一种电子设备及其校准方法

摘要

一种包括无源谐波抑制混频器(400)和校准电路(425)的电子设备。无源谐波抑制混频器具有连接至若干子混频器级(402)的输入(102)，并且子混频器级连接至求和模块(406，408)以产生输出(104)。每个子混频器级包括选通模块(414)、放大器(416)以及加权模块(418)，选通模块在控制信号的控制下选择性地传递输入信号或反极性的输入信号。校准电路(425)适于将基准信号(430)输入至混频器的输入，从混频器的输出接收输出信号(104)，并且设置加权模块的权重(K1，K2，K3，K4)，以使输出信号与期望输出信号匹配。

权利要求

1.一种电子设备，包括：

-无源谐波抑制混频器，具有用于接收输入信号的输入和用于提供输出信号的输出，其中：-所述混频器包括与混频器的输入相连的多个分部；

-每一个相应的分部包括：用于选通输入信号的相应的选通模块、用于放大来自相应的选通模块的信号的相应的放大器、以及用于加权来自相应的放大器的信号并用于向输出信号提供相应的贡献的相应的加权模块；

-所述混频器包括用于将对输出信号的贡献求和并且用于向混频器的输出提供输出信号的求和模块；

-所述电子设备还包括：校准电路，用于对混频器的输入施加基准信号，从混频器的输出接收输出信号，以及修改加权模块的权重，以使输出信号与期望输出信号匹配。

2.根据权利要求1所述的电子设备，其中，每个选通模块是根据控制信号可控制在直接传递输入信号与传递反极性的输入信号之间的。

3.根据权利要求1所述的电子设备，其中，每个加权模块是可变电阻、具有可变增益的跨导放大器、或具有可变增益的电压放大器电路。

4.根据权利要求1所述的电子设备，其中，每个选通模块经由相应的电阻器对或经由相应的跨导放大器连接至用于接收输入信号的输入。

5.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述多个分部中的至少一个分部包括：用于选通输入信号的另一选通模块、用于放大来自另一选通模块的信号的另一放大器、以及用于加权来自另一放大器的信号并且用于向输出信号提供另一贡献的另一加权模块；其中，所述相应的放大器、相应的选通模块以及相应的加权模块形成分部的单位单元，并且所述另一放大器、另一选通模块以及另一加权模块形成分部的另一单位单元。

6.根据权利要求5所述的电子设备，其中，不同的分部包括不同数目的单位单元，分部中单位单元的数目是根据所述分部对输出信号的贡献的大小来确定的。

7.根据权利要求6所述的电子设备，还包括：用于提供控制信号的控制模块，其中，向每个相应的分部提供相应的控制信号，以控制所述分部的选通模块。

8.根据权利要求7所述的电子设备，其中，所述相应的控制信号均具有彼此相同的波形，并且相对于彼此相移。

9.根据前述权利要求中任一项所述的电子设备，其中，校准电路包括：-信号发生器，用于产生基准信号，并且对混频器的输入施加所述基准信号；以及-数字信号处理器，用于对混频器的输出信号进行采样，将输出信号与期望输出信号进行比较，以及改变加权模块的权重以使输出信号与期望输出信号匹配，其中，所述期望输出信号是在正确校准的混频器的输出处期望的信号。

10.根据权利要求9所述的电子设备，其中，数字信号处理器可操作来指定要由信号发生器产生的基准信号。

11.根据权利要求10所述的电子设备，其中，数字信号处理器可操作来指定要由控制模块产生的控制信号。

12.一种校准电子设备的方法，所述电子设备包括无源谐波抑制混频器和校准电路，所述方法包括：-对混频器的输入施加基准信号，所述混频器包括与混频器的输入相连的多个分部，每一个相应的分部包括：用于选通输入信号的相应的选通模块、用于放大来自相应的选通模块的信号的相应的放大器、以及用于加权来自相应的放大器的信号并用于向输出信号提供相应的贡献的相应的加权模块；所述混频器还包括用于将对输出信号的贡献求和并且用于向混频器的输出提供输出信号的求和模块；

-从混频器的输出接收输出信号；以及

-修改加权模块的权重，以使输出信号与期望输出信号匹配。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，每个选通模块是根据控制信号可控制在直接传递输入信号与传递反极性的输入信号之间的，并且所述方法还包括指定控制信号。

