频序列不需要符合利用OVSF(或者其它预定)扩频码的结构，也不需要符合调制符号的特殊的有限符号集。

[0118] 不过，在一些实施例中，理想的是利用OVSF码和/或利用出自有限符号集的符号构成TDM导频序列，以致它可与发射器硬件的相同数据传输调制体系结构兼容。把符号的有限符号集或者特殊的构成方法用于TDM导频序列代表通常已知为量化的各种信号或序列约束。

[0119] 另外要认识到其它量化方法也可应用于TDM导频序列或其相关序列片段。设想这些量化方法可包括例如具有任意的(不受约束相位)的移相键控调制(8-PSK、16-PSK、32-PSK)，和任意的正交幅度调制，比如64-QAM或256-QAM，的幅度恒定信号结构。

[0120] 在接收器处，可以采用各种信道估计和数据恢复技术。在一些实施例中，可以存在CDM信道估计器组件，或者TDM信道估计器组件。在一些实施例中，可以组合地使用CDM和TDM信道估计器组件以提高信道估计的精度和质量。

[0121] 从而，在一个实施例中，CDM信道估计器组件可被安排成分析该时隙期间的接收复合信号的结构，以便搜索CDM导频序列(例如，3GPPWCDMA系统中的CPICH)的存在。CDM信道估计器组件随后可生成无线电信道参数的第一估计。

[0122] TDM信道估计器组件可分析该时隙的TDM导频区域期间的接收复合信号的结构，以便只搜索TDM导频序列的存在。另一方面，在一个实施例中，TDM信道估计器组件可在相同时间区域期间搜索复合序列的存在。有利的是，当复合信号表现出循环前缀结构，比如图9中所示的循环前缀结构时，可以采用计算高效的结构，以返回无线电信道参数的第二估计。这种计算高效的方法可包括例如依赖于TDM导频区域期间的接收信号的循环结构的DFT或FFT变换的使用。

[0123] 在另外一些实施例中，还设想可以只利用无线电信道的第一估计或第二估计恢复数据。可选的是，可以组合第一估计和第二估计，以便形成组合估计，这可提高信道估计的质量，并且可提高无线电链路的性能。

[0124] 现在参见图10，图中图解说明了适合于采用组合导频信号传输方案的接收器体系结构1000的例子，所述接收器体系结构包含安排成接收复合接收信号1005的逻辑。如前所述，复合接收信号1005至少包括TDM导频部分1010。第一复合接收信号1005被输入到CDM信道估计器1015，CDM信道估计器1015输出信道参数的第一估计1020。第二复合接收信号1005被输入独立的TDM信道估计器1025，TDM信道估计器1025输出信道参数的第二估计1030。如在示例性的接收器体系结构1000中所示，可在接收器的后续信号处理步骤中使用CDM导出的信道估计1020和/或TDM导出的信道估计1030。

[0125] 例如，如图所示，CDM导出的信道估计1020和/或TDM导出的信道估计1030可在组合逻辑1035中被组合，并被输入到均衡和数据恢复逻辑1045。均衡和数据恢复逻辑1045还从接收时隙1040的数据部分接收信号，并输出恢复的通信数据1050。按照这种方式，通过利用布置在均衡和数据恢复逻辑1045中的适当的均衡结构，CDM导出的信道估计1020和/或TDM导出的信道估计1030可被用于消除无线电传播信道内的时散的任何影响，由于所述均衡结构在本领域是公知的，从而这里不再进一步说明。

[0126] 在另一个示例性实施例中，还设想CDM导频序列和/或TDM导频频率可在接收器内被用于训练消除无线电信道内的时散的影响的均衡器结构，值得注意的是，这不涉及明确的信道估计级。图11中图解说明了这种自适应均衡器体系结构1100的例子。

