本发明涉及用于实现开关电容式功率变换器的系统，所述开关电容式功率变换器被配置成在将输入电压转换成输出电压时主动控制功率损耗。该系统包括一个或多个开关电容模块(SCB)，其中每个SCB包括第一电容器以及配置成将第一电容器的恒定电位端子和时变电位端子耦接于输入电压、输出电压和参考电压之间的一组开关器件。该系统还包括产生用于开关在该一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路。该系统另外还包括配置成主动控制来自时钟控制电路的栅极驱动信号以使开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化的控制器。
1.一种用于主动控制在开关电容式功率变换器中的功率损耗的方法，所述方法包括：使所述开关电容式功率变换器工作，其中所述开关电容式功率变换器包括一个或多个开关电容模块(SCB)以及产生用于开关所述一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路；
在所述开关电容式功率变换器工作时，主动控制来自所述时钟控制电路的所述栅极驱动信号以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化；
其中主动控制所述栅极驱动信号包括控制所述栅极驱动信号的电压；以及其中控制所述栅极驱动信号的电压包括：测量所述开关电容式功率变换器的功率损耗，将所测得的功率损耗用作对用于控制所述栅极驱动信号的电压的控制系统的输入，以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
其中主动控制所述栅极驱动信号还包括：控制所述栅极驱动信号正在驱动的SCB的数量，其中增加所述SCB的数量减少在所述SCB中的传导损耗，但是增加在所述一个或多个SCB和所述时钟控制电路中的开关损耗，以及其中减少所述SCB的数量减少在所述一个或多个SCB和所述时钟控制电路中的开关损耗，但是增加在所述SCB中的传导损耗。
3.根据权利要求1所述的方法，其中控制所述栅极驱动信号的电压包括：将所述栅极驱动信号的电压确定为所述开关电容式功率变换器的输入电压和输出电流的函数，其中所述函数使用预定的参数；以及使用所确定的电压来产生所述栅极驱动信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其中控制所述栅极驱动信号的电压包括：执行功率测量以产生所述功率损耗的一个或多个测量分量；
使用参数化模型以基于一个或多个测量分量以及一个或多个参数来计算功率损耗的一个或多个参数化分量；
基于所述测量分量和所述参数化分量来估计所述开关电容式功率变换器的功率损耗；
将所估计的功率损耗用作对用于控制所述栅极驱动信号的电压的控制系统的输入，以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述时钟控制电路是包括至少一个电感和至少一个电容的谐振振荡器电路。
6.一种用于主动控制在开关电容式功率变换器中的功率损耗的方法，所述方法包括：使所述开关电容式功率变换器工作，其中所述开关电容式功率变换器包括一个或多个开关电容模块(SCB)以及产生用于开关所述一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路；
在所述开关电容式功率变换器工作时，主动控制来自所述时钟控制电路的所述栅极驱动信号以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化；
其中主动控制所述栅极驱动信号包括使用在所述时钟控制电路中的一个或多个抽头电感器以控制所述时钟控制电路的频率。