14.根据权利要求13所述的方法，包括：

-指定控制信号以仅激活分部中的第一分部，然后执行权利要求12的施加、接收和修改步骤，从而设置第一分部的权重；

-指定控制信号以仅激活分部中第二分部，然后执行权利要求12的施加、接收和修改步骤，从而设置第二分部的权重。

15.根据权利要求13或14所述的方法，其中，控制信号被指定为以足够低的频率进行切换，以使至少三次、五次和七次谐波调制积均落在分部的放大器的带宽内。

说明书

一种电子设备及其校准方法

技术领域

[0001] 本发明涉及对包括无源谐波抑制混频器的电子设备的校准。

背景技术

[0002] 对一次或更高次的奇次谐波具有抑制特性的开关混频器是公知的，例如参见J.A.Weldon等人“A1.75-GHz highly integrated narrow-band CMOS transmitter with harmonic-rejection mixers”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol.36,No.12,Dec.2001,pp2003-2015。谐波抑制（HR）混频器允许简化RF滤波。在本领域已知的典型HR混频器是有源（Gilbert）类型的混频器。然而，已知无源混频器会提供更好的l/f噪声和更高的线性度。另一方面，无源HR混频器更难实现。

[0003] 图1示出了在WO 2009/019633中所公开的HR混频器100的框图。混频器100是正交混频器。混频器100包括RF（射频）输入102和IF（中频）输出104。输出104提供同相输出信号“I”以及相对于信号“I”相位移动了90°的正交输出信号“Q”。混频器100包括放大器106和108，放大器106和108的差分输入经由开关网络连接至输入端102，并且放大器106和108的差分输出提供信号“I”和“Q”。输入102处的开关网络由开关FET110、112、114、116；开关FET118、120、122、124；开关FET126、128、130、132；开关FET134、136、
138、140，以及电阻器142、144、146、148、150和152组成。FET110和114的主要电流路径经由电阻器142连接至输入102。FET112和116的主要电流路径经由电阻器144连接至输入102。FET118、122、126和130的主要电流路径经由电阻器146连接至输入102。FET120、
124、128和132的主要电流路径经由电阻器148连接至输入102。FET134和138的主要电流路径经由电阻器150连接至输入102。FET136和140的主要电流路径经由电阻器152连接至输入102。该输入网络连同电阻器154、156、158和160将放大器106和108配置为求和放大器。

[0004] 图2是用于开关FET110至140的控制信号的图200。FET126和128由信号GS10控制。FET130和132由信号GS11控制。FET118和120由信号GS3控制。FET122和124由信号GS4控制。FET110和112由信号GS8控制。FET114和116由信号GS9控制。FET134和136由信号GS6控制。FET138和140由信号GS7控制。信号202至216从本地振荡器（未示出）获取。因此，信号“I”和“Q”形成开关输入信号的加权和，从而有效地形成了输入102处的输入信号与利用本地振荡器产生的控制信号相混合的结果。

[0005] 图3是针对信号“I”和“Q”有效地产生的混合波形的图300。该混合波形被认为可以通过选择性组合图2的控制信号来构建，以便接近于正弦形状。

[0006] 虽然电路100运作良好，但是对振荡器信号的第三和第五次谐波的抑制将受到放大器106和108的有限的、频率相关的输入阻抗的阻碍。这种输入阻抗是在用于产生图3的伪正弦混合波形的RF电流的加权中的因子。例如，为了获得65dB的谐波抑制，输入阻抗的幅度应该小于RF串联电阻的0.3%，用于将电压转换为电流。在典型的情况下，RF串联电阻的值为100欧姆。所以输入阻抗的值应该低于0.3欧姆。这很难实现，特别是这需要保持在接收到的RF信号及其谐波的频率范围上。输入阻抗由施加于带宽限制放大器的反馈产生，并且阻抗的特性典型地随着频率从电感性向电容性变化，峰值是在电感性向电容性之间某处的实值。

[0007] 这种对频率的依赖使得非常难以补偿输入阻抗，例如在电路100中使用的电阻器的值方面。

[0008] 虽然具有更好的1/f噪声和更好的线性度，但是具有谐波抑制特性的无源开关混频器（例如混频器100）目前尚未广泛使用。原因之一是，不能使IF放大器的输入阻抗小到足以提供RF电流的加权所要求的精度，该精度是实现较高的谐波抑制值所必须的。此外，期望对电路的精确校准，以实现对奇次混频器谐波的有效抵消，并且改善谐波抑制。

发明内容

[0009] 本发明人提出了通过对例如在非预公开专利申请PCT/IB2008/054466中描述的设计采用分部式方法并且添加用于校准混频器的校准电路来改善谐波抑制。更具体地，本发明人提出了一种电子设备及其校准方法。

