基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器

摘要

一种基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器，包括由输入电容Ci、N型MOSFET？M1、电感L、二极管D和电容Co组成的Buck-Boost变换器主回路，该自激式Buck-Boost变换器还包括辅助电源U1，采用的单MOSFET基本自激单元电路由N型MOSFET？M1、二极管D1、二极管D2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C1、滞环比较器U3和驱动电路U2组成。本发明提供一种效率较高、适用功率范围较宽的基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器。

权利要求

1.一种基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器，其特征在于：包括由输入电容Ci、N型MOSFET M1、电感L、二极管D和电容Co组成的Buck-Boost变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的正端相连，直流输入电源Vi的正端与N型MOSFET M1的漏极相连，N型MOSFET M1的源极与电感L的一端以及二极管D的阴极相连，电感L的另一端与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二极管D的阳极与直流输出电压Vo的负端相连；

所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括辅助电源U1、驱动电路U2和滞环比较器U3，辅助电源U1用于提供驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的直流电源电压，对直流输入电压Vi进行升压或降压的变换处理；驱动电路U2的输入端与滞环比较器U3的输出端连接，驱动电路U2的输出端与N型MOSFET M1的门极相连，驱动电路U2为N型MOSFET M1的开通和关断提供驱动；滞环比较器U3的输入端与电容C1、电阻R1、电阻R2和电阻R3的一端相连，电容C1和电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端相连，电阻R1的另一端与二极管D1的阴极相连，电阻R2的另一端与二极管D2的阳极相连，二极管D1的阳极和二极管D2的阴极与N型MOSFETM1的源极相连；

所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括过流保护支路，所述过流保护支路包括电阻R5、电容C2、NPN型BJT Q2和PNP型BJT Q1，电阻R5的一端与电感L和电阻R4的接点相连，电阻R5的另一端与电容C2的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，电容C2的另一端与NPN型BJT Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极与PNP型BJT Q1的基极相连，PNP型BJT Q1的发射极与N型MOSFET M1的源极相连，PNP型BJT Q1的集电极与滞环比较器U3的输入端相连。

2.如权利要求1所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器，其特征在于：所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路包括电阻R8、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q3和电阻R6，电阻R8和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与直流输出电压Vo的正端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q3的基极相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R7的另一端以及直流输出电压Vo的负端相连，NPN型BJT Q3的集电极通过电阻R6与PNP型BJT Q1的基极相连。

3.如权利要求1所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器，其特征在于：所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路包括检测电阻R9、电压放大器U4、电阻R8、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q3和电阻R6，检测电阻R9与负载Ro组成串联支路，所述串联支路与输出电容Co并联，检测电阻R9的一端与直流电压源Vi的负端相连，检测电阻R9的另一端与负载Ro的一端以及电压放大器U4的输入端相连，电阻R8和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与电压放大器U4的输出端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q3的基极相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q3的集电极通过电阻R6与PNP型BJT Q1的基极相连。

说明书

基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及自激式直流-直流(DC-DC)变换器，应用于开关稳压或稳流电源、高亮度LED驱动电路等，尤其是一种自激式Buck-Boost变换器。

背景技术

[0002] 与线性(稳压或稳流)调节器和他激式DC-DC变换器相比，自激式DC-DC变换器具有性价比高的显著优点。图1给出的是一种基于BJT(双极型晶体管)的自激式Buck-Boost变换器，包括由输入电容Ci、PNP型BJT Q1、电感L、二极管D和输出电容Co组成的Buck-Boost变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的正端相连，直流电压源Vi的正端与PNP型BJT Q1的发射极相连，PNP型BJT Q1的集电极与电感L的一端以及二极管D的阴极相连，电感L的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二极管D的阳极与直流输出电压Vo的负端相连。图1所示基于BJT的自激式Buck-Boost变换器还包括PNP型BJT Q2，PNP型BJT Q2的发射极和集电极分别与PNP型BJT Q1的发射极和基极相连，PNP型BJT Q1的基极还通过电阻R1接于直流电压源Vi的负端，电阻R3和电容C1组成并联支路，所述并联支路的一端与PNP型BJT Q1的集电极相连，所述并联支路的另一端与PNP型BJTQ2的基极以及电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与PNP型BJTQ2的发射极相连。图1所示基于BJT的自激式Buck-Boost变换器还包括电压反馈支路，稳压管Z1的阴极与直流电压源Vi的负端相连，稳压管Z1的阳极与NPN型BJT Q3的基极以及电阻R5的一端相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R5的另一端以及直流输出电压Vo的负端相连，NPN型BJT Q3的集电极通过电阻R4和PNP型BJT Q2的基极相连。该电路的不足之处在于：主开关管Q1采用BJT，因BJT的工作特性导致电路效率不够高，比较适合小功率(数瓦级以下)的场合。

