信号处理电路、物理量检测装置、角速度检测装置

摘要

本发明提供信号处理电路、物理量检测装置、角速度检测装置、集成电路装置以及电子设备，其既能抑制电路面积的增加，又能实现比以往低的噪声。I/V转换电路(电流电压转换部)将振子的振荡电流转换为电压。RC滤波器(相位移位部)对I/V转换电路的输出信号进行相位移位。全波整流电路(驱动振幅控制部的一部分)对相位移位后的信号进行二值化，生成切换控制信号。比较器(参照信号生成部)根据I/V转换电路的输出信号，生成同步检波用的参照信号。异或电路(时钟信号生成部)根据参照信号与切换控制信号的相位差，生成频率是驱动信号的频率的2倍的开关电容滤波器用的时钟信号。

权利要求

1.一种信号处理电路，其驱动振子进行振荡，并且，根据上述振子的检测信号，生成与预定的物理量的大小对应的信号，其中，该信号处理电路具有：电流电压转换部，其将上述振子的振荡电流转换为电压；

相位移位部，其对由上述电流电压转换部转换为电压的信号进行相位移位；

驱动振幅控制部，其对由上述相位移位部进行相位移位后的信号进行二值化，生成切换控制信号，根据上述切换控制信号对由上述相位移位部进行相位移位后的信号进行全波整流，根据全波整流后的信号控制驱动上述振子的驱动信号的振幅；

参照信号生成部，其根据由上述电流电压转换部转换为电压的信号，生成同步检波用的参照信号；

时钟信号生成部，其根据上述参照信号与上述切换控制信号的相位差，生成频率是上述驱动信号的频率的2倍的时钟信号；

同步检波部，其根据上述参照信号，对包含上述振子的上述检测信号的信号进行同步检波；以及开关电容滤波器，其根据上述时钟信号，对由上述同步检波部进行同步检波后的信号进行滤波处理。

2.根据权利要求1所述的信号处理电路，其中，上述时钟信号生成部运算上述参照信号与上述切换控制信号的异或，由此生成上述时钟信号。

3.根据权利要求1或2所述的信号处理电路，其中，上述相位移位部是RC滤波器，该RC滤波器具有电阻器和电容器，其频率特性是根据上述电阻器的电阻值和上述电容器的电容值确定的。

4.一种物理量检测装置，其中，该物理量检测装置具有：权利要求1～3中的任意一项所述的信号处理电路；以及振子，其由该信号处理电路驱动振荡并进行检测处理。

5.一种角速度检测装置，其中，该角速度检测装置具有权利要求1～3中的任意一项所述的信号处理电路。

6.一种集成电路装置，其中，该集成电路装置具有权利要求1～3中的任意一项所述的信号处理电路。

7.一种电子设备，其中，该电子设备具有权利要求1～3中的任意一项所述的信号处理电路。

说明书

信号处理电路、物理量检测装置、角速度检测装置

技术领域

[0001] 本发明涉及信号处理电路、物理量检测装置、角速度检测装置、集成电路装置以及电子设备。

背景技术

[0002] 在数字相机、导航装置、移动电话等各种电子设备搭载有陀螺仪转感器，根据陀螺仪传感器检测出的角速度的大小，进行抖动校正、航位推算、互动感应等处理。

[0003] 近些年来，要求实现陀螺仪传感器的小型化和较高的检测精度，作为满足这些要求的陀螺仪传感器，例如广泛使用应用了石英振子的谐振现象的振动陀螺仪传感器。使用这种振动陀螺仪传感器的情况下，由于伴随小型化从振子输出的检测信号变得更微小，因此为了实现较高的检测精度，对陀螺仪传感器进行驱动和检测的信号处理电路的低噪声化变得极为重要。

[0004] 在信号处理电路的检测处理中，当放大从振子输出的微小的检测信号进行同步检波之后，通过低通滤波器去除高次谐波分量和高频带的噪声。作为该低通滤波器，使用的是根据电容比和采样频率(时钟频率)确定频率特性的开关电容滤波器(SCF：Switched Capacitor Filter)。开关电容滤波器具有特性偏差比RC滤波器小的优点(专利文献1、2)。该SCF的采样频率fsp为了满足小型化的要求，与振子的驱动频率fd一致。

[0005] 专利文献1：日本特开2008-14932号公报

[0006] 专利文献2：日本特开2008-64663号公报

[0007] 然而，由于SCF的采样，fd、2fd、3fd、...等频带的噪声会折返到DC频带，因此，这些频带的噪声会与检测信号叠加。以往在SCF产生的噪声相对较小而可以忽略，然而，当想要实现更低的噪声时，无法忽略在SCF产生的噪声。通过提高SCF的采样频率，虽然能够减少折返到DC频带的噪声量，然而由于通常在信号处理电路中不存在频率比振子的驱动频率高的信号，因此，需要新追加生成频率比驱动频率高的信号的电路。通过追加PLL(Phase Locked Loop：锁相环电路)那样的倍增电路，虽然能够生成驱动频率的倍增频率的信号，然而电路面积大幅增加，因而有悖于小型化的要求。

发明内容

[0008] 本发明正是鉴于上述问题点而完成的，根据本发明的几个方面，能够提供一种既能抑制电路面积的增加又能实现比以往低的噪声的信号处理电路、物理量检测装置、角速度检测装置、集成电路装置以及电子设备。