[0010] 本发明提供一种电子设备，包括：

[0011] -无源谐波抑制混频器，具有用于接收输入信号的输入和用于提供输出信号的输出，其中：

[0012] -所述混频器包括与混频器的输入相连的多个分部；

[0013] -每一个相应的分部包括：用于选通输入信号的相应的选通模块、用于放大来自相应的选通模块的信号的相应的放大器、以及用于加权来自相应的放大器的信号并用于向输出信号提供相应的贡献的相应的加权模块；

[0014] -所述混频器包括用于将对输出信号的贡献求和并且用于向混频器的输出提供输出信号的求和模块；

[0015] -所述电子设备还包括：校准电路，用于对混频器的输入施加基准信号，从混频器的输出接收输出信号，以及修改加权模块的权重，以使输出信号与期望输出信号匹配。

[0016] 优选地，每个选通模块是根据控制信号可控制在直接传递输入信号与传递反极性的输入信号之间的。

[0017] 优选地，每个加权模块是可变电阻、具有可变增益的跨导放大器、或具有可变增益的电压放大器电路。

[0018] 优选地，每个选通模块经由相应的电阻器对或经由相应的跨导放大器连接至用于接收输入信号的输入。

[0019] 优选地，至少一个相应的分部包括：用于选通输入信号的另一选通模块、用于放大来自另一选通模块的信号的另一放大器、以及用于加权来自另一放大器的信号并且用于向输出信号提供另一贡献的另一加权模块；其中，所述相应的放大器、相应的选通模块以及相应的加权模块形成分部的单位单元，并且所述另一放大器、另一选通模块以及另一加权模块形成分部的另一单位单元。

[0020] 优选地，不同的分部包括不同数目的单位单元，分部中单位单元的数目是根据所述分部对输出信号的贡献的大小来确定的。

[0021] 优选地，电子设备还包括：用于提供控制信号的控制模块，其中，向每个相应的分部提供相应的控制信号，以控制所述分部的选通模块。

[0022] 优选地，所述相应的控制信号均具有彼此相同的波形，并且相对于彼此相移。

[0023] 优选地，校准电路包括：

[0024] -信号发生器，用于产生基准信号，并且对混频器的输入施加所述基准信号；以及[0025] -数字信号处理器，用于对混频器的输出信号进行采样，将输出信号与期望输出信号进行比较，以及改变加权模块的权重以使输出信号与期望输出信号匹配，其中，所述期望输出信号是在正确校准的混频器的输出处期望的信号。

[0026] 优选地，数字信号处理器可操作来指定要由信号发生器产生的基准信号。

[0027] 优选地，数字信号处理器可操作来指定要由控制模块产生的控制信号。

[0028] 本发明提供一种校准电子设备的方法，所述电子设备包括无源谐波抑制混频器和校准电路，所述方法包括：

[0029] -对混频器的输入施加基准信号，所述混频器包括与混频器的输入相连的多个分部，每一个相应的分部包括：用于选通输入信号的相应的选通模块、用于放大来自相应的选通模块的信号的相应的放大器、以及用于加权来自相应的放大器的信号并用于向输出信号提供相应的贡献的相应的加权模块；所述混频器还包括用于将对输出信号的贡献求和并且用于向混频器的输出提供输出信号的求和模块；

[0030] -从混频器的输出接收输出信号；以及

[0031] -修改加权模块的权重，以使输出信号与期望输出信号匹配。

[0032] 优选地，每个选通模块是根据控制信号可控制在直接传递输入信号与传递反极性的输入信号之间的，并且所述方法还包括指定控制信号。

[0033] 优选地，本发明提供的方法还包括：

[0034] -指定控制信号以仅激活分部中的第一分部，然后执行以下施加、接收和修改步骤，从而设置第一分部的权重：

[0035] -对混频器的输入施加基准信号，所述混频器包括与混频器的输入相连的多个分部，每一个相应的分部包括：用于选通输入信号的相应的选通模块、用于放大来自相应的选通模块的信号的相应的放大器、以及用于加权来自相应的放大器的信号并用于向输出信号提供相应的贡献的相应的加权模块；所述混频器还包括用于将对输出信号的贡献求和并且用于向混频器的输出提供输出信号的求和模块，