发明内容

[0003] 为克服基于BJT的自激式Buck-Boost变换器效率不够高以及仅仅适用于小功率的不足，本发明提供一种效率较高、适用功率范围较宽的基于MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的自激式Buck-Boost变换器。

[0004] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

[0005] 一种基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器，包括由输入电容Ci、N型MOSFET M1、电感L、二极管D和电容Co组成的Buck-Boost变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的正端相连，直流电压源Vi的正端与N型MOSFET M1的漏极相连，N型MOSFET M1的源极与电感L的一端以及二极管D的阴极相连，电感L的另一端与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二极管D的阳极与直流输出电压Vo的负端相连；

[0006] 所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括辅助电源U1、驱动电路U2和滞环比较器U3，辅助电源U1用于提供驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的直流电源电压，对直流输入电压Vi进行升压或降压的变换处理；驱动电路U2的输入端与滞环比较器U3的输出端连接，驱动电路U2的输出端与N型MOSFET M1的门极相连，驱动电路U2为N型MOSFET M1的开通和关断提供驱动；滞环比较器U3的输入端与电容C1、电阻R1、电阻R2和电阻R3的一端相连，电容C1和电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端相连，电阻R1的另一端与二极管D1的阴极相连，电阻R2的另一端与二极管D2的阳极相连，二极管D1的阳极和二极管D2的阴极与N型MOSFETM1的源极相连。

[0007] 所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括过流保护支路，所述过流保护支路包括电阻R5、电容C2、NPN型BJT Q2和PNP型BJT Q1，电阻R5的一端与电感L和电阻R4的接点相连，电阻R5的另一端与电容C2的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，电容C2的另一端与NPN型BJT Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极与PNP型BJT Q1的基极相连，PNP型BJT Q1的发射极与N型MOSFET M1的源极相连，PNP型BJT Q1的集电极与滞环比较器U3的输入端相连。

[0008] 作为优选的一种方案：所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括电压反馈支路，所述电压反馈支路包括电阻R8、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q3、电阻R6和PNP型BJT Q1，电阻R8和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与直流输出电压Vo的正端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJTQ3的基极相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R7的另一端以及直流输出电压Vo的负端相连，NPN型BJT Q3的集电极通过电阻R6与PNP型BJT Q1的基极相连。

[0009] 本发明中，过流保护支路和电压反馈支路可以共用PNP型BJTQ1。

[0010] 作为优选的另一种方案：所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路包括检测电阻R9、电压放大器U4、电阻R8、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q3、电阻R6和PNP型BJT Q1，检测电阻R9与负载Ro组成串联支路，所述串联支路与输出电容Co并联，检测电阻R9的一端与直流电压源Vi的负端相连，检测电阻R9的另一端与负载Ro的一端以及电压放大器U4的输入端相连，电阻R8和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与电压放大器U4的输出端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q3的基极相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJTQ3的集电极通过电阻R6与PNP型BJT Q1的基极相连。

[0011] 本发明中，过流保护支路和电流反馈支路可以共用PNP型BJTQ1。

[0012] 本发明的技术构思为：将单MOSFET基本自激单元电路应用于Buck-Boost变换器中，使之成为新的自激式DC-DC变换器(如图2、3所示)。单MOSFET基本自激单元电路由N型MOSFET M1、二极管D1、二极管D2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C1、滞环比较器U3和驱动电路U2组成。其特征如下：M1为Buck-Boost变换器主回路中的开关器件，M1的门极与驱动电路U2的输出端相连，M1的源极与二极管D1的阳极和二极管D2的阴极相连，D1的阴极与电阻R1的一端相连，D2的阳极与电阻R2的一端相连，电阻R1和电阻R2的另一端与滞环比较器U3的输入端以及电容C1和电阻R3的一端相连，电容C1和电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端相连，滞环比较器U3的输出端与驱动电路U2的输入端相连。

