具有自适应受控整流器布置的回扫转换器

摘要

本发明涉及具有自适应受控整流器布置的回扫转换器。回扫转换器包括输入端子和输出端子。具有第一绕组和第二绕组的变压器感应地耦合。第一开关元件与第一绕组串联连接，并且具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路耦合在输入端子之间。整流器布置与第二绕组串联连接，具有整流器布置和第二绕组的第二串联电路耦合在输出端子之间。整流器布置包括第二开关元件。控制电路配置成在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段。在第一时间段之后，第二开关元件被接通第二时间段。确定在第二时间段的末尾与变压器取得预定变压器状态的时间之间的第三时间段。

权利要求

1.一种回扫转换器，包括：

输入端子和输出端子；

具有感应地耦合的第一绕组和第二绕组的变压器；

与第一绕组串联耦合的第一开关元件，使得具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路被耦合在输入端子之间；

与第二绕组串联耦合的整流器布置，使得具有所述整流器布置和第二绕组的第二串联电路被耦合在输出端子之间，所述整流器布置包括第二开关元件；以及控制电路，被配置成在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段，在第一时间段之后将第二开关元件接通第二时间段，确定在第二时间段的末尾与变压器取得预定变压器状态的时间之间的第三时间段，其中，所述控制电路通过比较第一电压与阈值来确定变压器取得预定变压器状态的时间，其中第一电压包括第一开关元件两端的电压和第二绕组两端的电压之一，其中，所述控制电路通过确定在第二和第三时间段期间第一电压的最大值并且加权所确定的最大值来确定阈值，其中，所述控制电路还被配置成根据在所述一个驱动循环内应用的第二时间段并且根据在所述一个驱动循环内确定的第三时间段来适配将在后续驱动循环内应用的第二时间段；

其中，将在后续驱动循环内应用的第二时间段是在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和调整时间段之和；

其中，所述调整时间段与在所述一个驱动循环内确定的第三时间段成比例。

2.如权利要求1所述的回扫转换器，其中所述整流器布置包括与第二开关元件并联耦合的二极管。

3.如权利要求1所述的回扫转换器，其中所述整流器布置包括具有集成体二极管的MOSFET。

4.如权利要求1所述的回扫转换器，其中所述预定变压器状态是其中存储在变压器中的能量近似为零的状态。

5.如权利要求1所述的回扫转换器，其中所述控制电路被配置成通过评估以下电压之一来检测所述预定变压器状态：第一绕组两端的电压；第一开关元件两端的电压；或者第二绕组两端的电压。

6.如权利要求5所述的回扫转换器，其中所述控制电路被配置成通过把第一绕组两端的电压与第一参考电压进行比较、通过把第一开关元件两端的电压与第二参考电压进行比较或者通过把第二绕组两端的电压与第三参考电压进行比较来检测所述预定变压器状态。

7.如权利要求1所述的回扫转换器，还包括耦合在输入端子之间的电容性电荷存储元件。

8.如权利要求1所述的回扫转换器，其中所述变压器还包括：与第一绕组感应地耦合的复数n个第二绕组，其中n>1；

复数n个输出端子对；以及

复数n个整流器布置，每一个整流器布置与一个第二绕组串联连接，并且具有复数个第二绕组之一和复数个整流器布置之一的每一个串联电路被连接在复数个输出端子对的一对之间；

其中所述控制电路被配置成在所述一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段并且将第二开关元件中的一个接通第二时间段，其中所述控制电路还被配置成对于每一个第二开关元件单独适配第二时间段。

9.如权利要求1所述的回扫转换器，其中第一时间段是恒定的。

10.一种回扫转换器布置，包括：

一对输入端子；

复数n对输出端子，其中n>1；

具有第一绕组以及具有与第一绕组耦合的复数n个第二绕组的变压器；

与第一绕组串联耦合的第一开关元件，使得具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路被耦合在输入端子之间；