7.一种配置成主动控制涉及将输入电压转换成输出电压的功率损耗的开关电容式功率变换器，包括：一个或多个开关电容模块(SCB)，其中每个SCB包括第一电容器以及配置成将所述第一电容器的恒定电位端子和时变电位端子耦接于所述输入电压、所述输出电压和参考电压之间的一组开关器件；
产生用于开关在所述一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路；以及配置成主动控制来自所述时钟控制电路的所述栅极驱动信号以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化的控制器；
其中所述控制器被配置成通过控制所述栅极驱动信号的电压来主动控制所述栅极驱动信号；
其中在控制所述栅极驱动信号的电压时，所述控制器被配置成：测量所述开关电容式功率变换器的功率损耗，将所测得的功率损耗用作对用于控制所述栅极驱动信号的电压的控制系统的输入，以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
其中所述控制器还被配置成通过控制所述栅极驱动信号正在驱动的SCB的数量来主动控制所述栅极驱动信号，其中增加所述SCB的数量减少在所述SCB中的传导损耗，但是增加在所述一个或多个SCB和所述时钟控制电路中的开关损耗，以及其中减少所述SCB的数量减少在所述一个或多个SCB和所述时钟控制电路中的开关损耗，但是增加在所述SCB中的传导损耗。
9.根据权利要求7所述的开关电容式功率变换器，其中在控制所述栅极驱动信号的电压时，所述控制器被配置成：将所述栅极驱动信号的电压确定为所述开关电容式功率变换器的输入电压和输出电流的函数，其中所述函数使用预定的参数；以及使用所确定的电压来产生所述栅极驱动信号。
10.根据权利要求7所述的开关电容式功率变换器，其中在控制所述栅极驱动信号的电压时，所述控制器被配置成：执行功率测量以产生所述功率损耗的一个或多个测量分量；
使用参数化模型以基于一个或多个测量分量以及一个或多个参数来计算所述功率损耗的一个或多个参数化分量；
基于所述测量分量和所述参数化分量来估计所述开关电容式功率变换器的功率损耗；
将所估计的功率损耗用作对用于控制所述栅极驱动信号的电压的控制系统的输入，以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
11.根据权利要求7所述的开关电容式功率变换器，其中所述时钟控制电路是包括至少一个电感和至少一个电容的谐振振荡器电路。
12.一种配置成主动控制涉及将输入电压转换成输出电压的功率损耗的开关电容式功率变换器，包括：一个或多个开关电容模块(SCB)，其中每个SCB包括第一电容器以及配置成将所述第一电容器的恒定电位端子和时变电位端子耦接于所述输入电压、所述输出电压和参考电压之间的一组开关器件；
产生用于开关在所述一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路；以及配置成主动控制来自所述时钟控制电路的所述栅极驱动信号以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化的控制器；
其中所述控制器被配置成主动控制所述栅极驱动信号包括：所述控制器被配置成使用在所述时钟控制电路中的一个或多个抽头电感器来控制所述时钟控制电路的频率，其中增大所述栅极驱动信号的频率减少在所述一个或多个SCB中的传导损耗、但是增加在所述一个或多个SCB和所述时钟控制电路中的开关损耗，以及其中减小所述栅极驱动信号的频率减少在所述一个或多个SCB和所述时钟控制电路中的开关损耗、但是增加在所述一个或多个SCB中的传导损耗。
配置成在将所述输入电压转换成所述输出电压时主动控制功率损耗的开关电容式功率变换器，其中所述开关电容式功率变换器包括，一个或多个开关电容模块(SCB)，其中每个SCB包括第一电容器以及配置成将所述第一电容器的恒定电位端子和时变电位端子耦接于所述输入电压、所述输出电压和参考电压之间的一组开关器件；