[0036] -从混频器的输出接收输出信号，以及

[0037] -修改加权模块的权重，以使输出信号与期望输出信号匹配；

[0038] -指定控制信号以仅激活分部中第二分部，然后执行上述施加、接收和修改步骤，从而设置第二分部的权重。

[0039] 优选地，控制信号被指定为以足够低的频率进行切换，以使至少三次、五次和七次谐波调制积均落在分部的放大器的带宽内。

[0040] 本发明使用独立的子混频级来实现混频波形的递增步骤，并且当分部的输出结合在一起时，混频器的谐波转换产物（product）实质上彼此抵消。因此，有限的IF放大器的输入阻抗没有明显降低谐波抑制，并且放宽了对IF放大器的输入阻抗的要求。校准电路实现了一种校准方法，以对每个子混频级的加权进行精细调谐，使得混频器的谐波转换产物更充分地彼此抵消，从而改善混频器的总谐波抑制。这样的校准可以有助于补偿处理偏差和组件失配。

附图说明

[0041] 现在通过示例并参照附图来描述本发明的实施例，在附图中：

[0042] 图1是HR混频器的框图；

[0043] 图2和3是说明图1的HR混频器的操作的信号图；

[0044] 图4是根据本发明的第一实施例的电子设备的框图；

[0045] 图5和6是说明图4的HR混频器的操作的信号图；

[0046] 图7和8是图4的HR混频器中使用的组件的电路图；

[0047] 图9和10是根据本发明的第二实施例的HR混频器的框图；

[0048] 图11示出根据本发明的第三实施例的HR混频器的电路图和信号图；以及[0049] 图12示出根据本发明的第四实施例的HR混频器的电路图和信号图。

[0050] 贯穿附图，类似或相应的特征由相同的附图标记表示。

具体实施方式

[0051] 图4是根据本发明的第一实施例的包括无源HR混频器400和校准电路425的电子设备的图。混频器400具有接收RF输入信号的输入102和提供同相（I）和正交（Q）IF输出信号的输出104。在所示示例中，输入信号和输出信号是差分信号。该“I”和“Q”信号一同形成复信号，从该复信号中可以分别提取正谱分量和负谱分量。在另一示例（未示出）中，仅产生信号“I”和“Q”中的一个。混频器400包括与输入102相连的多个分部，所有分部具有相似的配制。为了不模糊附图，分部中仅一个分部由附图标记402标注。

[0052] 现在参照分部402讨论分部的配置，该配置适用于所有分部。分部402具有用于对差分输出信号104提供加权贡献的分部输出404。对每一个输出信号（I或Q），混频器400包括求和模块（这里是求和模块406和408），求和模块连接至相关的分部输出，用于对相应的加权贡献进行求和。分部402包括：分部输入电阻器410和412，选通模块414，差分放大器416，以及加权模块418。该分部402与其他分部是一样的，区别仅在于加权模块具有不同的比例因子（k1,k2,k3或k4）。

[0053] 选通模块414在通过控制模块420提供给选通模块414的控制信号的控制下，选择性地路由或阻挡至放大器416的输入的电流，该电流代表RF输入信号，并且流经分部输入电阻器410和412。该信号电流被直接传送（+1）或者反相传送（-1），或者被阻挡（“0”）。选通模块414的操作也可以被描述为三态模块的操作，或将电流乘以因子+1、因子0或因子-1的乘法器的操作。以下关于图5、6和7进一步地描述用于选通模块的选择性路由和控制信号。在其他实施例（例如第四实施例）中，选通模块将电流乘以+1或-1，而并不使用阻挡状态。

[0054] 分部输入电阻器410和412用于将RF电压信号转换为用于选通模块416的电流信号，尽管将RF电压信号转换为电流信号的其他手段（如跨导放大器（也被称为电压至电流转换器，或gm单元））对本领域技术人员也是显而易见的。

[0055] 放大器416接收从选通模块输出的信号并且在输出处将放大信号提供给加权模块418。加权模块418通过利用比例因子k1缩放从放大器416接收到的信号，来输出对输出信号404的加权贡献。每个分部具有不同的比例因子（k1,k2,k3,k4）。可以使用放大器416的增益设置来实现加权模块418，增益是根据比例因子k1,k2,k3和k4来设置的。

[0056] 校准电路425连接至混频器400的输入102、混频器400的输出104以及加权模块418。校准电路利用基准信号430来驱动混频器400的输入，监控输出104上的信号，并且通过改变比例因子k1,k2,k3,k4直到输出104上的信号与期望信号紧密匹配，来校准混频器，期望信号是期望来自于在由基准信号430进行驱动时正确校准的混频器的信号。存在可以施加于混频器输入102以实现校准的多个不同基准信号430。一个选项是对输入102施加小DC基准信号，并且调节比例因子k1,k2,k3,k4，直到混频器输出信号与混合（本地振荡器）频率匹配为止，即，直到输出信号包含本地振荡器频率的最小谐波为止。另一选项是对输入102施加混合频率或混合频率的谐波，并且调节比例因子k1,k2,k3,k4，直到输出信号的DC分量降低至零为止。