复数n个整流器布置，每一个整流器布置与一个第二绕组串联连接从而形成复数个第二串联电路，具有复数个第二绕组之一和复数个整流器布置之一的每一个第二串联电路被连接在复数个输出端子对的一对之间，每一个整流器布置包括第二开关元件；以及控制电路，被配置成在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段，在第一时间段之后将复数个第二开关元件中的一个接通第二时间段，确定在第二时间段的末尾与变压器取得预定变压器状态的时间之间的第三时间段，其中，所述控制电路通过比较第一电压与阈值来确定变压器取得预定变压器状态的时间，其中第一电压包括第一开关元件两端的电压和多个第二绕组中的至少一个两端的电压之一，其中，所述控制电路通过确定在第二和第三时间段期间第一电压的最大值并且加权所确定的最大值来确定阈值，其中，所述控制电路还被配置成根据在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和在所述一个驱动循环内确定的第三时间段而适配在后续驱动循环内应用的、与第二开关元件中的所述一个相关联的第二时间段；

其中，将在后续驱动循环内应用的、与第二开关元件中的所述一个相关联的第二时间段是在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和调整时间段之和；以及其中，所述调整时间段与在所述一个驱动循环内确定的第三时间段成比例。

11.如权利要求10所述的回扫转换器布置，其中所述控制电路被配置成单独适配与每一个第二开关元件相关联的第二时间段。

12.如权利要求10所述的回扫转换器布置，还包括：

具有串联耦合的复数个电荷存储单元的电荷存储布置，

其中第一串联电路与所述电荷存储布置并联耦合，并且其中每一个第二串联电路与至少一个电荷存储单元并联耦合。

13.一种用于操作回扫转换器的方法，所述转换器包括：输入端子和输出端子；

具有感应地耦合的第一绕组和第二绕组的变压器；

与第一绕组串联耦合的第一开关元件，具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路被耦合在输入端子之间；以及与第二绕组串联耦合的整流器布置，具有所述整流器布置和第二绕组的第二串联电路被耦合在输出端子之间，所述整流器布置包括第二开关元件，所述方法包括：

在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段；

在第一时间段之后，把第二开关元件接通第二时间段；

确定预定变压器状态包括比较第一电压与阈值，其中第一电压包括第一开关元件两端的电压和第二绕组两端的电压之一；

确定阈值包括确定在第二和第三时间段期间第一电压的最大值并且加权所确定的最大值，确定在第二时间段的末尾与变压器取得预定变压器状态的时间之间的第三时间段；以及根据在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和在所述一个驱动循环内确定的第三时间段来适配将在后续驱动循环内应用的第二时间段，其中适配第二时间段包括：把将在后续驱动循环内应用的第二时间段确定成是在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和调整时间段之和；

把调整时间段确定成与在所述一个驱动循环内确定的第三时间段成比例。

14.如权利要求13所述的方法，其中所述整流器布置包括与第二开关元件并联耦合的二极管。

15.如权利要求13所述的方法，其中所述整流器布置包括具有集成体二极管的MOSFET。

16.如权利要求13所述的方法，其中所述预定变压器状态是其中存储在变压器中的能量近似为零的状态。

说明书

具有自适应受控整流器布置的回扫转换器

技术领域

[0001] 本发明的实施例涉及一种回扫转换器以及一种操作回扫转换器的方法。

背景技术

[0002] 回扫转换器被广泛用在电压转换领域内。回扫转换器还可以被用在电荷平衡系统中，所述电荷平衡系统对电荷存储系统（比如储能器）中的电荷存储单元（比如储能器单元）之间的电荷进行平衡。

[0003] 回扫转换器包括：用于施加输入电压的输入端子，用于提供输出电压并在该处连接负载的输出端子，以及具有第一绕组和第二绕组的变压器。开关元件与第一绕组串联连接，并且整流器元件与第二绕组串联连接，其中具有开关元件与第一绕组的第一串联电路被连接在输入端子之间，而具有第二绕组与整流器元件的第二串联电路被连接在输出端子之间。所述开关元件可以被接通及关断。当开关元件被接通时，在变压器中感应地存储能量。当开关元件随后被关断时，该能量通过第二绕组和整流器元件被转移到输出端子。

[0004] 所述整流器元件可以被实施为二极管，或者可以被实施为包括第二开关元件的同步整流器。在其中与第一绕组串联连接的开关元件被关断的那些时间段期间，只要能量被存储在变压器中，同步整流器的开关元件就被接通。与被实施为二极管的整流器元件相比，被实施为同步整流器的整流器元件通常具有减少的损耗。然而，同步整流器需要对第二开关元件的接通时间和关断时间进行精确控制以便避免功率损耗。