产生用于开关在所述一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路；以及配置成主动控制来自所述时钟控制电路的所述栅极驱动信号以使所述开关电容式功率变换器的所述功率损耗基本上最小化的控制器；
其中所述控制器被配置为通过控制所述栅极驱动信号的电压来主动控制所述栅极驱动信号；以及其中当控制所述栅极驱动信号的电压时，所述控制器被配置为：测量所述开关电容式功率变换器的功率损耗，将所测得的功率损耗用作对用于控制所述栅极驱动信号的电压的控制系统的输入，以使所述开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
控制在开关电容式功率变换器中的功率损耗
技术领域
[0001] 所公开的实施例总体涉及用于将DC功率转换成不同的电压的技术。更具体而言，所公开的实施例涉及用于主动控制在开关电容式功率变换器中的功率损耗的技术。
背景技术
[0002] 高效率的开关电容式功率变换器包括由谐振时钟控制电路来驱动以生成几乎为输入电压VLO的两倍的输出电压VHI的一个或多个开关电容模块(switched-capacitor block，SCB)。为了在最高可能的效率下工作，开关电容式功率变换器需要使电压变换处理期间的功率损耗最小化。这些功率损耗既包括(1)在SCB中的传导损耗，也包括(2)在SCB和谐振时钟控制电路中的开关损耗。
[0003] 幸运的是，这些损耗能够通过改变由谐振时钟控制电路生成的、用于驱动SCB中的开关晶体管的栅极驱动电压VG来控制。更具体而言，增加VG增加开关损耗，并且同时减少传导损耗。相反地，减少VG增加传导损耗并且减少开关损耗。因此，能够调整VG以实现在开关损耗和传导损耗之间的平衡，该平衡使得在功率变换器中的功率损耗最小化。
[0004] 遗憾的是，传导损耗和开关损耗的相对量值由于功率变换器的工作点随着时间变化而改变。更具体而言，传导损耗和开关损耗的相对量值会随着均方根输出电流IRMS和输入电压VLO的变化而改变。结果，使功率损耗最小化的VG值由于功率变换器的工作点变化而改变。
[0005] 因此，所需要的是用于以考虑了功率变换器的工作点的变化的方式来控制在开关电容式功率变换器中的功率损耗的方法和装置。
发明内容
[0006] 所公开的实施例涉及用于实现被配置成在将输入电压转换成输出电压时主动控制功率损耗的开关电容式功率变换器的系统。该系统包括一个或多个开关电容模块(SCB)，其中每个SCB包括第一电容器以及配置成将第一电容器的恒定电位端子和时变电位端子耦接于输入电压、输出电压和参考电压之间的一组开关器件。该系统还包括产生用于开关在该一个或多个SCB中的晶体管的栅极驱动信号的时钟控制电路。该系统另外还包括被配置成主动控制来自时钟控制电路的栅极驱动信号以使开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化的控制器。
[0007] 在某些实施例中，控制器被配置成通过控制栅极驱动信号的电压来主动控制栅极驱动信号，其中增大栅极驱动信号的电压减少在该一个或多个SCB中的传导损耗，但是增加在时钟控制电路中的开关损耗，并且相反地，减小栅极驱动信号的电压减少在时钟控制电路中的开关损耗，但是增加在该一个或多个SCB中的传导损耗。
[0008] 在某些实施例中，控制器被配置成通过控制栅极驱动信号的频率来主动控制栅极驱动信号，其中增大栅极驱动信号的频率减少在该一个或多个SCB中的传导损耗，但是增加在该一个或多个SCB及时钟控制电路中的开关损耗，并且相反地，减小栅极驱动信号的频率减少在该一个或多个SCB及时钟控制电路中的开关损耗，但是增加在该一个或多个SCB中的传导损耗。
[0009] 在某些实施例中，控制栅极驱动信号的频率包括使用时钟控制电路中的一个或多个抽头电感器(tapped inductor)来控制时钟控制电路的频率。
