一种DC-DC变换器及其控制方法

摘要

本发明公开一种DC-DC变换器及其控制方法，其装置由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，在单片机上连接有三路采样电路，分别采集采样电阻R上的电压值A1，负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态，在控制过程中，单片机将前馈型电压模式控制与模糊控制融为一体。其显著效果是：降低了成本，使得设备更加小型化和智能化，加快了系统的响应时间，具有很好的抗输入电压变化和负载变化的能力，提高了设备的可靠性。

权利要求

1.一种DC-DC变换器的控制方法，该DC-DC变换器由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，其中：开关管Q的一端为直流电源Ui的正极输入端，开关管Q的另一端连接在二极管D的负端上，该二极管D的正端为直流电源Ui的负极输入端，所述二极管D的负端还与电感L的一端连接，该电感L的另一端与电容C的一端相连，电容C的另一端与采样电阻R的一端连接，采样电阻R的另一端连接在二极管D的正端上，负载RL连接在电容C的一端与二极管D的正端之间，在单片机上连接有三路采样电路，第一采样电路用于采集采样电阻R上的电压值A1，第二采样电路用于采集负载RL上的电压值A2，第三采样电路用于采集直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端连接在开关管Q的驱动端上，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态，其特征在于：所述DC-DC变换器按照如下步骤进行：步骤一：单片机初始化，设定输出电压目标值Uo、PWM信号频率值f、PWM信号占空比值d以及模糊控制表；

所述模糊控制表中的变量由电压误差等级 电压误差增量等级 以及模糊控制量m组成；

步骤二：连接直流电源Ui和负载RL，单片机以时间间隔Δt周期性获取采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3；

步骤三：单片机计算输入电压微分值c、电容电流值I、以及输出电压误差值e，其中：A3为直流电源Ui当前时刻输入电压值，A′3为直流电源Ui上一时刻的输入电压值，Δt为两时刻之间的时间间隔；

r为采样电阻R的电阻值，A1为当前时刻采样电阻R的电压值；

e＝A2-Uo，A2为当前时刻负载RL上的电压值A2，Uo为输出电压目标值；

步骤四：判定输入电压微分值c的范围；

如果c1≤c≤c2，则进入步骤五；

如果c＜c1，则设置占空比d＝d+βd，返回步骤二；

如果c＞c2，则设置占空比d＝d-βd，返回步骤二；

其中β为0～1之间的常数，c1、c2为电压微分值c的阈值；

步骤五：判定电容电流值I的范围；

如果|I|≤I′，则进入步骤六；

如果|I|＞I′，则设置占空比d＝d+γd，返回步骤二；

其中γ为0～1之间的常数，|I|为电电容电流值I的绝对值，I′为电容电流值I的阈值；

步骤六：判断输出电压误差值e的范围；

如果|e|≤E，则返回步骤二；

如果|e|＞E，则进入步骤七；

其中|e|为电压误差值e的绝对值，E为电压误差值e的阈值；

步骤七：量化误差；

按照Δe＝e-e′计算电压误差增量Δe，其中e为当前时刻输出电压误差值，e’为上一时刻输出电压误差值；

根据电压误差值e的大小确定电压误差等级

根据电压误差增量Δe的大小确定电压误差增量等级步骤八：确定模糊控制量m；

根据电压误差等级 和电压误差增量等级 查询模糊控制表，确定模糊控制量m；

步骤九：根据模糊控制量m设置占空比值d＝d+m*p，返回第二步循环进行，p为模糊控制量m的系数。

2.根据权利要求1所述的一种DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：在步骤四中，β＝40％。

3.根据权利要求1所述的一种DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：在步骤五中，γ＝30％。

说明书

一种DC-DC变换器及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种电源控制技术，具体地说是一种DC-DC变换器及其控制方法。

背景技术

[0002] 当今世界进入电子信息时代，电力电子产业飞速发展，电源作为电子产业的基础，已成为一个重要的研究领域。DC-DC变换器又称开关电源，它可以将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压，按照目前的习惯，开关电源专指电力电子器件工作在高频开关状态下的直流电源。其广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能，并同时收到节约电能的效果。开关电源不仅能起到调压的作用，同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。鉴于上述特性，DC-DC变换器目前受到越来越多的人重视，并提出了很多控制方法。

[0003] 但现有技术的缺点是：现有的DC-DC变换器大多采用模拟电路控制，电路结构庞大，设备重，成本高，且模拟元件的稳定性不好。也有少数DC-DC变换器采用数字电路控制，往往选用DSP芯片，但是控制方法比较单一，要么仅仅采用PID控制，导致控制精度不高；要么仅仅采用模糊控制，导致控制时间较长。

发明内容

[0004] 本发明的目的是提供一种DC-DC变换器，采用单片机搭建的数字电路进行控制，克服模拟电路控制时存在的诸多缺点，同时采用前馈型电压控制与模糊控制相融合的方法，既保证了控制时间，又保证了控制精度，提高了设备的可靠性。