[0005] 因此，需要一种具有减少的功率损耗的回扫转换器以及一种用于操作此类回扫转换器的方法。

发明内容

[0006] 第一方面涉及一种包括输入端子和输出端子的回扫转换器。具有第一绕组和第二绕组的变压器感应地耦合。第一开关元件与第一绕组串联连接，并且具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路被耦合在输入端子之间。整流器布置与第二绕组串联连接，具有所述整流器布置和第二绕组的第二串联电路被耦合在输出端子之间。所述整流器布置包括第二开关元件。控制电路被配置成在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段。在第一时间段之后，第二开关元件被接通第二时间段。确定在第二时间段的末尾与变压器取得（assume）预定变压器状态的时间之间的第三时间段。所述控制电路还被配置成根据在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和在所述一个驱动循环内确定的第三时间段来适配将在后续驱动循环内应用的第二时间段。

[0007] 第二方面涉及一种包括一对输入端子和复数n对输出端子的回扫转换器布置。变压器具有第一绕组以及与第一绕组耦合的复数n个第二绕组。第一开关元件与第一绕组串联连接，并且具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路被耦合在输入端子之间。复数n个整流器布置，每一个整流器布置与一个第二绕组串联连接，并且具有复数个第二绕组之一和复数个整流器布置之一的每一个串联电路被连接在复数个输出端子对的一对之间，每一个整流器布置包括第二开关元件。控制电路被配置成在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段。在第一时间段之后，复数个第二开关元件被接通第二时间段。确定在第二时间段的末尾与变压器取得预定变压器状态的时间之间的第三时间段。所述控制电路还被配置成根据在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和在所述一个驱动循环内确定的第三时间段而在后续驱动循环内适配与第二开关元件中的一个相关联的第二时间段。

[0008] 第三方面涉及一种用于操作回扫转换器的方法。所述转换器包括输入端子和输出端子。具有第一绕组和第二绕组的变压器感应地耦合。第一开关元件与第一绕组串联连接，并且具有第一开关元件和第一绕组的第一串联电路被耦合在输入端子之间。整流器布置与第二绕组串联连接，并且具有所述整流器布置和第二绕组的第二串联电路被耦合在输出端子之间。所述整流器布置包括第二开关元件。所述方法包括在一个驱动循环内将第一开关元件接通第一时间段。在第一时间段之后，第二开关元件被接通第二时间段。确定在第二时间段的末尾与变压器取得预定变压器状态的时间之间的第三时间段。根据在所述一个驱动循环内应用的第二时间段和在所述一个驱动循环内确定的第三时间段来适配将在后续驱动循环内应用的第二时间段。

附图说明

[0009] 下面将参照附图来解释实施例。附图用来图示基本原理，使得仅图示对于理解基本原理所必要的特征。附图不是按比例绘制的。相似的附图标记在各图中表示具有相同含义的相似特征。

[0010] 图1图示回扫转换器的第一实施例，该回扫转换器包括具有一个第一绕组和一个第二绕组的变压器以及与第二绕组串联连接的整流器布置；

[0011] 图2图示整流器布置的基本配置；

[0012] 图3示出了图示图1的回扫转换器的基本原理的时序图；

[0013] 图4图示用于对整流器布置中的开关元件的接通时段进行适配的方法；

[0014] 图5图示回扫转换器的第二实施例；

[0015] 图6示意性地图示回扫转换器的控制电路的一个实施例；以及

[0016] 图7图示回扫转换器的第二实施例，该回扫转换器包括具有一个第一绕组和复数个第二绕组的变压器以及与第二绕组串联连接的整流器布置。

具体实施方式

[0017] 图1示意性地图示回扫转换器的第一实施例。所述回扫转换器包括一对输入端子101、102以用于施加输入电压Vin。输入电压Vin特别是可以从任何适当的DC电压源供应的DC电压。DC电压源例如是电池或储能器。所述回扫转换器还包括一对输出端子103、104以用于提供输出电压Vout。根据一个实施例，在输出端子103、104之间连接电容性电荷存储元件，比如电容器5、储能器或储能器单元。

