在OFDM传输系统中的信道估计

摘要

一种在OFDM传输系统中的信道估计方法，该OFDM传输系统具有依据标准IEEE 802.11x的发射器和接收器，该方法包括：在发射器中，在物理层帧中将标识符(4)设置在跟随前同步码(1)的头部(5)的保留比特段中，将后同步码(3)附接在所述帧(2)的结束处，而不改变头部(5)中的长度信息，及在信道上传输所述帧(1-3)，在接收器中，在信道上接收的帧(1-3)的头部(5)中的所述保留比特段中检查所述标识符(4)，并且如果探测到所述标识符(4)，则使用帧(1-3)的后同步码(3)和前同步码(1)来估计信道。

权利要求

1.一种在OFDM传输系统中的信道估计方法，所述OFDM传输系统具有依据标准IEEE

802.11x的发射器和接收器，所述方法包括：

在发射器中，在物理层帧中将标识符(4)设置在跟随前同步码(1)的头部(5)的保留比特段中，将后同步码(3)附接在所述帧(2)的结束处，而不改变头部(5)中的长度信息，及在信道上传输所述帧(1-3)，在接收器中，在信道上接收的帧(1-3)的头部(5)中的所述保留比特段中检查所述标识符(4)，并且如果探测到所述标识符(4)，则使用帧(1-3)的后同步码(3)和前同步码(1)来估计信道。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，借助于维纳滤波器，通过在前同步码(1)和后同步码(3)之间按时间和频率的2维内插而估计信道。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，所述标识符(4)是在头部(5)的信号段的保留比特中的标志。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其中，所述标识符(4)是设置在头部(5)的服务比特段的保留比特的一个或多个中的代码。

5.根据权利要求1至4任一项所述的方法，其中，所述后同步码(3)是包含已知导频模式的OFDM符号。

说明书

在OFDM传输系统中的信道估计

技术领域

[0001] 本发明涉及一种在OFDM传输系统中的信道估计方法，该OFDM传输系统具有依据标准IEEE 802.11x的发射器和接收器。

背景技术

[0002] 汽车对汽车和汽车对基础结构系统当前正被标准化。所有关于专用5.9GHz频带的标准基于IEEE 802.11和特别地为车辆用途而设计的扩展802.11p。这些扩展限于将带宽分半，并且通过这种分半具有较长循环前缀。在本公开中，术语“IEEE 802.11x”是指基本标准IEEE802.11的全部变形和扩展。

[0003] 在移动无线电信道中的显著问题是信道随时间的快速变化。这些变化需要由接收器跟踪，以实现信道的可信任估计，以便协调地译码符号。在IEEE 802.11x中使用的当前信道训练序列(“导频序列”)不能良好地适于这个问题。在标准中这种缺陷的原因是，IEEE 802.11x初始为漫游用途(在笔记本计算机或智能电话上的WiFi)而设计，其中只有移动性是漫游的。

[0004] 不过，仍然对于ITS标准挑选IEEE 802.11x导频模式，原因是简单的，因为芯片组在市场上已经是可得到的。这些芯片组在非直视性和高度移动环境中将初始仅实现降低的性能。因而，当前标准的改进对于实现用于安全性相关通信的稳健通信是重要的。

[0005] 标准扩展的主要问题是，由于汽车的长寿命，要与旧芯片组保持兼容。对于标准的改进应该是向后兼容的，从而已经布置的芯片组不必改变。

发明内容

[0006] 本发明的目的是，根据IEEE 802.11x设计一种在OFDM系统中的信道估计方法，该方法是向后兼容的，并且在车辆环境中具有适于快速变化信道的改进估计性能。

[0007] 这个目的借助于在OFDM传输系统中的信道估计方法而实现，该OFDM传输系统具有依据标准IEEE 802.11x的发射器和接收器，该方法包括：

[0008] 在发射器中，在物理层帧中将标识符设置在跟随前同步码的头部的保留比特段中，将后同步码附接在所述帧的结束处，而不改变头部中的长度信息，及在信道上传输所述帧，