[0057] 现在参照图5、6和7来描述选通模块414的实现。图5是接近于正弦波形的混合波形的图500。可以通过选择性将图6中图示600的方波相加来产生这个近似。需要注意，每一个方波可以采用三个不同的值，以小因子（k3,k4）来缩放对正弦波中值变化缓慢的部分（即在正弦的顶部附近或底部附近）的形状有贡献的方波，以较大因子（k1,k2）来缩放对正弦波中值变化迅速（即在陡峭的侧翼）的部分有贡献的方波。在图示600的右侧示出这些比例因子k1,k2,k3和k4的不同归一化值，并且设定这些值使得方波组合成接近正弦波形（例如在图5中所示），这对本领域技术人员而言是显而易见的。

[0058] 每一个分部使用相应的控制信号，并且图示600中最上面的方波用于具有比例因子k1的分部的选通模块中，下一个方波用于具有比例因子k2的分部的选通模块中，下一个方波用于具有比例因子k3的分部的选通模块中，以及最下面的方波用于具有比例因子k4的分部的选通模块中。

[0059] 图7示出晶体管等级的选通模块414的电路图，以及施加于独立晶体管的信号的时序图700。如果信号LOg和LOm为低，并且信号LOp为高，则输出信号IFp等于输入信号RFp（输入102的“+”支路处的RF信号），并且输出信号IFm等于输入信号RFm（输入102的“-”支路处的RF信号）。如果信号LOg和LOp为低，并且信号LOm为高，则输出信号IFp等于输入信号RFm，并且输出信号IFm等于输入信号RFp。如果LOg为高，并且LOp和LOm为低，则输出信号IFp和IFm是浮置的，并且输入信号RFp和RFm接地。相应地，经由选通模块414来控制放大器416处接收到的差分信号。

[0060] 将分部402的放大器416的输出提供给加权模块418，以便利用适当比例因子（k1）来缩放信号。加权模块418的示例实现是图8中所示的电压放大器电路，其中放大器804输入处的电阻器802和803的电阻值与放大器804输出处的电阻器806和807的电阻值的比率确定了比例因子。

[0061] 当每一个分部的输出信号在求和模块406和408中组合在一起时，可以通过抵消来获得对混频器的谐波转换产物的抑制。例如如图5所示，由于每一个分部的选通模块使用方波控制信号，因此谐波分量彼此互相抵消以接近正弦波形。通过确保精确地设置比例因子k1,k2,k3和k4来改善抵消。可以通过以下方式来实现对比例因子的这种精确设置：使用校准电路425精细调谐比例因子，直到混频器输出处的谐波分量降低至接近零。优选地，分部输入电阻器410和412的电阻值对于每个分部而言都相同，对于选通模块和放大器同样如此。

[0062] 图4的电路实现了IF域中（即，在RF信号下混频至IF之后）各个分部的加权。由于每一个分部的传递函数相同，即使不同分部对最终IF信号的贡献可以根据不同的比例因子k1,k2,k3和k4而极大不同，每一个分部也完全负载（load）RF源。

[0063] 现在参照图9和10描述第二实施例，图9和10示出了另一混频器900的图示。该实施例改善了混频器400的转换效率，混频器转换效率被定义为IF输出信号的功率与RF输入信号的功率之间的比值。混频器900使用与图4的混频器400类似的布置的分部，然而，混频器900的分部可以分别都包括多个子混频级，所述子混频级下文中称作“单位单元（unit cell）”。单位单元彼此实质上相同，每一个单位单元包括一个选通模块和一个相应的IF放大器。

[0064] 不同的分部具有不同数量的单位单元。例如，混频器900的分部902具有5个单位单元（用标记“5x”表示），紧跟着分部902的分部具有4个单位单元（用标记“4x”表示）等等。由于现在大部分的加权是在RF域中通过对每一个控制信号采用不同数量的单位单元来实现的，因此独立分部对RF信号的加载更加与该独立分部对输出104处的IF信号的贡献成比例。混频器900的效率比混频器400更好，大约为其1.5倍。