[0127] 如在图11的自适应均衡器体系结构1100中图解所示，使已知的发射导频序列1105的本地副本与从自适应均衡器1120输出的均衡导频信号1140相比较。自适应均衡器1120接收复合接收信号1125。利用导频解复用逻辑1115，从复合均衡输出中提取接收的导频。所得到的本地副本1105和均衡导频1140之间的误差1135被用于智能调整在均衡器结构内使用的系数1130，供后续时期之用。从而，可设想，这样的自适应均衡器结构也可把TDM导频分量或CDM导频分量(或者TDM导频和CDM导频两者的组合)用作给自适应处理的输入。

[0128] 本发明的上述实施例描述如何把专门设计的TDM导频序列叠加到CDM导频信号的非循环部分上，以便产生具有理想的循环性质的复合序列。

[0129] 可以设想，许多TDM导频序列可被用于实现此目的。不过，对除极短的序列长度之外的一切来说，要搜索的可能序列的数目会快速变得难以控制。例如，即使可能TDM导频序128
列的数目被约束于最简单的可能(即，二进制)符号的符号集，要搜索的可能序列也有2
38
＝3.4×10 种。对非二进制符号的符号集来说，要搜索的序列快速增大到大得多的一组可能序列。

[0130] 如前所述，另外重要的是TDM导频的基本序列具有相对平直的频率内容，以便在利用去相关信道估计器进行信道估计时，保持较低的NDF。于是，有利的是可以采用智能序列搜索处理，以便从可能非常大的一组可能序列中找出还满足低NDF标准的序列。

[0131] 现在参见图12，图中图解说明可用在本发明的一些实施例中的序列搜索处理1200的例子。例如，关于组合导频序列的循环前缀持续时间等于基本序列持续时间的情形，说明序列搜索处理1200。基本序列的长度被表示成“L”(从而，循环前缀持续时间的长度也等于“L”)。

[0132] 搜索处理1200是一种迭代处理。参见图12，通过随机构造期望的平直频域内容X(f)，开始搜索处理1200，其中“f”是频率索引1...L(这理应满足低NDF要求)。注意，术语“平直”意味信号在频率范围的每个子带内的功率近似相等。对该期望的输出X(f)进行逆傅里叶变换(例如，IFFT)，以便得到会导致X(f)的平直频域内容的时域序列x(t)(长度同样为L)。

[0133] 如果整个导频序列是循环的(包括长度L的基本序列和长度同样为L的循环前缀)，那么整个导频信号的期望时域信号是x(t)与它本身的级联。

[0134] 对长度为2L的加扰非循环CDM导频分量c(t)来说，它可被看作长度均为L的两个不同的加扰CDM导频序列c1(t)和c2(t)的级联。

[0135] 于是，长度为L的信号x(t)包含理想的前半部分的加扰TDM导频序列z1(t)与前半部分的非循环加扰CDM导频序列c1(t)的相加，或者等价地，理想的后半部分的加扰TDM导频序列z2(t)与后半部分的非循环加扰CDM导频序列c2(t)的相加。从而，可以x(t)-c1(t)的形式得到z1(t)，并且可以x(t)-c2(t)的形式得到z2(t)。

[0136] 在这个例子中，我们认为TDM导频序列半部分z1(t)和z2(t)都是利用一组调制和加扰的OVSF信道化码构成的，如图9D中所示。每个信道化码是利用TDM序列“片段”调制的，同样如图9D中所示。为了得出TDM导频序列片段，首先用每个半部分s1(t)和s2(t)的发射器特有加扰序列，对信号z1(t)和z2(t)解扰，随后可选地利用解复用逻辑单元把信号z1(t)和z2(t)解复用成它们的组成正交函数分量。对于第u个正交基函数(u＝1...U)，以及分别对于第一个半信号和第二个半信号(对应于信号的循环前缀半部分和基本序列半部分)，两个解复用逻辑单元的输出用wu，1和wu，2表示。对这两个分支中的每个，该组U个输出随后被量化成特定符号的符号集，从而形成Qu，1和Qu，2。

[0137] 通常，解复用逻辑单元可被构造成一组滤波器，每个滤波器与该组U个正交函数中的单个函数匹配。在对应于图9D的例子的背景下，解复用逻辑单元可由一组CDMA信道化码匹配滤波器组成。如果TDM导频序列不是由正交基函数的组合构成的，那么可以省略解复用级。