[0010] 在某些实施例中，控制器被配置成通过控制栅极驱动信号正在驱动的SCB的数量来主动控制栅极驱动信号，其中增加SCB的数量减少在SCB中的传导损耗，但是增加在该一个或多个SCB及时钟控制电路中的开关损耗，并且相反地，减少SCB的数量减少在该一个或多个SCB及时钟控制电路中的开关损耗，但是增加在SCB中的传导损耗。
[0011] 在某些实施例中，控制栅极驱动信号的电压包括：确定作为开关电容式功率变换器的输入电压和输出电流的函数的栅极驱动信号的电压，其中该函数使用预定的参数；并且然后使用所确定的电压来产生栅极驱动信号。
[0012] 在某些实施例中，控制栅极驱动信号的电压包括：测量在开关电容式功率变换器中的功率损耗；以及将所测得的功率损耗用作对于用于控制栅极驱动信号的电压的控制系统的输入以使开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
[0013] 在某些实施例中，控制系统使用比例-积分-微分(PID)控制技术来控制栅极驱动信号的电压。
[0014] 在某些实施例中，系统通过以下方式来控制栅极驱动信号的电压：首先执行功率测量以产生功率损耗的一个或多个测量分量。然后，系统使用参数化模型以基于一个或多个所测得的输入以及一个或多个参数来计算功率损耗的一个或多个参数化分量。系统然后基于测量分量及参数化分量来估计在开关电容式功率变换器中的功率损耗。最后，系统将所估计的功率损耗用作对于用于控制栅极驱动信号的电压的控制系统的输入以使开关电容式功率变换器的功率损耗基本上最小化。
[0015] 在某些实施例中，时钟控制电路是包括至少一个电感和至少一个电容的谐振振荡器电路。
附图说明
[0016] 图1示出了根据本发明的实施例的电压变换器。
[0017] 图2A示出了根据本发明的实施例的开关电容模块(SCB)的结构。
[0018] 图2B示出了根据本发明的实施例的可级联的SCB的结构。
[0019] 图3给出了示出根据本发明的实施例的电压变换处理的流程图。
[0020] 图4示出了根据本发明的实施例的谐振时钟控制电路。
[0021] 图5示出了根据本发明的实施例的用于控制开关电容式功率变换器的功率损耗的电路。
[0022] 图6给出了示出根据本发明的实施例的作为栅极驱动电压VG的函数的功率损耗的图表。
[0023] 图7示出了根据本发明的实施例的用于控制开关电容式功率变换器的功率损耗的另选电路。
[0024] 图8A给出了根据所公开的实施例的优化的和未优化的功率变换器的作为均方根输出电流IRMS的函数的功率损耗的图表。
[0025] 图8B给出了根据所公开的实施例的优化的和未优化的功率变换器的作为均方根输出电流IRMS的函数的功率变换效率的图表。
具体实施方式
[0026] 给出以下描述以使本领域技术人员能够实现和使用所公开的实施例，并且以下描述是在特定的应用及其要求的情形下给出的。所公开的实施例的各种修改对本领域技术人员来说将是显而易见的，并且在此所定义的一般原理在不脱离所公开的实施例的精神和范围的情况下可以应用于其他实施例和应用。因而，所公开的实施例并不限于所示出的实施例，而是应当符合与在此所公开的原理和特征一致的最宽的范围。
[0027] 在该具体描述中所描述的数据结构和代码通常存储于计算机可读存储介质上，该计算机可读存储介质可以是能够存储由计算机系统使用的代码和/或数据的任意器件或介质。计算机可读存储介质包括，但不限于，易失性存储器、非易失性存储器、磁和光存储器件(例如，盘驱动器、磁带、CD(压缩盘)、DVD(数字万用盘或数字视频盘))，或能够存储现在已知的或以后将研发出的代码和/或数据的其他介质。