[0065] 在图10中更详细地示出了图9的分部902，并且分部902由在输入102与求和模块906之间并联设置的5个单位单元（5x）组成，用于实现RF域中粗略（整数）加权和IF域中精细（小数）加权。图10的单位单元中的一个单位单元用附图标记1001表示。单位单元1001包括单位单元输入电阻器4121和4101（相当于混频器400的电阻器412和410）、选通模块4141（相当于选通模块414）、放大器4161（相当于放大器416）以及单位单元输出电阻器1002和1004，所述单位单元输出电阻器1002和1004控制对从单位单元1001进入求和模块906的信号的加权。应当注意，混频器400中由模块418和模块406执行的加权和求和现在被组合在一起，这是由于单位单元输出电阻器1002和1004、以及电阻器8061和
8071的分配。

[0066] 所有分部的单位单元输入电阻器4121、4101、4122、4102、4123、4103、4124、4104、4125和4105的电阻值都彼此全部相同。在备选实现中，按照与上述关于混频器400的分部输入电阻器所描述的类似方式，单位单元输入电阻器可以由其他的电压至电流转换装置来代替。

[0067] 分部902具有五个单位单元，包括五个选通模块4141、4142、4143、4144、4145以及五个相应的放大器4161、4162、4163、4164、4165。每一相应的选通模块连接至相应的一个放大器。放大器4161、4162、4163、4164、4165的输出经由相应的单位单元输出电阻器对1002和1004、1006和1008、1010和1012、1014和1016、以及1018和1020分别连接至求和模块906，所述单位单元输出电阻器对实现了加权模块。校准电路925将分部902中这些单位单元输出电阻器1002、1004、1006、1008、1010、1012、1014、1016和1018的电阻值全部设置为彼此相似的值，虽然这些电阻器的电阻值根据该分部所需的信号加权可以对于每一个分部而设置为不同。

[0068] 每个输出电阻器由从具有不同值的若干子电阻器中选择的一个或多个子电阻器来形成，由DSP935进行选择作为校准过程的结果。通过接通和关断子电阻器来进行选择，直到输出电阻器具有要求值为止。

[0069] 如同在混频器400中一样，向混频器900的每一个分部提供相应的控制信号。因此向分部（例如1001）内所有单位单元的选通模块（例如4141、4142、4143、4144和4145）都提供相同的控制信号。针对分部的控制信号均由与混频器400的控制模块420类似的控制模块920来产生。

[0070] 可以说，分部的每一个单位单元对分部输出贡献出“粗略”的加权，而分部中单位单元数目越多，分部对输出信号的贡献就越大。可以说，单位单元输出电阻器对对分部输出贡献出“精细”加权。如上所述，在分部内的单位单元输出电阻器均具有彼此相同的电阻值，并且这个值用于精细调谐分部对输出信号的贡献。校准电路925可以用于精确设置这些输出电阻器的值，以改善对混频器的谐波产物的抵消。总之，分部中单位单元越多，分部的单位单元输出电阻器越小，则从该分部到最终输出信号贡献的电流就越大。

[0071] 现在描述混频器900中的各个分部的加权，其中对于各个分部使用与第一实施例（参考图6）相同的值k1=1.0000，k2=0.8478，k3=0.5665，以及k4=0.1989。如果每一个单位单元贡献0.2的粗略加权，那么在k1=1的加权分部902的情况下，需要5个单位单元（0.2*5=k1）给出因子k1=1。不需要单位单元输出电阻器进行进一步加权。

[0072] 在k2=0.8478的分部的情况下，需要4个单位单元（0.2*4=0.8）给出0.8的粗略加权，然后需要设置单位单元输出电阻器，以给出0.8478/0.8=1.0598的精细加权（放大）。因此，k2分部的单位单元输出电阻器被设置为k1分部的单位单元输出电阻器的值的1/1.0598=0.9436倍。

[0073] 同样地，对于k3=0.5665的分部，需要3个单位单元（0.2*3=0.6）以给出0.6的粗略加权，然后需要设置单位单元输出电阻器，以给出0.5665/0.6=0.9442的精细加权（放大）。因此，k3分部的单位单元输出电阻器被设置为k1分部的单位单元输出电阻器的值的1/0.9442=1.0591倍。

[0074] 再次，对于k4=0.1989的分部，需要1个单位单元（0.2*1=0.2）以给出0.2的粗略加权，然后需要设置单位单元输出电阻器，以给出0.1989/0.2=0.9945的精细加权（放大）。因此，k4分部的单位单元输出电阻器被设置为k1分部的单位单元输出电阻器的值的1/0.9945=1.0055倍。