[0009] 在接收器中，在信道上接收的帧的头部中的所述保留比特段中检查所述标识符，并且如果探测到所述标识符，则使用帧的后同步码和前同步码来估计信道。

[0010] 本发明通过扩展802.11x导频模式，实现在常规IEEE 802.11x标准的框架内的后同步码的有益使用。添加到帧上的后同步码在至今未使用的包头部字段中宣布。扩展按透明方式进行，从而常规接收器(不知道新导频模式)保持它们的性能。然而，将新模式考虑进去的接收器具有两个主要优点：(i)就BER(比特误码率)而论显著提高接收器性能，和(ii)显著降低接收器复杂度。结果是用来实现良好系统性能的实施复杂度的极大降低。

[0011] 除用于信道估计目的的前同步码之外，使用后同步码的好处在技术本身中是已知的，见例如US 2009/0209206 A1；S.Plass等(eds.)的“Channel estimation by exploiting sublayer information in OFDMsystems”，Multi-Carrier Spread Spectrum 2007，pp.387-396，2007Springer；及S.Rossi和R.R.Müller的“Slepian-based two-dimensionalestimation of time-frequency variant MIMO-OFDM channels”，IEEESignal Process.Lett.，vol.15，pp.21-24，2008年1月。前和后同步码可例如用作对于2维维纳滤波器(Wiener Filter)的输入，该2维维纳滤波器相对于频率和时间估计信道参数。因此，在本发明的一个实施例中，信道借助于维纳滤波器通过在前同步码和后同步码之间按时间和频率的2维内插而估计。

[0012] 对于能够处置后同步码的接收器宣布后同步码的标识符可设置在IEEE 802.11x物理层帧头部的保留比特的任一个中。在第一实施例中，标识符是在头部的信号段的保留比特中的标志。作为替代，标识符是设置在头部的服务比特段的保留比特的一个或多个中的代码。

[0013] 前同步码能是适于信道估计目的的任意给定数据组。优选地，前同步码是包含已知导频模式的OFDM符号，如将对于本领域的技术人员容易知道的那样。

[0014] 尽管本发明的方法基本上适于IEEE 802.11x的全部变形，但它特别适于用在根据用于高移动环境的IEEE 802.11p标准的OFDM传输系统中。

附图说明

[0015] 现在参照包括的附图，借助于本发明的示范和优选实施例，将进一步描述本发明，在附图中：

[0016] 图1和2分别表示根据标准IEEE 802.11x和根据本发明的方法的导频模式；

[0017] 图3表示为了用在发明性信道估计方法中后同步码和其标识符在根据本发明的OFDM传输方案的物理层帧中的加入；及

[0018] 图4表示与常规信道估计方法相比发明方法的性能。

具体实施方式

[0019] 本方法基于IEEE 802.11标准和全部其变形、改进及扩展，这些在这里由一般名称(denominator)“802.11x”包括，包括标准802.11a、802.11b、802.11g、802.11n、802.11p等等。定义这些标准的全部IEEE文件通过参考包括在这里。

[0020] 在IEEE 802.11p中的OFDM帧(数据包)的当前结构表示在图1中，它包括在相对于符号时间的频率范围中的52个子载体。最初两个(实际上多于两个)OFDM符号用作包含已知导频的训练符号(“前同步码”)。然后，贯穿整个帧，只有4个子载体用作用于相位和时钟跟踪的导频。

[0021] 图2和3表示在扩展标准IEEE 802.11x的OFDM传输系统中，具体地说在802.11p中，用于改进的信道估计方法的改进的导频模式和改进的物理层(PHY)帧(数据包)。在依据IEEE 802.11x在前面是前同步码1的常规物理层帧2的结束处，附接后同步码3，该后同步码3包括包含已知导频模式的一个或多个OFDM符号。尽管后同步码3的确改变帧2的物理长度，但在帧2的头部“PLCP”，(物理层收敛过程-头部)5中的长度信息相对于其常规(图1)使用和值不变。因此，常规接收器将忽略后同步码3。