[0028] 在本具体描述中所描述的方法和处理能够被实现为能够存储于以上所述的计算机可读存储介质内的代码和/或数据。当计算机系统读取并执行存储于计算机可读存储介质上的代码和/或数据时，计算机系统执行被实现为数据结构和代码、且存储于计算机可读存储介质内的方法和处理。此外，以下所描述的方法和处理能够包含于硬件模块内。例如，硬件模块能够包括，但不限于，专用集成电路(ASIC)芯片、现场可编程门阵列(FPGA)以及现在已知的或以后研发出的其他可编程逻辑器件。当硬件模块被激活时，硬件模块则执行包含于硬件模块内的方法和处理。
[0029] 电压变换器
[0030] 图1示出了根据本发明的实施例的高效开关电容式功率变换器100。在所示出的实施例中，谐振时钟控制电路106接收来自振荡器电压源的振荡器供电电压VOSC，并且产生四种形式的两相位时钟，即CL、CH、PL和PH。这些两相位时钟信号控制在相反的时钟相位内驱动输出VHI的两个开关电容模块(SCB)102和104。在正向工作期间，SCB 102和104将较低的输出电压VLO 100转换成较高的输出电压VHI112，其渐进等于2VLO-VB。更具体而言，在第一时钟相位内，SCB 102提供等于2VLO-IRO1-VB(其中RO1是SCB 102的有效电阻，I是输出电流)的输出电压VHI 112，而SCB 104与VHI 112解耦。类似地，在第二时钟相位内，SCB104提供等于2VLO-IRO2-VB(其中RO2是SCB 104的有效电阻，I是输出电流)的输出电压VHI
112，而SCB 102与VHI 112解耦。注意，输出电容器108的一个用途是用于在两个SCB都不驱动输出时将能量供应给输出。
[0031] 开关电容模块
[0032] 图2示出了根据本发明的实施例的开关电容模块(SCB)102的结构。SCB 102包括电容器210(也称为“泵电容器(pump capacitor)”)以及一组开关器件202、204、206和208。在所示出的实施例中，开关器件202、204、206和208是功率金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)。注意，图2还示出了MOSFET 202、204、206和208中的每一个的体二极管(body diode)的方向。
[0033] 图2另外还示出了MOSFET 202、204、206和208的连接。更具体而言，MOSFET 202在时钟输入CH的控制之下将电容器210的恒定电位端子耦接到VLO 110；MOSFET 206在时钟输入CL的控制之下将电容器210的时变电位端子耦接到基准电压VB 113；MOSFET 204在时钟输入PH的控制之下将电容器210的恒定电位端子耦接到VHI 112；以及MOSFET 208在时钟输入PL的控制之下将电容器210的时变电位端子耦接到VLO 110。
[0034] 在第一时钟相位内，电容器210的恒定电位端子与VLO 110耦接，以及电容器210的时变电位端子与VB 113耦接。这使得在电容器210两端的电压得以充电到VLO-VB。在第二时钟相位内，电容器210的恒定电位端子与VHI 112耦接，以及电容器210的时变电位端子与VLO 110耦接。以这种方式，在电容器210两端的电压被叠加于VLO 110之上以产生输出电压VHI 112＝2VLO-VB-IORO，其中IO是输出电流。
[0035] 在本发明的一种实施例中，电容器210使用平行电容器组来实现，其中每个电容器都是100μF的陶瓷型电容器。电容器组的时变电位端子在VB与VLO之间转换。因此，用于将电容器组的时变电位端子耦接到VLO的MOSFET 208的栅极驱动必须具有至少VG+VLO的电压转换，其中VG是使Rds(on)达到其最小的导通电阻所需的栅极驱动电压。同样地，电容器210的恒定电位端子在VLO与VHI之间转换。因此，与电容器组的恒定电位端子连接的MOSFET 202和204没有必要转换至VLO之下。这些栅极驱动信号能够通过输入电压来偏置2