[0018] 所述转换器还包括变压器4，其具有第一绕组41（在下面也将被称作初级绕组）和第二绕组42（在下面也将被称作次级绕组）。第一开关元件1与初级绕组41串联连接，其中具有初级绕组41和第一开关元件1的第一串联电路被耦合在输入端子101、102之间。在图1中所图示的实施例中，第一开关元件1被实施为MOSFET，特别是n-MOSFET。然而，这仅仅是一个实例。也可以使用任何其他类型的电子开关元件，比如p-MOSFET、IGBT或双极结型晶体管（BJT）。

[0019] 整流器布置2与次级绕组42串联连接，其中具有次级绕组42和整流器布置2的第二串联电路被耦合在输出端子103、104之间。在图1中所图示的实施例中，整流器布置2被实施为MOSFET，特别是n-MOSFET。

[0020] 参照图2，整流器布置2通常包括开关元件21以及与开关元件21并联连接的整流器元件22（比如二极管）。开关元件21和并联二极管22在根据图1的n-MOSFET中是固有的，其中二极管22被实施为MOSFET的体二极管，而开关元件21由MOSFET自身形成。或者换句话说，MOSFET 2是具有集成二极管22的开关元件21。整流器布置2的开关元件21在下面也将被称作第二开关元件。

[0021] 在n-MOSFET中，与图1中所图示的MOSFET一样，体二极管的极性使得当MOSFET被关断时并且当在其源极端子S与其漏极端子D之间施加正电压时，电流可以流经该MOSFET。在p-MOSFET中，当MOSFET被关断时并且当在其源极端子S与其漏极端子D之间施加负电压时，电流可以流动。

[0022] 参照图1，所述回扫转换器还包括控制电路3，其提供被配置成接通或关断第一开关元件1的第一驱动信号S1并且提供被配置成接通或关断第二开关元件21的第二驱动信号S2。在图1的实施例中被实施为MOSFET的开关元件1、2在其驱动或栅极端子G处接收驱动信号S1、S2。可选地，驱动器电路61、62被连接在控制电路3与开关元件1、2之间。这些驱动器电路61、62被配置成把驱动信号S1、S2放大到适于驱动第一和第二开关元件1、2的信号电平。这些驱动器电路61、62可以像被配置成用于驱动晶体管（比如图1的第一和第二晶体管1、2）的传统驱动器电路那样来实施。根据一个实施例，在控制电路3和驱动器电路61、62之间布置用于将控制电路3与驱动器电路61、62电（galvanically）解耦的装置（未示出）。这些装置例如包括变压器或光耦合器，其把来自控制电路3的控制信号S1、S2发送到驱动器电路61、62，但是允许作为一方面的控制电路3和作为另一方面的驱动器电路61、62具有不同的参考电势。

[0023] 下面将参照图3解释回扫转换器的基本操作原理，其中图示了第一驱动信号S1、流经第一开关元件1的第一电流I1、第一开关元件1两端的第一电压V1、第二开关元件2的第二驱动信号S2、流经第二开关元件2的第二电流I2以及次级绕组42两端的电压V42的时序图。图3中的时序图开始于第一时间t1，此时第一开关元件1被接通。当第一驱动信号S1取得接通电平时，第一开关元件1被接通。出于解释的目的，假设第一和第二驱动信号S1、S2的接通电平是高信号电平，而开关元件1、2被关断的关断电平则是低信号电平。然而，这仅仅是一个实例，取决于开关元件的类型，接通电平也可以是低信号电平，而关断电平可以是高信号电平。

[0024] 参照图3，第一开关元件1被接通第一时间段T1，其在下面也将被称作第一接通时段。在该第一接通时段T1期间，流经初级绕组41的第一电流I1增大。出于解释的目的，假设第一开关元件1两端的电压降V1相对于输入电压Vin可忽略，使得初级绕组41两端的电压（图3中未示出）近似对应于输入电压Vin。初级绕组41和次级绕组42具有相反的绕组指向（sense），使得初级绕组41两端的电压V41与次级绕组42两端的电压V42具有不同的极性。在第一接通时段T1期间，初级绕组41两端的电压V41是正电压，使得次级绕组42两端的电压V42是负电压。第二开关元件21在第一接通时段T1期间被关断，并且整流器元件22（其在图1的实施例中是MOSFET的体二极管）的极性使得在第一接通时段T1期间（即当次级绕组V42两端的电压V42为负时）没有电流可以流经整流器元件22。因此，第二电流I2在第一接通时段T1期间为零。