[0075] 通过使用校准电路925，可以精确设置单位单元输出电阻器的值，以补偿处理偏差和电路失配。校准电路925类似于第一实施例的校准电路425，但该校准电路925还包括用于指定应当向控制模块920产生的控制信号的输出。该附加输出使校准电路能控制混频器（控制）信号的时序，这意味着可以选择用控制信号来驱动一个分部，而不驱动其他分部，以实现更精确的校准。例如，可以驱动第一分部并且使其他分部保持非在用，以使得能够校准和设置针对第一分部的输出电阻器值，然后可以驱动第二分部并且使其他分部保持非在用，以使得能够校准和设置针对第二分部的输出电阻器值。如对本领域技术人员显而易见的是，在给出基准信号和控制信号的情况下，基于针对理想地校准后的混频器的理论输出，可以容易地计算要在校准中使用的期望输出信号。例如，公知地，混频器的理论输出频率等于混频器输入频率的和与差。

[0076] 校准电路925包括：信号发生器940，用于产生基准信号930（基准信号930在校准期间输入至混频器900）；以及数字信号处理器935，具有用于对来自混频器的输出信号104进行采样的模数转换器945。

[0077] 在图9的实施例中，如上文直接描述的，单位单元均相同，区别在于单位单元输出电阻器对于不同的分部具有不同的值。在备选实现中，使所有单位单元输出电阻器的值全都彼此相同，并且在每一个分部输出与求和放大器之间添加另外的电阻器对。然后，可以针对每一个分部根据该分部所需的精细加权来设置所述另外的电阻器对的电阻值，并且由校准电路来校准所述另外的电阻器对的电阻值。

[0078] 对本领域技术人员而言显而易见的是：可以在选通模块和IF放大器之前和之后使用分部/单位单元输入电阻器和/或分部/单位单元输出电阻器的许多不同的布置，只要最终结果是通过每一个分部的信号对用于该区段的选通模块中的特定的控制信号而言被正确加权即可。更具体地，分部加权的结果应当是RF信号实际上与近似正弦波形的信号混频。可以通过控制分部/单位单元输入电阻器和/或分部/单位单元输出电阻器的电阻值来控制加权。如果使用跨导放大器（gm单元）代替成对电阻器，那么可以控制V/I比值从而控制加权。校准方法使得能够精确设置加权，以有助于补偿处理偏差等。

[0079] 可以通过使所有的控制信号彼此相同（除了相移），来获得混频器的谐波抑制的进一步改善。由于驱动混频器的控制信号影响了混频器的传递函数，因此使所有控制信号都相同导致谐波混频器产物的更加完全的抵消，从而IF放大器输入阻抗对混频器的谐波抑制性能的劣化作用更小。本发明的第三和第四实施例均使用了相同的控制信号，现在将参照图11和图12描述本发明的第三和第四实施例。

[0080] 图11示出了根据本发明第三实施例的混频器1100和信号图1101。混频器1100包括7个分部，每一个分部表示为具有5、9、12或13个单位单元。与第一和第二实施例一样，每一个单位单元包括连接至一个相应的放大器的一个选通模块。

[0081] 7个分部中的每个分部接收控制信号CS1,CS2,CS3,CS4,CS5,CS6和CS7之一，并且这个分部接收的控制信号用于控制该分部的单位单元的所有选通模块。控制信号CS1至CS7由与混频器400的控制模块420相类似的控制模块产生。从时序图1101中可以看出，控制信号CS1至CS7的波形彼此完全相同，并且彼此具有不同的相移。

[0082] 控制信号以与上述关于图5、6和7描述的方式类似的方式来控制选通模块。当控制信号为正时，选通模块传送RF输入信号，当控制信号为零时，选通模块阻挡RF信号，并且当控制信号为负，选通模块传送反极性的RF输入信号。

[0083] 控制信号CS1至CS7用于控制分部，使得RF输入信号有效地与具有近似正弦波形的信号1110混频。例如，分部1102具有五个单位单元并且由控制信号CS1来控制，而分部1103具有九个单元并且由控制信号CS2来控制。在第一时间段T1期间，控制信号CS1为正，并且所有其他控制信号为零。将正控制信号CS1施加于分部1102的五个单位单元的五个选通模块，所以分部1102的每一个单位单元对输出信号有贡献，给出相对的加权5。将零控制信号CS2至CS7施加于其他分部，所以这些分部的选通模块阻挡RF输入信号，所以这些分部的单位单元对输出信号无贡献。因此，从信号1110可以看出，在时间段T1期间，RF输入信号与相对幅度5有效地混频。