[0005] 为达到上述目的，本所采用的技术方案如下：

[0006] 一种DC-DC变换器，由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，其中：开关管Q的一端为直流电源Ui的正极输入端，开关管Q的另一端连接在二极管D的负端上，该二极管D的正端为直流电源Ui的负极输入端，所述二极管D的负端还与电感L的一端连接，该电感L的另一端与电容C的一端相连，电容C的另一端与采样电阻R的一端连接，采样电阻R的另一端连接在二极管D的正端上，负载RL连接在电容C的一端与二极管D的正端之间，在单片机上连接有三路采样电路，第一采样电路用于采集采样电阻R上的电压值A1，第二采样电路用于采集负载RL上的电压值A2，第三采样电路用于采集直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端连接在开关管Q的驱动端上，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态。

[0007] 利用单片机搭建而成的数字电路来代替普通模拟电路工作，控制开关管Q的工作状态，单片机通过采集采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3来判定电路中的各种参数是否发生变化，从而确定输出PWM信号的占空比，通过PWM信号驱动开关管Q，不同暂空比的PWM信号对应不同的开关状态，最终使得DC-DC变化器维持在理想的输出电压下。

[0008] 结合上述电路结构，该DC-DC变换器的具体控制方法如下：

[0009] 步骤一：单片机初始化，设定输出电压目标值Uo、PWM信号频率值f、PWM信号占空比值d以及模糊控制表；

[0010] 所述模糊控制表中的变量由电压误差等级 电压误差增量等级 以及模糊控制量m组成；

[0011] 步骤二：连接直流电源Ui和负载RL，单片机以时间间隔Δt周期性获取采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3；

[0012] 步骤三：单片机计算输入电压微分值c、电容电流值I、以及输出电压误差值e，其中：

[0013] A3为直流电源Ui当前时刻输入电压值，A′3为直流电源Ui上一时刻的输入电压值，Δt为两时刻之间的时间间隔；

[0014] r为采样电阻R的电阻值，A1为当前时刻采样电阻R的电压值；

[0015] e＝A2-Uo，A2为当前时刻负载RL上的电压值A2，Uo为输出电压目标值；

[0016] 步骤四：判定输入电压微分值c的范围；

[0017] 如果c1≤c≤c2，则进入步骤五；

[0018] 如果c＜c1，则设置占空比d＝d+βd，返回步骤二；

[0019] 如果c＞c2，则设置占空比d＝d-βd，返回步骤二；

[0020] 其中β为0～1之间的常数，c1、c2为电压微分值c的阈值；

[0021] 步骤五：判定电容电流值I的范围；

[0022] 如果|I|≤I′，则进入步骤六；

[0023] 如果|I|＞I′，则设置占空比d＝d+γd，返回步骤二；

[0024] 其中γ为0～1之间的常数，|I|为电电容电流值I的绝对值，I′为电容电流值I的阈值；

[0025] 步骤六：判断输出电压误差值e的范围；

[0026] 如果|e|≤E，则返回步骤二；

[0027] 如果|e|＞E，则进入步骤七；

[0028] 其中|e|为电压误差值e的绝对值，E为电压误差值e的阈值；

[0029] 步骤七：量化误差

[0030] 按照Δe＝e-e′计算电压误差增量Δe，其中e为当前时刻输出电压误差值，e’为上一时刻输出电压误差值；

[0031] 根据电压误差值e的大小确定电压误差等级

[0032] 根据电压误差增量Δe的大小确定电压误差增量等级

[0033] 步骤八：确定模糊控制量m；

[0034] 根据电压误差等级 和电压误差增量等级 查询模糊控制表，确定模糊控制量m；

[0035] 步骤九：根据模糊控制量m设置占空比值d＝d+m*p，返回第二步循环进行，p为模糊控制量m的系数。

[0036] 作为进一步描述，在步骤四中，β＝40％。

[0037] 在步骤五中，γ＝30％。

[0038] 本发明的显著效果是：采用单片机搭建的数字电路对DC-DC变换器进行控制，降低了成本，使得设备更加小型化和智能化，在控制过程中，不但采用前馈型电压模式控制，还采用了模糊控制，加快了系统的响应时间，具有很好的抗输入电压变化和负载变化的能力，提高了设备的可靠性。

附图说明

[0039] 图1为本发明的电路原理图；

[0040] 图2为本发明的控制流程图。

具体实施方式

[0041] 下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

[0042] 如图1所示，一种DC-DC变换器，由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，其中：开关管Q的一端为直流电源Ui的正极输入端，开关管Q的另一端连接在二极管D的负端上，该二极管D的正端为直流电源Ui的负极输入端，所述二极管D的负端还与电感L的一端连接，该电感L的另一端与电容C的一端相连，电容C的另一端与采样电阻R的一端连接，采样电阻R的另一端连接在二极管D的正端上，负载RL连接在电容C的一端与二极管D的正端之间；

[0043] 在单片机上连接有三路采样电路，第一采样电路用于采集采样电阻R上的电压值A1，第二采样电路用于采集负载RL上的电压值A2，第三采样电路用于采集直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端连接在开关管Q的驱动端上，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态。