以在VLO+VB+VG与VHI+VB+VG之间转换。注意，驱动每个栅极所需的能量与(VLO+VG) 成正比。
[0036] 图2B示出了如何才可以在添加了两个开关器件和三个电容器的情况下获得高于VHI的电压。更具体而言，图2B包含图2所示的全部电路，并且还另外包含两个晶体管222和224以及三个电容器230、232和234。注意，电容器230的下端附接于节点A 201。在系统工作期间，节点A 201从VLO转换到VHI。晶体管222在节点A 201处于VLO时导通，这促使电容器230充电到VHI-VLO。然后，晶体管224在节点A 201达到VHI时导通。这促使输出电压VXH 236达到VHI+VLO。以这种方式，图2B所示的电路有效地充当着电压三倍器。对本领域技术人员来说，四倍器等可以通过再次应用从图2A到图2B的变换来构造。注意，因为图2B所示的电路是可逆的，所以能够将在VB之上的任意点看作是输入，而剩下的点将是输出。例如，如果VLO是输入并且VB是地电位，则VHI提供2倍的输出以及VXH 236提供3倍的输出。作为选择，如果VHI是输入，则VL提供1/2倍的输出以及VXH提供3/2倍的输出。类似地，如果VXH是输入，则VHI提供2/3倍的输出以及VLO提供1/3倍的输出。
[0037] 电压变换处理
[0038] 图3给出了示出根据本发明的实施例的电压变换处理的流程图。该流程图涵盖了图1所示的系统的工作。在工作期间，系统接收输入电压VLO(步骤302)。然后，系统使用谐振时钟控制电路来生成具有基本上不重叠的时钟相位(包括第一相位和第二相位)的时钟信号(步骤304)。
[0039] 这些时钟信号被施加于第一组开关器件(在SCB 102内)，使得在第一相位内第一电容器的恒定电位端子与输入电压耦接以及第一电容器的时变电位端子与基准电压耦接，以及在第二相位内第一电容器的恒定电位端子与输出电压耦接以及第一电容器的时变电位端子与输入电压耦接(步骤306)。
[0040] 这些时钟信号还被施加于第二组开关器件(在SCB 104内)，使得在第一相位内第二电容器的恒定电位端子与输出电压耦接以及第二电容器的时变电位端子与输入电压耦接，以及在第二相位内第二电容器的端子与输入电压耦接以及第二电容器的时变电位端子与地耦接(步骤308)。最后，输出电容器108被用来执行许多功能，包括对输出电压进行滤波(步骤310)。
[0041] 谐振时钟控制电路
[0042] 图4示出了根据本发明的实施例的谐振时钟控制电路。参照图4的下侧部分，基础的谐振时钟控制电路包括产生相反时钟相位的两个互补电路部分。第一电路部分包括电感器402和FET 410，并且产生输出 第二互补电路部分包括电感器404和FET 408，并且产生输出 其中 和 提供相反的时钟相位。注意，FET 408和410是交叉耦接的，从而从互补电路部分的输出获得FET 408和410各自的控制输入。还要注意，每个FET的栅极电容与相反时钟相位的输出负载电容集中在一起。(还要注意，负载电容在SCB内是栅极电容。)
[0043] 在该谐振时钟控制电路的工作期间，能量在电感电路元件与电容电路元件之间来回振荡，没有显著的传导损耗或开关损耗。更具体而言，在第一电路部分中，能量在电感器402与输出 的负载电容之间振荡，其中该负载电容与相对的FET 408的栅极电容集中在一起。类似地，在第二电路部分中，能量在电感器404与输出 的负载电容之间振荡，其中该负载电容与相对的FET 410的栅极电容集中在一起。
[0044] 图4的上侧部分示出了生成输出 和 的对应的电路。在输出 和 上的电压跟随在输出 和 上的电压，但是被偏置以处于较高的电压电平。这通过使用两个自举电容器CB1 414和CB2 412以及两个交叉耦接的FET 422和420来实现，该两个交叉耦接的FET 422和420在一个相位内将升高的时钟输出箝位于VLO，然后在另一相位内以VLO的正偏移来跟随时钟输出。在输出 和 上的升高的电压电平能够被用来驱动图2所示的MOSFET 202和204。如以上讨论所提及的，这些MOSFET需要在VLO与VHI+VG之间转换的栅极驱动信号。如图4的上侧部分所示出的，虚线框A能够再次堆叠以提供图2B的“超高的”(XH)输出。