[0025] 整流器布置2（以及更具体地是第二开关元件21）在第一开关元件1被关断之后接通。在图3中所图示的实施例中，第二开关元件21在第一开关元件1被关断的相同时间t2接通。然而，在第一开关元件1的关断时间t2与第二开关元件2的接通时间之间也可以有时间延迟（未示出）。

[0026] 当第一开关元件1被关断时，初级绕组41两端的电压V41反转其极性，并且第一开关元件1两端的电压V1增大到高于输入电压Vin的电压电平。第二绕组42两端的电压V42也反转其极性，其中电压V42的绝对值近似等于输出电压Vout加上第二开关元件21两端的电压降。出于解释的目的，可以假设接通后的第二开关元件21两端的电压降相对于输出电压Vout可忽略，使得第二绕组42两端的电压V42近似等于输出电压Vout。第二开关元件2被接通第二时间段T2，该时间段T2在图3所图示的实施例中结束于第三时间t3。在第二时间段T2期间，第二电流I2从次级绕组42分别流到输出端子103、104和电容性存储元件5。在该第二时间段期间，先前在第一接通时段期间存储在变压器4中的能量被至少部分地从该变压器分别转移到输出端子103、104和电容性存储元件5。与次级绕组42串联地使用第二开关元件21以取代传统二极管的优点在于：开关元件21在其接通状态下导致低于二极管的功率损耗，这是因为开关元件21（比如现今的MOSFET）两端的电压降显著低于传统二极管的正向电压。

[0027] 然而，与传统二极管不同，第二开关元件21需要主动的控制以便防止第二开关元件在其中变压器4已将所存储的能量完全转移到电容性存储元件5的那些时间期间被接通。如果第二开关元件2在那些时间段期间被接通，则电流将从电容性电荷存储元件5流到变压器4中，这将导致功率损耗增大。

[0028] 参照图3，第二开关元件2在第二电流I2减小到零之前（即在变压器4将所存储的能量完全转移到输出端子103、104之前）的第三时间t3被关断。当开关元件21被关断时，整流器元件22（其在根据图1的MOSFET中是体二极管）允许第二电流I2流动。由于体二极管的正向电压高于开关元件处于其接通状态下两端的电压降，因此次级绕组42两端的电压V42略微增大，并且初级绕组41两端的电压V41也略微增大。在存储在变压器4中的能量已被转移到电容性电荷存储元件5之后，次级绕组两端的电压V42降到零并且第一开关元件1两端的电压V1降到输入电压Vin。此时，体二极管22防止电流从电荷存储元件5流到变压器4的次级绕组42中。第二开关元件2被关断时的第三时间t3与第二电流I2减小到零时的第四时间t4之间的时间段在下面将被称作第三时间段T3。

[0029] 参照图3，第一和第二开关元件的新驱动循环在时间t5开始。一个驱动循环的持续时间T由第一时间t1与第五时间t5之间的时间差定义，其中在一个驱动循环中，第一开关元件1被接通第一时间段T1，并且第二开关元件2被接通第二时间T2。换句话说：在一个驱动循环内，第一驱动信号S1包括持续时间等于第一时间段T1的信号脉冲，并且第二驱动信号S2包括持续时间等于第二时间段T2的信号脉冲。

[0030] 在每一个驱动循环中，电能量被从输入端子101、102转移到输出端子103、104。根据一个实施例，存在复数个后续驱动循环，其中各个驱动循环的持续时间是完全相同的，并且其中第一接通时段T1在各个驱动循环的每一个中都是完全相同的。

[0031] 为了减少发生在变压器4的次级侧的功率损耗，希望使在其期间第二电流I2流经整流器布置2的整流器元件22的第三时间段T3最小化。现在将参照图4解释一种用于最小化第三时间段T3或最大化第二时间段t2的方法，在图4中图示了这种方法的各个方法步骤。在图4中图示的方法步骤用来图示一个驱动循环期间的所述方法。不言自明的是，此方法可以对于每一个新的驱动循环而重复。