[0044] 本电路属于降压斩波电路，即Buck型变换器，其目标输出电压Uo小于直流电源Ui的输入电压，从输入端到输出端电压降低。

[0045] 通过单片机输出的PWM信号控制开关管Q的开关状态，开关管Q可以采用IGBT开关管，闭合时，二极管D处于反偏状态，其等效电阻趋于无穷大，直流电源Ui通过电感L向负载RL传递能量，同时由于电感L的存在，流过电感L的电流不能突变，只能线性增加，流过电容C的电流从负值向正值转变，因此负载RL上的输出电压Uo由小变大。

[0046] 当开关管Q断开时，输入电源Ui停止向负载RL传输电能，电感L储存能量，保持电流不变，电感L两端的电压极性反向，二极管D正向导通，与电容C形成回路，使得负载RL上的电流不变，同时向电容充电，负载RL上的输出电压继续线性增加。随后由于电感L不断释放能量，电流线性减小，当电感L两端电压小于电容C两端电压时，电容C开始向负载RL放电，负载RL上的输出电压Uo逐渐减小。在下一时刻开关管Q再次闭合时，电感L的电流再次逐渐增大，如此往复。在负载RL上的输出电压Uo保持在某个值附近上下波动，产生纹波。当纹波很小时，可以认为输出电压保持稳定，即为直流。

[0047] 如图2所示，在具体控制过程中，按照如下步骤进行：

[0048] 步骤一：单片机初始化，设定输出电压目标值Uo、PWM信号频率值f、PWM信号占空比值d以及模糊控制表；

[0049] 所述模糊控制表中的变量由电压误差等级 电压误差增量等级 以及模糊控制量m组成；

[0050] 在此，我们预设Uo＝3V，f＝20kHz，d＝60％，模糊控制表如下：

[0051]

[0052] 步骤二：连接直流电源Ui和负载RL，单片机以时间间隔Δt周期性获取采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3；时间间隔Δt可以根据单片机的运算频率确定，采样间隔越小，控制精度越高，但是其运算量也越大，对单片机的性能要求也越高，这里我们选用的时间间隔为10us。

[0053] 步骤三：单片机计算输入电压微分值c、电容电流值I、以及输出电压误差值e，其中：

[0054] A3为直流电源Ui当前时刻输入电压值，A′3为直流电源Ui上一时刻的输入电压值，Δt为两时刻之间的时间间隔；

[0055] r为采样电阻R的电阻值，一般取3～5Ω，A1为当前时

[0056] 刻采样电阻R的电压值；

[0057] e＝A2-Uo，A2为当前时刻负载RL上的电压值A2，Uo为输出电压目标值；

[0058] 步骤四：判定输入电压微分值c的范围；

[0059] 如果c1≤c≤c2，则进入步骤五；

[0060] 如果c＜c1，则设置占空比d＝d+βd，返回步骤二；

[0061] 如果c＞c2，则设置占空比d＝d-βd，返回步骤二；

[0062] 其中β为0～1之间的常数，c1、c2为电压微分值c的阈值，作

[0063] 为最优，这里选择β＝40％，c1＝-500mV/10us，c2＝+500mV/10us。

[0064] 步骤五：判定电容电流值I的范围；

[0065] 如果|I|≤I′，则进入步骤六；

[0066] 如果|I|＞I′，则设置占空比d＝d+γd，返回步骤二；

[0067] 其中γ为0～1之间的常数，|I|为电电容电流值I的绝对值，I′为电容电流值I的阈值，作为最优，这里选择γ＝30％，I′＝0.5mA。

[0068] 步骤六：判断输出电压误差值e的范围；

[0069] 如果|e|≤E，则返回步骤二；

[0070] 如果|e|＞E，则进入步骤七；

[0071] 其中|e|为电压误差值e的绝对值，E为电压误差值e的阈值，这里选择E＝60mV；

[0072] 步骤七：量化误差

[0073] 按照Δe＝e-e′计算电压误差增量Δe，其中e为当前时刻输出电压误差值，e’为上一时刻输出电压误差值；

[0074] 根据电压误差值e的大小确定电压误差等级

[0075] 根据电压误差增量Δe的大小确定电压误差增量等级

[0076] 在具体量化过程中，电压误差值e与电压误差等级 的映射关系如下表所示：

[0077]

[0078] 通常情况电压误差值e处于正负500mV之间，如果超过这个值，则之间定义为最高等级。

[0079] 同理，电压误差增量Δe与电压误差增量等级 的映射关系如下表所示：

[0080]

[0081] 步骤八：确定模糊控制量m；

[0082] 根据电压误差等级 和电压误差增量等级 查询模糊控制表，确定模糊控制量m；

[0083] 步骤九：根据模糊控制量m设置占空比值d＝d+m*p，返回第二步循环进行，p为模糊控制量m的系数，本设计中p＝5％。

[0084] 上述方法将前馈型电压模式控制与模糊控制融为一体，在输入电压变化和负载电阻跳变两种情况下，通过测试电路的输出电压的变化情况可以看出，各项参数指标均可达到设计要求，硬件电路工作正常，电路有很好的鲁棒性。