[0009] (1)本发明提供一种信号处理电路，其驱动振子进行振荡，并且，根据上述振子的检测信号，生成与预定的物理量的大小对应的信号，其中，该信号处理电路具有：电流电压转换部，其将上述振子的振荡电流转换为电压；相位移位部，其对由上述电流电压转换部转换为电压的信号进行相位移位；驱动振幅控制部，其对由上述相位移位部进行相位移位后的信号进行二值化，生成切换控制信号，根据上述切换控制信号对由上述相位移位部进行相位移位后的信号进行全波整流，根据全波整流后的信号控制驱动上述振子的驱动信号的振幅；参照信号生成部，其根据由上述电流电压转换部转换为电压的信号，生成同步检波用的参照信号；时钟信号生成部，其根据上述参照信号与上述切换控制信号的相位差，生成频率是上述驱动信号的频率的2倍的时钟信号；同步检波部，其根据上述参照信号，对包含上述振子的上述检测信号的信号进行同步检波；以及开关电容滤波器，其根据上述时钟信号，对由上述同步检波部进行同步检波后的信号进行滤波处理。

[0010] 根据本发明，同步检波所需的参照信号和用于驱动信号的振幅控制的全波整流所需的切换控制信号的频率都与振子的振荡频率(振子的驱动频率)相同，使用设置相位移位部而产生的参照信号与切换控制信号的相位差，能够以不需要PLL那样的倍增电路的简单结构，生成频率是驱动频率的2倍的SCF用的时钟信号。而且，SCF用的时钟信号的频率成为驱动频率的2倍频率，从而与以往相比能够降低在SCF产生的折返噪声，因此，能够实现既能抑制电路面积的增加又能实现比以往低的噪声的信号处理电路。

[0011] (2)在该信号处理电路中，上述时钟信号生成部可以运算上述参照信号与上述切换控制信号的异或，由此生成上述时钟信号。

[0012] 参照信号与切换控制信号都是与驱动频率相同的频率，而且相位不同，因此通过运算这些信号的异或，能够以极小的电路面积生成频率是驱动频率的2倍的SCF用的时钟信号。

[0013] (3)在该信号处理电路中，上述相位移位部可以是RC滤波器，该RC滤波器具有电阻器和电容器，其频率特性是根据上述电阻器的电阻值和上述电容器的电容值确定的。

[0014] 这样，能够通过RC滤波器产生与电阻值和电容值对应的相位延迟，因此，能够基于简单的构成使切换控制信号的相位相对于参照信号延迟。

[0015] 另外，能够使用RC滤波器中包含的电阻器抵消电流电压转换部中包含的电阻器的电阻值的制造偏差和温度变动。另外，当在同步检波的前级设置了将振子的检测电荷(检测电流)转换为电压的充电放大器的情况下，能够使用RC滤波器中包含的电容器抵消该充电放大器中包含的电容器的电容值的制造偏差和温度变动。因此，通过设置RC滤波器，能够提高物理量的检测精度和检测灵敏度。

[0016] (4)本发明提供一种物理量检测装置，该物理量检测装置具有：上述任意一个方面所述的信号处理电路；以及振子，其由该信号处理电路驱动振荡并进行检测处理。

[0017] 根据本发明，能够提供一种实现比以往低的噪声的物理量检测装置。

[0018] (5)本发明提供一种具有上述任意一个方面所述的信号处理电路的角速度检测装置。

[0019] 根据本发明，能够提供一种实现更低噪声的角速度检测装置。

[0020] (6)本发明提供一种具有上述任意一个方面所述的信号处理电路的集成电路装置。

[0021] (7)本发明提供一种具有上述任意一个方面所述的信号处理电路的电子设备。

附图说明

[0022] 图1是本实施方式的角速度检测装置(物理量检测装置的一例)的功能框图。

[0023] 图2是振子的振动片的俯视图。

[0024] 图3是用于说明振子的动作的图。

[0025] 图4是用于说明振子的动作的图。

[0026] 图5是表示串行接口电路的构成例的图。

[0027] 图6是表示驱动电路的构成例的图。

[0028] 图7是异或(EXOR)电路的输入输出信号的时序图。

[0029] 图8是表示检测电路的构成例的图。

[0030] 图9是表示SCF电路的构成例的图。

[0031] 图10是电子设备的功能框图。

[0032] 符号说明

[0033] 1角速度检测装置；2信号处理IC(集成电路装置)；4信号处理电路；6电源电路；10基准电压电路；20驱动电路；22驱动信号；24振荡电流；26参照信号；27切换控制信号；
28时钟信号；30检测电路；32、34交流电荷(检测电流)；36角速度信号；40串行接口电路；
42调整数据；44模式设定数据；46时钟信号；48串行数据信号；50非易失性存储器；52调整数据；60调整电路；62模拟调整电压；70电平判定电路；72电平判定信号；81外部输出端子；82、83、84、85、86、87外部输入端子；88外部输出端子；89外部输入端子；90外部输入输出端子；92上拉电阻器；100振子；101a～101b驱动振动臂；102检测振动臂；103施重部；104a～104b驱动用基部；105a～105b连接臂；106施重部；107检测用基部；112～113驱动电极；114～115检测电极；116公共电极；200I/V转换电路(电流电压转换电路)；202运算放大器；204电阻器；210高通滤波器(HPF)；212比较器；220RC滤波器；222电阻器；
224电容器；230放大器；240全波整流电路；242反转放大器；242比较器；243、244开关；
245反相器电路(反转逻辑电路)；250减法器；252积分器；254上拉电阻器；260比较器；
270异或(EXOR)电路；300充电放大器；302运算放大器；304电容器；310充电放大器；312运算放大器；314电容器；320差动放大器；322高通滤波器(HPF)；324放大器；326同步检波电路；328可变增益放大器；330开关电容滤波器(SCF)；332输出缓冲器；341、342、344、
345、348、349、351、352、355、356、358、359开关；343、347、350、354、357、360电容器；346、
353运算放大器；361反相器电路(反转逻辑电路)；500电子设备；600信号生成部；610信号处理电路；700CPU；710操作部；720显示部；730ROM；740RAM；750通信部。