[0138] 在符号量化级之后，迭代的信号解构部分结束。随后按照相同(但是反转的)信号处理步骤，这两个分支中的每个分支的信号可被重构，从而得到长度均为L的两个重构时域信号y1(t)和y2(t)。进行y1(t)和y2(t)的DFT或FFT，以便评估得到的信号的频域内容，从而产生Y1(f)和Y2(f)。比如说，在偶次迭代时，可以获得信号Y1(t)的角度(信号的振幅被设定为单位振幅)，并可用作下次迭代的种子X(f)。在奇次迭代时，例如，可以获得信号Y2(t)的角度(同样，信号的振幅被设定为单位振幅)，并可用作下次迭代的种子X(f)。

[0139] 重复该处理，直到y1(t)和y2(t)收敛到相同(或者相似)序列为止。当实现这一点时，由y1(t)和y2(t)的级联构成的，并且长度为2L的整个复合导频序列近似是循环的(从而，基本序列分量和循环前缀分量由公共序列构成)。通过把得到的TDM导频序列片段Qu，1和Qu，2分别用于循环前缀分量和基本序列分量，形成所述复合序列。Qu，1和Qu，2通常不相同，不过当用它们各自的加扰序列部分(s1(t)和s2(t))加扰时，并当随后与它们各自的CDM导频部分c1(t)和c2(t)组合时，可形成相似的序列。信号y1(t)和y2(t)可以名义上相同，并且都应表现出期望的低噪声退化性质(即，它们具有相对“平直”的频域内容)。

[0140] 现在参见图13，图中图解说明可用于在本发明的一些实施例中，实现信号处理功能的典型计算系统1300。这种计算系统可用在接入点和无线通信单元中。本领域的技术人员还会认识到如何利用其它计算机系统或体系结构实现本发明。计算系统1300可代表例如桌上型计算机、膝上型计算机或笔记本计算机、手持计算装置(PDA、蜂窝电话机、掌上型电脑等)、大型机、服务器、客户机，或者对特定应用或环境来说合乎需要或者适当的任意其它类型的专用或通用计算装置。计算系统1300可包括一个或多个处理器，比如处理器1304。处理器1304可利用通用或专用处理引擎，比如微处理器、微控制器或者其它控制逻辑来实现。在这个例子中，处理器1304与总线1302或者其它通信介质连接。

[0141] 计算系统1300还可包括主存储器1308，比如随机存取存储器(RAM)或其它动态存储器，用于保存信息和将由处理器1304执行的指令。主存储器1308还可用于在将由处理器1304执行的指令的执行期间，保存临时变量或者其它中间信息。类似地，计算系统1300可包括与总线1302耦接的只读存储器(ROM)或其它静态存储装置，用于保存静态信息和供处理器1304之用的指令。

[0142] 计算系统1300还可包括信息存储系统1310，信息存储系统1310可包括介质驱动器1312和可拆卸存储接口1320。介质驱动器1312可包括驱动器或其它机构，以支持固定或可拆卸的存储介质，比如硬盘驱动器，软盘驱动器，磁带驱动器，光盘驱动器，压缩盘(CD)或数字视频驱动器(DVD)读或写驱动器(R或RW)，或者其它可拆卸或固定的介质驱动器。存储介质1318可包括例如硬盘、软盘、磁带、光盘、CD或DVD、或者由介质驱动器1312读写的其它固定或可拆卸介质。如这些例子举例所示，存储介质1318可包括保存有特定的计算机软件或数据的计算机可读存储介质。

[0143] 在备选实施例中，信息存储系统1310可包括允许把计算机程序或其它指令或数据载入计算系统1300中的其它类似组件。这样的组件可包括例如可拆卸存储单元1322和接口1320，比如程序盒式存储器和盒式接口、可拆卸存储器(例如，闪速存储器或其它可拆卸存储模块)和存储槽，及允许软件和数据从可拆卸存储单元1318被传送到计算系统1300的任何其它可拆卸存储单元1322和接口1320。