[0032] 在第一步骤201中，将第一开关元件接通第一时间段T1。在第二步骤202中，在第一时间段T1的末尾或者在第一时间段T1的末尾之后，将整流器布置2（即，更具体地是整流器布置2的第二开关元件21）接通第二时间段T2。在下一步骤203中，确定整流器布置2的关断时间（其为第二时间段T2的末尾）与变压器4达到预定状态的时间之间的第三时间段T3。在图3中，整流器布置2的关断时间是第三时间T3。变压器的所述预定状态例如是其中没有能量被存储在变压器4中的状态。在图3中，变压器达到该“零能量”状态的时间是第四时间t4。

[0033] 所述方法还包括方法步骤204，其中根据所确定的第三时间差T3来适配将在一个后续驱动循环中把整流器布置接通的第二时间T2。下面将对此进行解释。

[0034] 在下面，T2(i)和T3(i)表示第一驱动循环i中的第二和第三时间段。T2(i+1)表示第二驱动循环i+1中的第二时间。通常，第二驱动循环中的第二时间段T2(i+1)取决于第一驱动循环i中的第二时间段T2(i)，即：

[0035] T2(i+1) = f(T2(i)) (1)。

[0036] 换句话说：T2(I+1)是T2(i)的函数f(.)。根据一个实施例，控制电路3被配置成只要第三时间段T3大于预定的阈值T3th就递增地增大第二时间段T2。在这一情况下：

[0037] T2(i+1) = T2(i) + ΔT2 如果 T3(i) > T3th (2)

[0038] 根据一个实施例，ΔT2是固定数值。根据另一个实施例，ΔT2是第三时间段T3的函数，即：

[0039] ΔT2 = f(T3(i)) (3)。

[0040] 在这一情况下，ΔT2例如是第三时间段T3的固定百分比，比如50%。在该实施例中，当第三时间段T3是相对长的时段时，第二时间段从驱动循环到驱动循环增大得较快。当所述回扫转换器的操作开始时，第二时间段T2被设定到初始值T20。该初始值T20例如被设定到小数值，其中随后从驱动循环到驱动循环增大第二时间段以便最小化第三时间段T3。结合初始值T20的“小数值”意味着T20肯定小于在变压器4已被磁化（固定的）第一时间T1之后将所述变压器消磁所需的时间。

[0041] 可以根据在前一个驱动循环中确定的第三时间段T3而在每一个驱动循环中适配第二时间段T2。根据另一个实施例，每m个（其中m>1）驱动循环才对第三时间段T3进行一次评估，使得在每m个驱动循环中才对第二时间段T2进行一次适配。根据一个实施例，在一定数目的后续驱动循环中评估或确定第三时间段T3，并且根据在这些数目的驱动循环中确定的这些第三时间段来适配第二时间段。根据一个实施例，例如根据在所述数目的驱动循环期间评估的第三时间段的均值来适配第二时间段。

[0042] 为了检测变压器达到预定变压器状态时的时间，控制电路3例如被配置成评估第一开关元件1两端的第一电压V1，或者评估初级绕组41两端的电压V41，或者评估次级绕组42两端的电压V42。在图1中所图示的实施例中，控制电路3被配置成评估第一开关元件1两端的电压V1。参照图3，当变压器4已把存储在其中的能量转移到输出端子103、104时，电压V1降到输入电压Vin的数值。控制电路3被配置成把第一电压V1与电压阈值V1th进行比较，其中当第一电压V1减小到低于阈值V1th时，检测到变压器4的零能量状态的存在。

[0043] 在图5中所图示的进一步实施例中，控制电路3接收次级绕组42两端的电压V42，并且被配置成对该电压V42进行评估以便检测变压器4的零能量状态。参照图3，当变压器4达到零能量状态时，电压V42减小到零。根据一个实施例，控制电路3被配置成把电压V42与第二阈值V42th进行比较，其中当次级绕组两端的电压V42减小到低于第二阈值V42th时，检测到变压器4的零能量状态。

[0044] 备选地，控制电路3可以被配置成评估初级绕组41两端的电压V41。电压V41（其未在图3中图示）是开关元件1两端的电压V1与输入电压Vin之间的差。当变压器4达到其零能量状态时，该电压V41减小到零。根据一个实施例，控制电路3被配置成把电压V41与第三阈值V41th进行比较，其中当电压V41减小到低于第三阈值V41th时，检测到所述零能量状态。