具体实施方式

[0034] 下面使用附图详细说明本发明的优选实施方式。并且，以下说明的实施方式并非用于不当限定权利要求书中所述的本发明的内容。而且，以下说明的全部构成并非都是本发明的必要构成要件。

[0035] 1.物理量检测装置

[0036] 以下举例说明检测角速度作为物理量的物理量检测装置(角速度检测装置)。本发明可应用于能够检测角速度、角加速度、加速度、力等各种物理量的任意一种物理量的装置。

[0037] 图1是本实施方式的角速度检测装置(物理量检测装置的一例)的功能框图。本实施方式的角速度检测装置1构成为具有振子(传感器元件)100和信号处理IC(集成电路装置)2。

[0038] 振子100构成为将配置有驱动电极和检测电极的振动片密封于未图示的封装中。通常为了尽量减小振动片的阻抗以提升振荡效率而确保了封装内的气密性。

[0039] 本实施方式的振子100具有由Z切割的石英基板形成的振动片。以石英为材料的振动片的谐振频率相对于温度变化的变动极小，因此具有能够提高角速度的检测精度这样的优点。其中，作为振子100的振动片的材料，不仅可以使用石英(SiO2)，例如还可以使用钽酸锂(LiTaO3)、铌酸锂(LiNbO3)等压电单晶或锆钛酸铅(PZT)等压电陶瓷等的压电性材料，还可以使用硅半导体。例如也可以采取在硅半导体的部分表面上配置夹入于驱动电极的氧化锌(ZnO)、氮化铝(AIN)等压电薄膜的结构。

[0040] 在本实施方式中，振子100由具有T型的2个驱动振动臂的所谓双T型振动片构成。其中，振子100的振动片不限于双T型，例如也可以是音叉型或梳齿型，还可以是三棱柱、四棱柱、圆柱状等形状的音带型。

[0041] 图2是本实施方式的振子100的振动片的俯视图。图2中的X轴、Y轴、Z轴表示石英轴。

[0042] 如图2所示，振子100的振动片的驱动振动臂101a、101b分别从2个驱动用基部104a、104b向+Y轴方向和-Y轴方向延伸。其中，驱动振动臂101a、101b的延伸方向在与Y轴的偏差为±5°以内即可。在驱动振动臂101a的侧表面和上表面分别形成有驱动电极
112和113，在驱动振动臂101b的侧表面和上表面分别形成有驱动电极113和112。驱动电极112、113分别经由图1所示的信号处理IC2的外部输出端子81、外部输入端子82与驱动电路20连接。

[0043] 驱动用基部104a、104b分别经由在-X轴方向和+X轴方向延伸的连接臂105a、105b与矩形状的检测用基部107连接。其中，连接臂105a、105b的延伸方向在与X轴的偏差为±5°以内即可。

[0044] 检测振动臂102从检测用基部107向+Y轴方向和-Y轴方向延伸。其中，检测振动臂102的延伸方向在与Y轴的偏差为±5°以内即可。在检测振动臂102的上表面形成有检测电极114和115，在检测振动臂102的侧表面形成有公共电极116。检测电极114、115分别经由图1所示的信号处理IC2的外部输入端子83、84而与检测电路30连接。另外，公共电极116接地。

[0045] 在驱动振动臂101a、101b的驱动电极112与驱动电极113之间作为驱动信号被施加了交流电压时，如图3所示，驱动振动臂101a、101b由于逆压电效应而如箭头B所示，进行2根驱动振动臂101a、101b的前端彼此反复接近和离开的弯曲振动(激励振动)。

[0046] 在该状态下，对振子100的振动片施加以Z轴为旋转轴的角速度时，驱动振动臂101a、101b在垂直于箭头B的弯曲振动的方向和Z轴双方的方向上得到科里奥利力。结果，如图4所示，连接臂105a、105b进行如箭头C所示的振动。而且，检测振动臂102与连接臂105a、105b的振动(箭头C)联动地如箭头D所示进行弯曲振动。伴随该科里奥利力的检测振动臂102的弯曲振动与驱动振动臂101a、101b的弯曲振动(激励振动)的相位相差
90°。

[0047] 然而，如果在2根驱动振动臂101a、101b中，驱动振动臂101a、101b进行弯曲振动(激励振动)时的振动能大小或振动的振幅大小相等，则取得了驱动振动臂101a、101b的振动能的平衡，在没有对振子100施加角速度的状态下检测振动臂102不进行弯曲振动。然而，如果2个驱动振动臂101a、101b的振动能的平衡被破坏，则即使在没有对振子100施加角速度的状态下也会在检测振动臂102产生弯曲振动。该弯曲振动被称作泄漏振动，与基于科里奥利力的振动同样为箭头D的弯曲振动，而与驱动信号的相位相同。

[0048] 而且，由于压电效应使得基于这些弯曲振动的交流电荷产生于检测振动臂102的检测电极114、115。其中，基于科里奥利力而产生的交流电荷是按照科里奥利力的大小(换言之是施加给振子100的角速度大小)而变化的。另一方面，基于泄漏振动而产生的交流电荷保持恒定而与施加给振子100的角速度大小无关。