[0045] 注意，齐纳二极管(Zener diode)418和416(例如，该齐纳二极管418和416可以是19V的齐纳二极管)被分别耦接于输出 和 与地之间以在加电期间保护电路免受大的瞬变电压的影响。还要注意，晶体管420和422能够以具有与VLO耦接的阳极以及与或 耦接的阴极的普通的二极管来代替。
[0046] 最小化功率损耗
[0047] 本发明的某些实施例通过针对给定的输出电流IRMS和输入电压VLO来优化栅极驱动电压VG，从而最小化在开关电容式功率变换器中的功率损耗。如上文所提及的，在开关电容式功率变换器中的功率损耗既包括(1)通过开关电容模块(SCB)的传导损耗，也包括(2)在SCB和谐振时钟控制电路中的开关损耗。
[0048] 通过SCB的传导损耗由IRMS2RO给出，其中IRMS是均方根输出电流，RO是SCB的输出电阻。注意，输出电阻RO受开关FET的导通电阻Rds(on)所支配，其中栅极驱动电压VG越大，导通电阻就越小。
[0049] 在开关电容式功率变换器中有两个主要的开关损耗源。第一个源出现于谐振时钟控制电路之内，源于使SCB FET的栅极循环。在图2A中左侧的SCB FET栅极内的损耗与栅2 2
极电压的平方VG 成正比。相反，在右侧的SCB FET栅极内的损耗与(VG-VLO) 成正比，因为左侧的FET的源与输入电压VLO有关。其他开关损耗由FET的漏极-源极电容的充电和放
2
电所引起。这些其他的开关损耗与VLO 成正比。
[0050] 注意，通过增加栅极驱动VG，开关损耗增加，然而传导损耗减少。因此，对于给定的输出电流IRMS和输入电压VLO存在使功率损耗最小化的最优的栅极驱动。
[0051] 用于控制VG的好方式是通过控制谐振振荡器的输入电压。例如，图5给出了示出Buck变换器502的参数化优化器电路的图表，其中该Buck变换器502根据由Buck变换器502用来设置VOSC 509的电平的所算出的设定点VSP 503来控制振荡器电压VOSC 509。参数化优化器504根据IRMS 506和VLO 511的测量值计算VSP 503的最优值以使在开关电容式功率变换器506中的功率损耗最小化，如图5所示。注意，振幅VG与VOSC 509成正比。
[0052] Buck变换器或线性调节器能够根据开关电容模块VHI 513的输出生成可控制的VOSC。与线性调节器相比，使用Buck变换器的优点是较高的效率。Buck变换器的缺点包括部件较多、电路板空间较多以及成本较高。而且，Buck变换器需要在主体(buck)的开关电感器与谐振时钟控制电路的电感器之间进行隔离以防止不受控制的振荡。一种用于隔离Buck变换器的方法是将大的输出电容放置于通过图5所示的小电阻RISOL 515与谐振振荡器的输入隔开的主体的输出上。
[0053] 一种用于最小化功率损耗的技术从针对特定的电路设计将总损耗表征为VOSC、IRMS和VLO的函数开始。功率损耗能够通过测量功率输入与功率输出之差而在实验室中测量。通过该数据，用于针对给定的IRMS和VLO使功率最小化的VOSC或VSP能够被确定并被参数化。
例如，简单的参数化由下式给出：
[0054] (VSP)opt＝KA+KBVLO+KCIRMS (1)
[0055] 其中K项是由测得的损耗所确定的参数。
[0056] 在图5中的参数化优化器504然后通过周期性地(例如，每一秒)测量VLO和IRMS，使用公式(1)来计算最优的设定点(VSP)opt来工作，其中VSP经由Buck控制器控制着VOSC。因此当VLO和IRMS改变时，VOSC被周期性地更新以使开关电容式功率变换器的损耗最小化。