[0084] 在第二时间段T2期间，控制信号CS2为正，并且所有其他控制信号为零。将正控制信号CS2施加于分部1103的九个单位单元的九个选通模块，所以分部1103的每一个单元单元对输出信号有贡献，给出相对加权9。将零控制信号CS1和CS3至CS7施加于其他分部，所以这些分部的选通模块阻挡RF输入信号，所以这些分部的单位单元对输出信号无贡献。因此，从信号1110可以看出，在时间段T2期间，RF输入信号与相对幅度9有效地混频。

[0085] 在时间段T3至T7期间，其他分部分别都具使分部的单位单元对输出信号有贡献的一个时间段。分部中单位单元的数目控制分部对输出信号的贡献的大小，从而通过信号1110使RF输入信号混频。在时间段T8期间，对输出信号没有贡献，对应于由信号1110近似的正弦波形的零交叉。

[0086] 在时间段T9期间，控制信号CS1信号为负，这意味着分部1102的单位单元的选通模块传送反极性的输入信号，从而以相对加权-5对输出信号作出贡献。在时间段T10期间，控制信号CS2信号为负，从而以相对加权-9对输出信号作出贡献。

[0087] 图11的加权模块K1,K2,K3和K4可以彼此被设置为不同，并使用类似于校准电路425或925的校准电路来校准，以精细调谐来自不同分部的贡献，从而使信号1101的幅度更近似正弦波形。

[0088] 求和模块1105对混频器1100的分部的输出进行求和，以给出输出信号I。还可以通过图11中的电路的复制电路（duplicate circuitry）（未示出）来产生输出信号Q。

[0089] 图12示出了根据本发明第四实施例的混频器1200和信号图1201。混频器1200包括八个分部，每一个分部表示为具有1、3、4或5个单位单元。与前述的实施例一样，每一个单位单元包括连接至一个相应的放大器的一个选通模块。

[0090] 八个分部中的每个分部接收控制信号LO_1,LO_2,LO_3,LO_4,LO_5,LO_6,LO_7和LO_8之一，并且这个分部接收的控制信号用于控制该分部的单位单元的所有选通模块。控制信号LO_1至LO_8由与混频器400的控制模块420相类似的控制模块1206产生。从时序图1201中可以看出，控制信号LO_1至LO_8的波形全都彼此相同（这些信号除了相移之外完全相同）。

[0091] 该实施例的选通模块和先前实施例的选通模块之间重要的区别在于，该实施例的选通模块传送输入信号或者传送反极性的输入信号。该实施例的选通模块不实现对输入信号的阻挡。备选地，该实施例的选通模块仅将输入信号电流乘以因子1或-1。因此控制信号LO_1至LO_8不再具有零态，而是简单地在正（用于传送输入信号）和负（用于传送反极性的输入信号）之间切换。省略阻挡状态简化了选通模块和控制模块。

[0092] 控制信号LO_1至LO_8均具有50%的占空比，这改善了混频器的鲁棒性，这是因为控制信号的上升和下降时间的变化对有效的混频波形的影响更小。

[0093] 与第二和第三实施例一样，每个分部的单位单元的数目被设置为，使得RF输入信号与近似正弦波形的信号1210有效混频。例如，在时间段T1、T8和T9期间，具有最大数目单位单元的分部1202和1209分别由控制信号LO_1和LO_8来控制，以形成信号1210的陡峭侧边。在时间段T3、T4和T5期间，具有最小数目单位单元的分部1203和1204由控制信号LO_4和LO_5分别控制，以形成信号1210的正峰。可以使用类似于校准电路425或925的校准电路来精细调谐单位单位输出电阻器，以便改善混频器的谐波抑制。

[0094] 求和模块1205对混频器1200的分部的输出进行求和，以给出输出信号I。还通过图12中的电路的复制电路（未示出）产生输出信号Q。

[0095] 例如，根据本发明实施例的混频器适合用于线缆调制解调器的RF调谐器、DVD录像机、机顶盒、RF装置、用于收发器功能的上变频混频器以及其他电子设备。

[0096] 总之，提供了一种包括无源谐波抑制混频器和校准电路的电子设备。无源谐波抑制混频器具有连接至若干子混频级的输入，并且子混频级连接至求和模块以产生输出。每一个子混频级包括选通模块、放大器和加权模块，选通模块在控制信号的控制下选择性地传递输入信号或反极性的输入信号。校准电路适于将基准信号输入至混频器的输入，从混频器的输出接收输出信号，并且设置加权模块的权重（比例因子），以使输出信号与期望输出信号匹配。