[0049] 并且，在驱动振动臂101a、101b的前端形成有宽度大于驱动振动臂101a、101b的矩形状的施重部103。通过在驱动振动臂101a、101b的前端形成施重部103，既能增大科里奥利力，又能以较短的振动臂得到期望的谐振频率。同样地，在检测振动臂102的前端形成有宽度大于检测振动臂102的施重部106。通过在检测振动臂102的前端形成施重部106，能增大产生于检测电极114、115的交流电荷。

[0050] 如上，振子100以Z轴为检测轴经由检测电极114、115输出基于科里奥利力的交流电荷(角速度分量)和基于激励振动的泄漏振动的交流电荷(振动泄漏分量)。

[0051] 返回图1，本实施方式的信号处理IC2构成为具有电源电路6、基准电压电路10、驱动电路20、检测电路30、串行接口电路40、非易失性存储器50、调整电路60以及电平判定电路70。并且，本实施方式的信号处理IC2也可以构成为省略其中一部分结构(要素)，或者追加新的结构(要素)。

[0052] 由外部输入端子86、87分别向电源电路6提供电源电压VDD(例如3V)和接地电压VSS(0V)，电源电路6生成信号处理IC2内部的电源电压。

[0053] 基准电压电路10根据经由电源电路6提供的电源电压生成基准电压12(例如1/2VDD)。

[0054] 驱动电路20生成用于使振子100进行激励振动的驱动信号22，经由外部输出端子81提供给振子100的驱动电极112。另外，驱动电路20经由外部输入端子82被输入由于振子100的激励振动而产生于驱动电极113的振荡电流24，以将该振荡电流24的振幅保持恒定的方式对驱动信号22的振幅电平进行反馈控制。另外，驱动电路20生成检测电路30中包含的同步检波电路的参照信号26和开关电容滤波器(SCF)电路的时钟信号28。

[0055] 检测电路30经由外部输入端子83、84分别被输入产生于振子100的检测电极114、115的交流电荷(检测电流)32、34，仅检测这些交流电荷(检测电流)中包含的角速度分量，生成与角速度的大小对应的电压电平的信号(角速度信号)36，经由外部输出端子
88输出到外部。该角速度信号36例如在与外部输出端子88连接的未图示的微型计算机中被进行A/D转换，作为角速度数据而用于各种处理。并且，还可以在本实施方式的信号处理IC2中内置A/D转换器，例如经由串行接口电路40将表示角速度的数字数据输出到外部。

[0056] 如上，驱动电路20和检测电路30作为进行针对振子100的信号处理的信号处理电路4发挥作用。

[0057] 调整电路60按照由电平判定电路70输出的电平判定信号72选择调整数据52或调整数据42，生成针对信号处理电路4(驱动电路20、检测电路30)的模拟调整电压62(偏置补偿电压或温度补偿电压等)。调整电路60例如是D/A转换器等。

[0058] 非易失性存储器50保持针对信号处理电路4(驱动电路20、检测电路30)的各种调整数据52，例如能够构成为EEPROM(Electrically-Erasable Programmable Read-Only Memory：电可擦可编程只读存储器)。

[0059] 串行接口电路40经由外部输入端子89和外部输入输出端子90，以基于时钟信号46和串行数据信号48的双线逻辑进行相对于非易失性存储器50的调整数据52的写入和读取处理、相对于内部寄存器(未图示)的调整数据42和模式设定数据44的写入和读取处理。

[0060] 图5是表示串行接口电路40的构成例的图。串行接口电路40在写入数据时与从外部输入端子89输入的时钟信号46同步地将从外部输入输出端子90输入的串行数据信号48取入移位寄存器400而转换成并行数据，在读写控制电路410的控制下，将其写入到非易失性存储器50或内部寄存器组420中包含的任意一个寄存器(调整寄存器422或模式设定寄存器424等)。另一方面，当读取数据时，在读写控制电路410的控制下，将存储于非易失性存储器50的数据或存储于内部寄存器组420中包含的任意一个寄存器的数据并行加载至移位寄存器400，与从外部输入端子89输入的时钟信号46同步地使移位寄存器400的数据移位，从外部输入输出端子90输出串行数据信号48。

[0061] 为了向非易失性存储器50写入数据，需要提供足以使保持于存储器元件的数据反转的能量。因此，如图1所示，在写入数据时经由外部输入端子85向非易失性存储器50提供较高的电源电压VPP(例如15V以上)。

[0062] 在本实施方式中，仅限于在角速度检测装置1的组装、检查、评测、解析等情况下向非易失性存储器50写入数据，在市场上使用时禁止向非易失性存储器50写入数据。因此，在市场上使用角速度检测装置1时，将外部输入端子85设定为开启。由此，外部输入端子85的电压VPP经由上拉电阻器92而与VDD大致相等，能防止错误写入。

[0063] 调整数据52例如是在角速度检测装置1组装后的最终检查时等被写入到非易失性存储器50的。具体而言，向串行接口电路40的内部寄存器组中包含的调整寄存器422写入调整值，使用被写入到调整寄存器422的调整值(调整数据42)确认信号处理电路4(驱动电路20、检测电路30)的动作。在变更该调整值的同时，确定信号处理电路4(驱动电路20、检测电路30)进行期望动作的最佳调整值，将该最佳调整值作为调整数据52一次性写入非易失性存储器50。这样既能缩短检查时间，又能将写入数据时施加高电源电压引起的可靠性降低抑制在最小限度。