[0045] 控制电路3可以被实施为模拟或数字电路。在图5中图示了控制电路3的一个实施例的方框图。

[0046] 参照图6，控制电路3包括第一脉冲发生器31，其被配置成生成第一驱动信号S1。参照图3，第一驱动信号S1包括脉冲序列，其持续时间对应于第一时间段T1。两个后续脉冲之间的时间距离是T，其是一个驱动循环的持续时间。

[0047] 控制电路3还包括第二脉冲发生器33，其被配置成生成第二驱动信号S2。第二脉冲发生器33包括用于提供第二驱动信号S2的输出端子以及两个输入端子。第一输入端子用于接收第一驱动信号S1，而第二输入端子用于接收第二时间段控制信号ST2。在第一输入端子处接收到的第一驱动信号S1确定第二脉冲发生器33生成第二信号脉冲的时间，并且第二时间段控制信号ST2确定该信号脉冲的持续时间。根据一个实施例，第二脉冲发生器33被配置成随着由第一脉冲发生器31生成的信号脉冲的每一个下降沿生成第二脉冲。在这一情况下，当第一信号脉冲结束时立即生成第二信号脉冲。第一开关元件1在第一驱动信号S1的信号脉冲的持续时间期间被接通，而第二开关元件21在第二驱动信号S2的信号脉冲的时间段期间被接通，使得第二开关元件2在关断第一开关元件1时被接通。

[0048] 可选地，将延迟元件32连接到第二脉冲发生器33的第一输入的上游。该延迟元件32延迟在第二脉冲发生器33的第一输入处接收到的信号脉冲，使得在第一驱动信号S1的信号脉冲的末尾与第二驱动信号S2的信号脉冲的起始之间存在时间延迟，或者换句话说在关断第一开关元件1与接通第二开关元件21之间存在延迟时间。

[0049] 控制电路3还包括用于检测变压器的预定状态的检测单元。在图6的实施例中，该检测单元包括比较器34，其在第一端子处接收第一开关元件1两端的电压V1或次级绕组42两端的电压V42并且在第二端子处接收第一阈值V1th或第二阈值V42th。比较器34可以被实施为模拟或数字比较器。第一或第二阈值V1th、V42th可以由被配置成提供比如第一或第二阈值V1th、V42th的参考值的任何适当电路来提供。

[0050] 根据一个实施例，第一或第二阈值电压V1th、V42th不是固定电压，而是根据第二时间段T2或第三时间段期间的第一电压V1或第二电压V42来计算。第一阈值电压V1th例如是：

[0051](4a)

[0052] 而第二阈值电压V12th例如是：

[0053] (4b)

[0054] 其中V1max和V42max分别是第一电压V1和第二电压V42在第二或第三时间段期间的最大值。k1、k42是处于0与1之间的固定加权因数。根据一个实施例，这些加权因数处于0与0.5之间。输入电压Vin或者是已知的，或者可以被测量。最大电压V1max或V42max可以在第二或第三时间段T2、T3期间被测量（参见图3）。

[0055] 时间评估单元35接收第二驱动信号S2和比较器34的输出信号。时间评估单元35被配置成评估第二开关元件21的关断时间（其对应于第二驱动信号S2中的信号脉冲的末尾）与检测单元34检测到变压器4的预定状态的时间之间的时间差。比较器34的输出信号取得如下两个不同信号电平之一：当变压器4未处于预定变压器状态时的第一信号电平，以及当变压器4处于预定信号状态时的第二信号电平。时间评估单元35被配置成评估比较器34的输出信号的信号电平的改变，以便检测变压器4达到预定变压器状态时的时间并且以便确定第三时间段T3。时间评估单元35例如被实施为计数器，其随着第二驱动信号S2的下降沿开始计数并且当比较器34的输出信号表明变压器已达到预定变压器状态时停止计数。这样的计数器的计数值代表第三时间段T3。

[0056] 时间评估单元35提供代表第三时间段的输出信号ST3。调节器36接收第三时间段信号ST3，并且根据第三时间段信号ST3生成第二时间段信号ST2。调节器36具有前面所解释的用于根据第三时间段T3生成第二时间段T2的功能之一。

[0057] 图7图示回扫转换器的进一步实施例。该回扫转换器包括复数n个次级绕组421、422、423、42n，其感应地与初级绕组41耦合。图7的回扫转换器包括n=4个第二绕组421－
42n。然而，这仅仅是一个实例。