[0022] 在PLCP头部5的保留比特段中的保留比特的一个或多个用来在其中设置标识符4，该标识符4指示后同步码3的存在。标识符4可以是设置在PLCP头部5的“保留服务比特”段的单个比特中的标志，如在图3中对于比特15表示的那样，或者是设置在PLCP头部5中跟随4个速率比特的单个“保留1比特”中的标志。作为替代，可使用多于1比特的PLCP头部5的可得到(总共：1+9)保留比特，以在其中设置代码(最大代码长度：1+9＝10比特)，指示使用的后同步码3的存在，并且优选地也编码使用的后同步码3的类型。

[0023] 按这种方式扩展导频模式具有两个优点：(i)可准确地跟踪信道；(ii)后同步码3对于旧接收器是透明的，因为后者在已经译码在长度字段中指示的OFDM符号数量之后停止接收；这样的旧接收器将简单地观察在一个或多个另外的符号时间期间被占据的信道。

[0024] 在能够使用除前同步码1之外的后同步码3的改进的接收器中，在头部5中的保留比特中检查标识符4的存在，如果探测到这样的标识符4，则将后同步码3与前同步码1组合地使用，以估计信道。

[0025] 借助于前和后同步码1、3估计OFDM传输信道在技术本身中是已知的，并且例如公开在S.Rossi和R.R.Müller的loc.cit中，该loc.cit的公开通过参考包括在这里。具体地说，信道估计技术涉及借助于维纳滤波器，在前同步码1与后同步码3之间按时间和频率的2维内插的使用。

[0026] 图4表示与仅涉及前同步码1的常规信道估计技术相比，图3的新方法和图2的新导频模式的比较测试的结果。图4表示对于五种不同信道估计方法相对于信噪比(SNR)Eb/No的比特误码率(BER)，这五种不同信道估计方法全部使用离散长球(DPS)序列以建模和估计信道。标有“11p DPS”的前三条曲线分别指示具有维纳滤波器的1、2、及12次迭代的常规信道估计技术。标有“11pPost DPS”的后两条曲线分别指示改进的方法的两个实施例，这两个实施例包括前和后同步码1、3，具有一次和两次迭代。

[0027] 比较借助于802.11p链路水平模拟器进行。作为模拟环境，使用了具有400ns最大过分延迟和与150km/h的相对速度相对应的多普勒(Doppler)分布的NLOS信道。对于图1的常规导频模式，块长度是与200字节的QPSK调制数据相对应的34个OFDM符号，该QPSK调制数据具有1/2的代码速率。对于图2的改进导频模式，块长度是35个OFDM符号(因为另外的后同步码3)。实施的接收器使用如下的原理：“Iterative soft channel estimation and detection”，缺席(i.a.)公开在T.Zemen，C.F.J.Wehinger 和 R.R.Müller，“Iterative joint time-variant channel estimation andmulti-user detection for MC-CDMA”，IEEE Trans.WirelessCommun.，vol.5，no.6，pp.1469-1478，2006年6 月；T.Zemen，H.Hofstetter 和G. 的“Successive Slepian Subspaceproj ection in time and frequency for time-varaint channel estimation”，in 14th IST Mobile and Wireless Communication Summit(ISTSUMMIT)，Dresden，Germany，2005年6月19-22；及S.Rossi和R.R.Müller的loc.cit.；这些的公开通过参考包括在这里。

[0028] 模拟对于100个帧进行。常规导频模式表示对于少量(1或2次)迭代，BER中的误码平台。只有当将迭代数量增大到大数量时，可接受的接收器性能才是可实现的。与此相反，对于改进的信道估计方法，第一次迭代已经导致可接受的接收器性能，并且两次迭代与最佳接收器相对应。

[0029] 本发明不限于这里包括的具体实施例，而是包括其全部变形和修改，这些变形和修改由包括的权利要求书包括。