[0064] 为了实现这种调整方法，需要调整电路60能够选择是使用非易失性存储器50的调整数据还是使用调整寄存器422的调整数据。因此，在本实施方式中，电平判定电路70判定VPP的电压电平，生成表示VPP是高于VDD的预定的电压值V1(例如8V)以上的电压值或低于VDD的预定的电压值V2(例如1/2VDD)以下的电压值，还是高于V2且低于V1的电压值的电平判定信号72。而且，调整电路60按照电平判定信号72在VPP≥V1或VPP≤V2时选择内部寄存器的调整数据42，在V2＜VPP＜V1时选择非易失性存储器50的调整数据52。

[0065] 如上所述，当在市场上使用角速度检测装置1时，外部输入端子85被设定为开启，因此，VPP由于上拉电阻器92而与VDD大致相等，调整电路60必定选择调整数据52。另一方面，在角速度检测装置1的组装、检查、评测、解析时等，通过对外部输入端子85施加V1以上的电压或V2以下的电压(例如0V)，能够使调整电路60选择调整数据42。

[0066] 另外，在本实施方式中，通过改写模式设定寄存器424的设定值，能够选择在市场上使用的通常的动作模式(模式1)或在角速度检测装置1的组装、检查、评测、解析等中使用的动作模式(模式2)。例如，如果5比特的模式设定寄存器424的设定值为“00000”则为模式1，如果为“00001”～“11111”中的任意一个则为模式2。另外，在模式2中，通过“00001”～“11111”的各个设定值而被细化，能够对于信号处理电路4(驱动电路20、检测电路30)选择按照设定值进行监视的节点或变更连接关系。

[0067] 在本实施方式中，为了在市场上确保可靠性，仅能实现模式1而禁止改写成模式2，仅在进行角速度检测装置1的组装、检查、评测、解析等情况下可设定为模式1或模式2。
为了实现这种情况，仅在VPP≥V1或VPP≤V2的情况下使模式设定寄存器424的设定值的改写为有效，此外的情况下为无效。因此，在本实施方式中，向模式设定寄存器424的非同步复位端子提供电平判定信号72。由此，在VPP≥V1或VPP≤V2时模式设定寄存器424的设定值被复位为“00000”而成为模式1，并且改写变为无效，在V2＜VPP＜V1时模式设定寄存器424的设定值的改写变为有效。

[0068] 在本实施方式中，不仅在VPP≥V1的情况下，尤其在VPP≤V2的情况下，由调整电路60选择调整数据42，并且使模式设定寄存器424的设定值的改写变为有效，从而具有如下的优点：即使在不存在产生高电压的电源装置的环境下，也能够进行角速度检测装置1的评测和解析。

[0069] 接着说明驱动电路20。图6是表示驱动电路20的构成例的图。如图6所示，本实施方式的驱动电路20构成为具有I/V转换电路(电流电压转换电路)200、高通滤波器(HPF)210、比较器212、RC滤波器220、放大器230、全波整流电路240、减法器250、积分器252、上拉电阻器254、比较器260以及异或(EXOR)电路270。并且，本实施方式的驱动电路
20还可以构成为省略其中一部分构成(要素)，或追加新的构成(要素)。

[0070] 流过振子100的振动片的驱动电流被I/V转换电路200转换为交流电压信号。本实施方式的I/V转换电路200构成为在运算放大器202的反转输入端子(-输入端子)与输出端子之间连接有电阻器204，运算放大器202的非反转输入端子(+输入端子)与模拟接地连接。在设振子100的振荡电流为i，电阻器204的电阻值为R时，该I/V转换电路200的输出电压VIV可由下式(1)表现。

[0071] VIV＝-R·i…(1)

[0072] I/V转换电路200的输出信号被高通滤波器210消除偏移后输入到比较器212。比较器212放大输入信号的电压，输出二值化信号(矩形波电压信号)。其中，在本实施方式中，比较器212是仅能输出低电平的开漏输出的比较器，高电平经由上拉电阻器254被上拉至积分器252的输出电压。而且，比较器212输出的二值化信号作为驱动信号22经由外部输出端子81被提供给振子100的振动片的驱动电极112。通过使该驱动信号22的频率(驱动频率fd)与振子100的谐振频率一致，能够使振子100稳定振荡。

[0073] 进而，在本实施方式中，以使振子100的振荡电流恒定的方式，即使I/V转换电路200的输出电压的电平恒定的方式对驱动信号22的振幅进行调整。这样能使振子100极为稳定地振荡，能提高角速度的检测精度。

[0074] 然而，I/V转换电路200中包含的电阻器204的电阻值R由于制造差异而按照每个IC相对于设计值产生±20％左右的偏差，因此，由振子100的振荡电流向I/V转换电路200的输出电压的转换率按照每个IC而产生偏差。因此，在以使I/V转换电路200的输出电压为恒定的设计值的方式调整驱动信号22的振幅时，振子100的振荡电流将按照每个IC而不同。结果，可能成为IC的振荡电流与设计值的偏差越大则其角速度的检测精度和检测灵敏度越差的主要原因。

[0075] 另外，由于电阻器204的电阻值的温度特性并不平坦，因此，即使振子100的振荡电流恒定，I/V转换电路200的输出电压也会受到电阻器204的影响而产生变动。结果，振子100的振荡电流随着温度而产生变动，可能成为使角速度的检测精度和检测灵敏度变差的主要原因。同样地，作为后述的检测电流30中包含的充电放大器300、310的构成要素的电容器304、314的电容值的制造差异和温度变动，也可能成为使角速度的检测精度和检测灵敏度变差的主要原因。