[0144] 计算系统1300还可包括通信接口1324。通信接口1324可被用于允许在计算系统1300和外部装置之间传送软件和数据。通信接口1324的例子可包括调制解调器、网络接口(比如以太网或其它NIC卡)、通信端口(例如通用串行总线(USB)端口)、PCMCIA槽和卡，等等。经通信接口1324传送的软件和数据呈信号的形式，所述信号可以是电信号、电磁信号和光信号，或者能够被通信接口1324接收的其它信号。这些信号经信道1328被提供给通信接口1324。信道1328可承载信号并且可利用无线介质、导线或电缆、光纤或者其它通信介质实现。信道的一些例子包括电话线、蜂窝电话链路、RF链路、网络接口、局域或广域网，和其它通信信道。

[0145] 在本文中，术语“计算机程序产品”、“计算机可读介质”等通常可被用于表示诸如存储器1308、存储装置1318或存储单元1322之类的介质。这些和其它形式的计算机可读介质可保存供处理器1304使用的一个或多个指令，从而使处理器执行指定的操作。当被执行时，通常被称为“计算机程序代码”(所述计算机程序代码可按计算机程序或其它分组的形式组成)的这种指令使计算系统1300能够实现本发明的实施例的功能。注意，该代码可直接使处理器执行指定操作、经编译使处理器执行指定操作，和/或与其它软件、硬件和/或固件元件(例如，执行标准函数的库)结合地使处理器执行指定操作。

[0146] 在利用软件实现各个部件的实施例中，软件可保存在计算机可读介质中，并利用例如可拆卸存储驱动器1322、驱动器1312或通信接口1324被载入计算系统1300中。当由处理器1304执行时，控制逻辑(本例中，软件指令或计算机程序代码)使处理器1304执行这里所述的本发明的功能。

[0147] 要认识到，为了清楚起见，上面的说明关于不同的功能单元和处理器描述了本发明的实施例。但是，显然可以使用例如就广播模式逻辑或管理逻辑来说，功能性在不同功能单元或处理器之间的任何适当分布，而不脱离本发明。例如，示出由分离的处理器或控制器执行的功能可由相同的处理器或控制器执行。从而，对具体功能单元的引用只应被看作对提供所述功能的适当装置的引用，而不是表示严格的逻辑或物理结构或组织。

[0148] 可用任何适当的形式，包括硬件、软件、固件或它们的任意组合来实现本发明的各个方面。可选的是，本发明至少可被部分实现成在一个或多个数据处理器和/或数字信号处理器上运行的计算机软件。从而，可按照任何适当的方式在物理上、功能上和逻辑上实现本发明的实施例的部件和组件。实际上，可用单一单元、用多个单元，或者作为其它功能单元的一部分实现功能性。

[0149] 尽管结合一些实施例说明了本发明，不过本发明并不旨在局限于这里陈述的具体形式。相反，本发明的范围仅由所附的权利要求限定。另外，尽管某一特征看来是结合特定实施例说明的，不过本领域的技术人员会认识到按照本发明可结合所描述的实施例的各个特征。在权利要求中，术语“包含”并不排除其它部件或步骤的存在。

[0150] 此外，尽管是一个一个地列举的，不过多个装置、部件或方法步骤可用单个单元或处理器实现。另外，尽管各个特征可被包括在不同的权利要求中，不过它们也可被有利地结合，并且包括在不同权利要求中并不意味特征的组合不可行和/或不利。另外，某一特征包含在一种类型的权利要求中并不意味局限于这种类型的权利要求，相反，该特征同样可酌情适用于其它权利要求类型。

[0151] 此外，各个特征在权利要求中的顺序并不意味必须按其实现所述各个特征的任何特定顺序，特别地，方法权利要求中的各个步骤的顺序并不意味必须按该顺序执行各个步骤。相反，可按照任何适当的顺序执行各个步骤。另外，单数引用并不排除复数。从而，对“一个”、“第一”、“第二”等的引用并不排除复数。