[0013] 为获得稳定的直流输出电压，在Buck-Boost变换器主回路的输出端与单MOSFET基本自激单元电路的端口之间可增加一条电压反馈支路，可由PNP型BJT Q1、NPN型BJT Q3、电阻R6、电阻R7、电阻R8和电容C3等组成(如图2)。为获得稳定的直流输出电流，在Buck-Boost变换器主回路的输出端与单MOSFET基本自激单元电路的端口之间可增加一条电流反馈支路，可由PNP型BJT Q1、NPN型BJT Q3、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电容C3和电压放大器U4等组成(如图3)。为防止电感L过流，在Buck-Boost变换器主回路的输出端与单MOSFET基本自激单元电路的端口之间可增加一条过流保护支路，可由电阻R4、电阻R5、电容C2、NPN型BJT Q2、PNP型BJT Q1等组成(如图2和图3)。

[0014] 本发明的有益效果主要表现在：本发明提出基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器具有升降压的电压变换功能，电路结构简单、效率高，适合中小功率(数十瓦级以上)开关稳压或稳流电源、高亮度LED驱动电路等应用。

附图说明

[0015] 图1是现有基于BJT的自激式Buck-Boost变换器电路图。

[0016] 图2是基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例1电路图。

[0017] 图3是基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例2电路图。

[0018] 图4是基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例1和实施例2中滞环比较器U3的输入-输出电压特性图。

[0019] 图5是基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例1在电感电流连续工作模式下的理想波形图。

[0020] 图6是基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例2在电感电流连续工作模式下的理想波形图。

具体实施方式

[0021] 下面结合附图对本发明作进一步描述。

[0022] 实施例1

[0023] 参照图2、图4和图5，一种基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器，包括由输入电容Ci、N型MOSFET M1、电感L、二极管D和电容Co组成的Buck-Boost变换器主回路，输入电容Ci与直流电压源Vi并联，输出电容Co两端电压为直流输出电压Vo，负载Ro与输出电容Co并联，直流电压源Vi的负端与直流输出电压Vo的正端相连，直流电压源Vi的正端与N型MOSFET M1的漏极相连，N型MOSFET M1的源极与电感L的一端以及二极管D的阴极相连，电感L的另一端与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与直流电压源Vi的负端相连，二极管D的阳极与直流输出电压Vo的负端相连；所述基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器还包括辅助电源U1、驱动电路U2和滞环比较器U3；辅助电源U1用于提供驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的各种直流电源电压，根据实际需要可对直流输入电压Vi进行升压或降压的变换处理；驱动电路U2的输入端与滞环比较器U3的输出端连接，驱动电路U2的输出端与N型MOSFETM1的门极相连，驱动电路U2为N型MOSFET M1(即主开关管)的开通和关断提供驱动；滞环比较器U3的输入端与电容C1、电阻R1、电阻R2和电阻R3的一端相连，电容C1和电阻R3的另一端与直流电压源Vi的负端相连，电阻R1的另一端与二极管D1的阴极相连，电阻R2的另一端与二极管D2的阳极相连，二极管D1的阳极和二极管D2的阴极与N型MOSFET M1的源极相连。

[0024] 图2所示为基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例1，采用了过流保护支路，所述过流保护支路包括电阻R5、电容C2、NPN型BJT Q2和PNP型BJT Q1，电阻R5的一端与电感L和电阻R4的接点相连，电阻R5的另一端与电容C2的一端以及NPN型BJT Q2的基极相连，电容C2的另一端与NPN型BJT Q2的发射极以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q2的集电极与PNP型BJT Q1的基极相连，PNP型BJT Q1的发射极与N型MOSFET M1的源极相连，PNP型BJT Q1的集电极与滞环比较器U3的输入端相连；还采用了电压反馈支路，所述电压反馈支路包括电阻R8、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q3、电阻R6和PNP型BJT Q1，电阻R8和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与直流输出电压Vo的正端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q3的基极相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R7的另一端以及直流输出电压Vo的负端相连，NPN型BJT Q3的集电极通过电阻R6与PNP型BJT Q1的基极相连。