[0076] 因此，在本实施方式中，以消除电阻器204的电阻值和电容器304、314的电容值的偏差和温度变动量，抑制角速度的检测精度和检测灵敏度变差为目的，设置RC滤波器220，使I/V转换电路200的输出信号通过RC滤波器220。关于设置RC滤波器220能够抑制角速度的检测精度和检测灵敏度变差的原因，将在检测电路30的说明中进行叙述。

[0077] RC滤波器220具有电阻器222和电容器224，作为一次低通滤波器发挥作用。即，在设电阻器222的电阻值为R1，电容器224的电容值为C1时，可由下式(2)表现RC滤波器220的传递函数。

[0078]

[0079] 基于式(2)，可由下式(3)表现RC滤波器220的电压增益的频率特性。

[0080]

[0081] 在本实施方式中，以使(ωd·C1·R1)2＞＞1的方式对于振子100的振荡角频率ωd(＝2πfd)选择R1和C1。这种情况下，基于式(1)和式(3)，如下式(4)那样表现RC滤波器220的输出电压VRC。

[0082]

[0083] 此外，基于式(2)，可由下式(5)表现RC滤波器220的相位的频率特性。

[0084] ∠H(jω)＝arctan(ω·C1·R1)…(5)

[0085] 因此，基于式(5)，I/V转换电路200的输出信号(角频率：ωd)通过RC滤波器220，从而相位延迟θ＝arctan(ωd·C1·R1)。也就是说，RC滤波器220还作为相位移位电路发挥作用。例如，在ωd＝2π×50kHz(fd＝50kHz)，C1·R1＝1/(2π×5kHz)时，θ≈84°。

[0086] 其中，基于式(4)，I/V转换电路200的输出信号(角频率：ωd）通过RC滤波器220，振幅衰减至大约1/(ωd·C1·R1)倍。例如，在ωd＝2π×50kHz(fd＝50kHz)，C1·R1＝1/(2π×5kHz)时，RC滤波器220的输出信号的振幅成为I/V转换电路200的输出信号的振幅的大约1/10。因此，在本实施方式中，为了易于进行RC滤波器220后级电路中的信号处理，附加了放大RC滤波器220的输出信号的电压校正用放大器230(例如将输入信号放大至ωd·C1·R1倍的放大器)。其中，如果RC滤波器220后级电路能够直接对RC滤波器220的输出信号进行信号处理，则也可以不附加放大器230。

[0087] 放大器230的输出信号被输入到全波整流电路240。全波整流电路240构成为具有反转放大器241、比较器242、2个开关243、244以及反相器电路(反转逻辑电路)245。开关243被输入放大器230的输出信号，其接通、断开是通过比较器242的输出信号来控制的。比较器242的输出信号的频率与驱动频率fd相等。另外，开关244被输入反转放大器
241的输出信号(放大器230的输出信号的反转信号)，其接通、断开是通过反相器电路245的输出信号(比较器242的输出信号的反转逻辑信号)控制的。即，开关243与开关244的接通、断开是相异地进行的，对放大器230的输出信号进行全波整流。

[0088] 全波整流电路240的输出信号被输入到减法器250进行与基准电压12的电压减法处理之后，由积分器252进行积分。I/V转换电路200的输出信号的振幅越大，该积分器252的输出电压越低。而且，驱动信号22的高电平经由上拉电阻器254被上拉至积分器252的输出电压，因此，驱动信号22的振幅VDR成为与RC滤波器220的输出电压VRC反比例的关系，基于式(4)，可使用适当的系数A由下式(6)表现。

[0089]

[0090] 通过这样的结构，以使振子100的振荡电流24的振幅保持恒定的方式对驱动信号22的振幅电平进行反馈控制。

[0091] 本实施方式的驱动电路20还设有对高通滤波器210的输出信号进行放大而输出二值化信号(矩形波电压信号)的比较器260，该二值化信号可用作检测电路30中包含的同步检波电路的参照信号26。该参照信号26的频率与驱动频率fd相等。并且，由于高电平变动，因此，当出现该高电平不超过同步检波电路中的逻辑阈值的情况时产生不良，因而不能将比较器212的输出信号用作参照信号，而是独立设置比较器260。

[0092] 另外，在本实施方式的驱动电路20设有异或(EXOR)电路270，该异或(EXOR)电路270进行比较器260输出的二值化信号(参照信号26)与全波整流电路240中包含的比较器242输出的二值化信号(切换控制信号27)的异或运算。如上所述，I/V转换电路200的输出信号由于通过RC滤波器220而相位延迟。结果，参照信号26与切换控制信号27虽然频率相等然而相位错开。另外，参照信号26与切换控制信号27的频率都与驱动频率fd相等。

[0093] 因此，如图7的时序图所示，异或(EXOR)电路270的输出信号成为频率是参照信号26和切换控制信号27的频率的2倍(驱动频率fd的2倍频率)的信号。该异或(EXOR)电路270的输出信号可用作检测电路30中包含的SCF电路的时钟信号28。不过，该时钟信号28需要的占空比要能够确保足够对SCF电路中包含的各电容器进行充电或放电的时间。如上所述，例如设ωd＝2π×50kHz(fd＝50kHz)、C1·R1＝1/(5kHz)时，RC滤波器220中的相位延迟约为89°，因此能够实现满足该要求的占空比。