[0057] 另一种用于最小化功率损耗的技术是主动测量功率损耗，PLoss＝PIN-POUT，并且实现使该损耗最小化的伺服(servo)。例如，该最小化伺服能够在一个时段内将VSP设置为某一标称值，并且在下一个时段内，将VSP设置为VSP+Δ，其中Δ是小扰动。例如，图6示出了包括由Δ隔开的多对测量值的功率损耗测量值。更具体而言，图6示出了作为振荡器设定点VSP的函数的功率损耗PLoss，其中示出了由Δ隔开的多对测量值。注意，功率损耗在功率损耗测量值的差ε为零时处于最小值。
[0058] 对于每一对测量值，功率损耗的变化ε能够如下进行测量
[0059] ε＝PLoss(VSP)-PLoss(VSP+Δ) (2)
[0060] 功率损耗的变化ε是馈入PID伺服的输入中的误差信号，其中该PID伺服周期性地调整标称的设定点VSP以将ε控制成零。当ε为零时，开关电容式功率变换器将在其最小的功率损耗下工作。标准的比例-积分-微分(PID)伺服能够被用来以可调的比例、积分和微分增益最小化功率损耗。
[0061] 图7示出了用于实现PID伺服以通过控制针对生成VOSC的Buck控制器的设定点来使开关电容式功率变换器的功率损耗最小化的优化器的示意图。与图5中的参数化优化器相比，在图7中的功率最小化的PID伺服的优点在于不需要预先表征和参数化开关电容式功率变换器。同样，对电路到电路(circuit-to-circuit)的变化或者对参数化模型不敏感。这种技术的缺点是需要根据电路的需要测量输入RMS电流IRMS来确定输入功率，这可能显著地影响功率损耗。
[0062] 作为折中，能够使用混合的解决方案，其中某些特征(例如，SCBFET的漏-源电容的开关损耗)被参数化，而其他特征(例如，传导损耗和谐振振荡器的损耗)被直接测量。除了不是直接测量功率损耗，而是根据测量值和参数化的结合来估计功率损耗之外，该混合的实现方式将如同功率最小化的PID伺服那样来起作用。
[0063] 用于最小化功率损耗的其他机制
[0064] 代替通过控制VOSC来最小化功率损耗，其他实现方式能够例如通过改变并行的SCB的有效数量n或者通过调整振荡器频率fOSC来最小化功率。为了提高在SCB中的传导损耗，能够将许多SCB并联连接，这使传导损耗以因数n减少，而使开关损耗以因数n增加。因此，另一种可能的实现方式是通过针对给定的负载电流只启用最优数量的SCB来最小化功率。
[0065] 同样，调整fOSC是最小化功率损耗的另一种有效的方式，因为振荡器的开关损耗随fOSC增大而增加以及输出电阻随fOSC减小而减少。注意，振荡器频率fOSC与 成比例，所以通过主动改变振荡器的电感L或者SCB FET的栅极电容C，能够使功率损耗最小化。
[0066] 能够将调整VOSC、fOSC或SCB的数量的技术全部共同使用以使总的功率损耗最小化。
[0067] 优化的好处
[0068] 使用优化器的好处能够从图8A和8B中看出。更具体而言，图8A示出了功率损耗以及图8B示出了效率相对于输出电流的图，既有利用优化器的(实线)也有不利用优化器的(虚线)。注意，不利用优化器(固定VOSC)的性能在由箭头指示的电流处是最优的。
[0069] 在图8A和8B中的虚线分别指示对于特定的IRMS和VLO优化的使用固定VOSC的在开关电容式功率变换器中的功率损耗和效率。相反，实线示出了由使用优化器而获得的功率损耗和效率的改进。
[0070] 在很高的输出电流下，优化器增加VOSC，从而减小RO和传导损耗，这超过了所增加的开关损耗。相反，在很轻的负载下，优化器减小VOSC，促使RO和传导损耗增加，但是显著地减少了开关损耗。
[0071] 以上关于实施例的描述只是为了说明和描述的目的而给出。它们并不希望是穷尽的或者将本描述限定于所公开的形式。因此，本领域技术人员应当清楚许多改变和变化。此外，以上的公开内容并非旨在限定本描述。本描述的范围由所附的权利要求书来限定。