[0025] 本实施例中，过流保护支路和电压反馈支路共用PNP型BJT Q1。当然，也可以仅仅采用过流保护支路或电压反馈支路。

[0026] 图5所示基于MOSFET的自激式Buck-Boost变换器实施例1在电感电流连续工作模式下的理想波形图。其电路工作原理具体如下：(1)电路上电启动阶段：电路上电后，辅助电源U1开始工作，将直流输入电压Vi转换成驱动电路U2和滞环比较器U3工作所需的电压。随后，驱动电路U2和滞环比较器U3也开始工作。刚开始即t＝t0，电容C1的端电压vc1为零，因vc1小于U3的下限参考电压Vref1，U3输出vp高电平，经过U2电平转换输出vgs1高电平，M1导通。M1导通后，二极管D截止，由Vi、Ci、M1、L1、R4形成回路，电感L充电，电感电流iL增加，电压vs1等于Vi。同时C1通过D1和R1充电，电压vc1上升。当vc1上升至U3的上限参考电压Vref2即t＝t1，U3输出vp低电平，经过U2电平转换输出vgs1低电平，M1关断。M1关断后，D导通，由L、R4、Co、Ro、D形成回路，电感L放电，电感电流iL减小，输出电容Co充电，输出电压vo增加，电压vs1等于-vo。同时C1通过D2和R2放电，电压vc1下降。当vc1下降至U3的下限参考电压Vref1即t＝t2，U3输出vp高电平，经过U2电平转换输出vgs1高电平，M1再次导通，电路进入下一个自激周期。当M1导通时，D截止，由输出电容Co维持输出电压vo。历经若干个周期，当电路的输出电压vo达到设定值Vo以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。

[0027] (2)电路稳态工作阶段：当电路的输出电压vo达到设定值Vo以后，电路的电压反馈支路就开始起作用。当输出电压高于设定值Vo时，Q3和Q1导通，通过加大电容C1的充电电流缩短M1的导通时间(即t4-t3)，实现输出电压的降低。当输出电压低于设定值Vo时，Q3和Q1关断，单MOSFET基本自激单元电路独立工作，M1的导通时间又恢复原样，实现输出电压的提升。由此，电路可实现输出稳压。

[0028] 实施例1电路工作后，无论是启动状态还是稳态工作状态，只要电感L出现过流，过流保护支路就会起作用。当R4、R5和C2检测到iL过流，Q2和Q1会立即导通，瞬间加大电容C1的充电电流，待vc1上升并超过参考电压Vref2后M1就会关断，阻止iL继续增加。

[0029] 实施例2

[0030] 参照图3、图4和图6，本实施例还包括电流反馈支路，所述电流反馈支路包括检测电阻R9、电压放大器U4、电阻R8、电容C3、电阻R7、NPN型BJT Q3、电阻R6和PNP型BJT Q1，检测电阻R9与负载Ro组成串联支路，所述串联支路与输出电容Co并联，检测电阻R9的一端与直流电压源Vi的负端相连，检测电阻R9的另一端与负载Ro的一端以及电压放大器U4的输入端相连，电阻R8和电容C3组成并联支路，所述并联支路的一端与电压放大器U4的输出端相连，所述并联支路的另一端与电阻R7的一端以及NPN型BJT Q3的基极相连，NPN型BJT Q3的发射极与电阻R7的另一端以及直流电压源Vi的负端相连，NPN型BJT Q3的集电极通过电阻R6与PNP型BJT Q1的基极相连，PNP型BJT Q1的发射极与N型MOSFET M1的源极相连，PNP型BJT Q1的集电极与滞环比较器U3的输入端相连。

[0031] 本实施例中，过流保护支路和电流反馈支路可以共用PNP型BJTQ1。当然，也可以仅仅采用过流保护支路或电流反馈支路。

[0032] 本实施例的电路工作原理具体如下：

[0033] (1)电路上电启动阶段：与实施例1相同，历经若干个周期，当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。

[0034] (2)电路稳态工作阶段：当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路的电流反馈支路就开始起作用。当输出电流高于设定值Io时，Q3和Q1导通，通过加大电容C1的充电电流缩短M1的导通时间(即t4-t3)，实现输出电流的降低。当输出电流低于设定值Io时，Q3和Q1关断，单MOSFET基本自激单元电路独立工作，M1的导通时间又恢复原样，实现输出电流的提升。由此，电路可实现输出稳流。

[0035] 本实施例的其他电路结构与实施例1相同。

[0036] 本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围的不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。