[0094] 如上，在本实施方式中，着眼于以抑制角速度的检测精度和检测灵敏度变差为目的而设置的RC滤波器220的相位移位功能，良好地利用在2个二值化信号(参照信号26和切换控制信号27)必然产生相位差的这一情况，仅通过附加电路面积极小的异或(EXOR)电路270，即可成功地生成驱动频率fd的2倍频率的时钟信号28。

[0095] 接着说明检测电路30。图8是表示检测电路30的构成例的图。如图8所示，本实施方式的检测电路30构成为具有充电放大器300、310、差动放大器320、高通滤波器(HPF)322、放大器324、同步检波电路326、可变增益放大器328、开关电容滤波器(SCF)330以及输出缓冲器332。并且，本实施方式的检测电路30也可以构成为省略其中一部分构成(要素)，或追加新的构成(要素)。

[0096] 从振子100的振动片的检测电极114经由外部输入端子83向充电放大器300输入包含角速度分量和振动泄漏分量的交流电荷(检测电流)32。同样地，从振子100的振动片的检测电极115经由外部输入端子84向充电放大器310输入包含角速度分量和振动泄漏分量的交流电荷(检测电流)34。

[0097] 本实施方式的充电放大器300构成为在运算放大器302的反转输入端子(-输入端子)与输出端子之间连接有电容器304，运算放大器302的非反转输入端子(+输入端子)与模拟接地连接。同样地，本实施方式的充电放大器310构成为在运算放大器312的反转输入端子(-输入端子)与输出端子之间连接有电容器314，运算放大器312的非反转输入端子(+输入端子)与模拟接地连接。电容器304和314的电容值被设定为相同值。该充电放大器300和310分别将被输入的交流电荷(检测电流)32、34转换为交流电压信号。输入到充电放大器300的交流电荷(检测电流)32与输入到充电放大器310的交流电荷(检测电流)34的相位彼此相差180°，充电放大器300的输出信号与充电放大器310的输出信号的相位彼此为相反相位(错开180°)。

[0098] 当设检测电流32为i1，检测电流32的角频率为ω1，电容器304的电容值为C时，该充电放大器300的输出电压VCA1可由下式(7)表现。

[0099]

[0100] 当设检测电流34为-i1，检测电流34的角频率为ω1，电容器314的电容值为C时，充电放大器310的输出电压VCA2可由下式(8)表现。

[0101]

[0102] 其中，i1与驱动信号22的振幅VDR成比例，因此，基于式(6)、式(7)、式(8)，可使用适当的系数B分别由式(9)和式(10)表现VCA1和VCA2。

[0103]

[0104]

[0105] 差动放大器320对充电放大器300的输出信号与充电放大器310的输出信号进行差动放大。通过差动放大器320消除同相分量，相加放大反相分量。设差动放大器320的增益为1时，基于式(9)和式(10)，可由下式(11)表现该差动放大器320的输出电压VDF。

[0106]

[0107] 基于式(11)，在差动放大器320的输出信号中，上述I/V转换电路200的电阻器204的电阻值R的制造偏差和温度变动量被RC滤波器220的电阻器222的电阻值R1的制造偏差和温度变动量抵消。同样地，充电放大器300的电容器304和充电放大器310的电容器314的电容值C的制造偏差和温度变动量被RC滤波器220的电容器224的电容值C1的制造偏差和温度变动量抵消。由此，能够抑制角速度的检测精度和检测灵敏度变差。

[0108] 高通滤波器322消除差动放大器320的输出信号中包含的直流分量。

[0109] 放大器324输出对高通滤波器322的输出信号放大后的交流电压信号。

[0110] 同步检波电路326将驱动电路20中包含的比较器260输出的二值化信号作为参照信号26，对放大器324的输出信号中包含的角速度分量进行同步检波。同步检波电路326例如可以构成为如下的电路：在参照信号26为高电平时直接选择放大器324的输出信号，当参照信号26为低电平时选择相对于基准电压12反转放大器324的输出信号而得到的信号。

[0111] 放大器324的输出信号包含角速度分量和振动泄漏分量，该角速度分量与参照信号26相位相同，振动泄漏分量与参照信号26相位相反。因此，由同步检波电路326对角速度分量进行同步检波而不对振动泄漏分量进行检波。

[0112] 可变增益放大器328使同步检波电路326的输出信号放大或衰减，输出期望的电压电平的信号，可变增益放大器328的输出信号被输入到开关电容滤波器(SCF)电路330。

[0113] SCF电路330作为除去可变增益放大器328的输出信号中包含的高频分量，并且使由规格确定的频率范围的信号通过的低通滤波器发挥作用。

[0114] 图9是表示SCF电路330的构成例的图。该SCF电路330构成为具有12个开关341、342、344、345、348、349、351、352、355、356、358、359、6个电容器343、347、350、354、
357、360、2个运算放大器346、353以及1个反相器电路(反转逻辑电路)361。

[0115] 开关341的第1端子与SCF电路330的输入端子连接，被提供可变增益放大器328的输出信号。开关341的第2端子、开关342的第1端子和电容器343的第1端子公共连接，开关342的第2端子与模拟接地连接。

[0116] 电容器343的第2端子、开关344的第1端子、开关345的第2端子、电容器357的第1端子和电容器360的第1端子公共连接，开关344的第2端子与模拟接地连接。

[0117] 开关345的第1端子、运算放大器346的反转输入端子(-输入端子)和电容器347的第1端子公共连接，运算放大器346的非反转输入端子(+输入端子)与模拟接地连接。