[0058] 整流器布置21、22、23、2n与每一个次级绕组421、42n串联连接，其中具有一个次级绕组421-42n和一个整流器布置21、2n的每一个串联电路被连接在n对输出端子的一对之间。在图7的实施例中，串联电路的第一个串联电路被连接在第一对输出端子1031、1041之间，第二个串联电路被连接在第二对输出端子1032、1042之间，第三个串联电路被连接在第三对输出端子1033、1043之间，并且第四个串联电路被连接在第四对输出端子103n、104n之间。在图7的回扫转换器布置中，第二绕组和整流器布置被级联成使得两个相邻的串联电路具有一个共同输出端子，使得所述n对输出端子由n+1个输出端子形成。

[0059] 所述回扫转换器布置包括控制电路3，其被配置成驱动与第一绕组41串联连接的第一开关元件1并且被配置成单独驱动整流器布置21-2n。控制电路3被配置成循环地驱动第一开关元件1和整流器布置21-2n，其中在每一个驱动循环内，第一开关元件1被接通第一时间段T1，并且整流器布置之一被接通第二时间段T2。控制电路3被配置成单独适配与每一个整流器布置相关联的第二时间段。控制电路3例如包括第一脉冲发生器（比如图6的第一脉冲发生器31）和变压器状态检测单元（比如图6的比较器34），并且对于每一个整流器布置包括第二脉冲发生器、调节器和时间评估单元（比如图6的第二脉冲发生器33、调节器36和时间评估单元35）。

[0060] 图7的回扫转换器被连接来支持储能器布置中的电荷平衡，所述储能器布置包括串联连接的复数个储能器单元51、52、53、5n。总体布置被连接在输入端101、102之间，并且每一个储能器单元51、52、53、5n被连接在n个输出端子对的一对之间。在每一个驱动循环的第一阶段中，当第一开关元件1被接通时，从总体布置取得能量并且将其存储在变压器中。在每一个驱动循环的第二阶段中，当第一开关元件1被关断并且储能器单元51、52、53、5n之一的整流器布置被接通时，存储在变压器4中的能量被馈送回到使其整流器布置接通的所述储能器单元51、52、53、5n之一。根据一个实施例，控制电路3被配置成测量各个储能器单元51、52、53、5n的电压，并且在每一个驱动循环的第二阶段中接通与其他储能器单元的电压相比具有最低电压的该储能器单元51、52、53、5n的整流器布置。在这种情况下，只有电压最低的储能器单元被充电。这种方法允许以总体储能器布置为代价选择性地为各个储能器单元充电，因此允许平衡各个储能器单元的电荷。

[0061] 在图7的回扫转换器布置中，在一个驱动循环内，第一开关元件1被接通第一时间段（图3中的T1）并且整流器布置21-2n之一被接通第二时间段（图3中的T2）。根据一个实施例，控制电路3被配置成单独对于每一个整流器布置21-2n调节第二时间段。为此，可以在控制电路3中存储n个不同的第二时间段T21、T22、T23、T2n，其中这些第二时间段T21-T2n中的每一个被指定给整流器布置21-2n之一，并且可以被单独调节，即可以独立于其他整流器布置的第二时间段而被调节。可以根据前面所解释的方法之一来对这些第二时间段中的每一个执行调节。

[0062] 根据进一步实施例，选择性地对储能器单元51、52、53、5n之一进行放电以有利于总体储能器布置。为此，把被指定给将被放电的该储能器单元的整流器布置21,…,2n接通开关循环的第一时间段T1，并且把第一开关元件1接通所述开关循环的第二时间段T2。当整流器布置在第一时间段T1期间被接通时，在每一个驱动循环的第一阶段中从一个储能器单元取得能量。在每一个驱动循环的第二阶段中，当第一开关元件1被接通并且整流器布置被关断时，存储在变压器4中的能量被馈送回到总体储能器布置中。根据一个实施例，控制电路3被配置成测量储能器单元51、52、53、5n两端的电压，并且被配置成选择性地对具有最高电压的该储能器单元进行放电以便平衡各个储能器单元的电荷。

[0063] 最后应当提到的是，即使前面没有明确声明，但是结合一个实施例解释的特征可以与每一个其他实施例的特征相组合。