[0118] 电容器357的第2端子、开关355的第1端子和开关356的第1端子公共连接，开关356的第2端子与模拟接地连接。

[0119] 电容器360的第2端子、开关358的第1端子和开关359的第1端子公共连接，开关359的第2端子与模拟接地连接。

[0120] 运算放大器346的输出端子、电容器347的第2端子、开关358的第2端子和开关348的第1端子公共连接。开关348的第2端子、开关349的第1端子和电容器350的第1端子公共连接，开关349的第2端子与模拟接地连接。

[0121] 电容器350的第2端子、开关351的第1端子和开关352的第2端子公共连接，开关351的第2端子与模拟接地连接。

[0122] 开关352的第1端子、运算放大器353的反转输入端子(-输入端子)和电容器354的第1端子公共连接，运算放大器353的非反转输入端子(+输入端子)与模拟接地连接。

[0123] 运算放大器353的输出端子、电容器354的第2端子和开关355的第2端子与SCF电路330的输出端子公共连接。

[0124] 异或(EXOR)电路270输出的时钟信号28(频率：2fd)被输入到反相器电路361而反转其逻辑。时钟信号28和反相器电路361的输出信号作为使SCF电路330进行动作的2相时钟信号Φ1和Φ2发挥作用。时钟信号Φ1控制开关341、344、348、351、356、359的接通、断开，时钟信号Φ2控制开关342、345、349、352、355、358的接通、断开。

[0125] 在这样的构成中，由开关341、开关342和电容器343构成SCF电路330的输入部，通过由其他要素构成的反馈电路确定频率特性。

[0126] 在设时钟信号Φ1、Φ2的周期为T(＝1/2(2fd))，电容器343、347、350、354、357、360的电容值分别为C1、C2、C3、C4、C5、C6时，可由下式(12)表现与SCF电路330的传递函数(离散时间的传递函数)等效的连续时间内的传递函数。

[0127]

[0128] 即，基于式(12)，SCF电路330作为二次低通滤波器发挥作用，可分别由式(13)、式(14)、式(15)表现增益K、截止角频率ωc、品质因数Q。

[0129]

[0130]

[0131]

[0132] 基于式(13)，SCF电路330的增益是由电容器343与电容器357的电容比来确定的。另外，基于式(14)，SCF电路330的截止频率fc(＝ωc/2π)是由时钟信号28的频率fd(＝1/T)和电容器350、357的各电容值的积与电容器347、354的各电容值的积之比确定的。另外，基于式(15)，SCF电路330的品质因数是由电容器347、350、357的各电容值的积与电容器354的电容值和电容器360的电容值的平方积之比确定的。即，SCF电路330(低通滤波器)的增益和频率特性是由通过振子100的稳定振荡而得到的时钟信号28的频率和电容器的电容比确定的，因此，相比RC低通滤波器，具有频率特性的偏差极小这样的优点。

[0133] 并且，当以C1＝CG、C3＝C5＝Cr、C2＝C4＝Cr、C6＝CQ的方式选择电容值C1～C6时，式(13)、式(14)、式(15)可分别简化为式(16)、式(17)、式(18)。

[0134]

[0135]

[0136]

[0137] SCF电路330的输出信号被输出缓冲器332缓冲，并且按照需要放大或衰减至期望的电压电平的信号。该输出缓冲器326的输出信号是与角速度对应的电压电平的信号，作为角速度信号36经由信号处理IC2的外部输出端子88输出到外部。

[0138] 如上，在本实施方式中，时钟信号28的频率即时钟信号Φ1、Φ2的频率是驱动频率fd的2倍频率。因此，在本实施方式的SCF电路330中，仅2fd及其高次谐波(4fd、6fd、8fd、...)附近的噪声折返到DC频带。对此，当如以往通过与驱动频率fd相等频率的时钟信号使SCF电路动作的情况下，在SCF电路中，fd及其高次谐波(2fd、3fd、4fd、...)附近的噪声都会折返到DC频带。因此，根据本实施方式，能够将在SCF电路330折返到DC频带的噪声功率降低至以往的1/2，将噪声电压降低至 因此能够实现比以往低的噪声。

[0139] 尤其根据本实施方式，通过使用设置RC滤波器220而产生的参照信号26与切换控制信号27的相位差，能够以不需要PLL那样的倍增电路的简单结构，生成具有驱动频率fd的2倍频率的SCF用时钟信号28。

[0140] 另外，参照信号26是同步检波所需的现有信号，切换控制信号27也是用于驱动信号22的振幅控制的全波整流所需的现有信号，因此，为了生成具有驱动频率fd的2倍频率的SCF用时钟信号28而需要的电路面积仅略微增加即可。尤其通过使用异或(EXOR)电路270，能够以极小的电路面积生成具有驱动频率的2倍频率的时钟信号28。

[0141] 并且，本实施方式的信号处理电路4相当于本发明的“信号处理电路”。此外，I/V转换电路200相当于本发明的“电流电压转换部”。此外，RC滤波器220相当于本发明的“相位移位部”。此外，基于RC滤波器220、放大器230、全波整流电路240、减法器250、积分器252和上拉电阻器254的结构相当于本发明的“驱动振幅控制部”。此外，基于高通滤波器210和比较器260的结构相当于本发明的“参照信号生成部”。此外，异或(EXOR)电路270相当于本发明的“时钟信号生成部”。此外，同步检波电路326相当于本发明的“同步检波部”。此外，开关电容滤波器330相当于本发明的“开关电容滤波器”。

[0142] 2.电子设备

[0143] 图10是表示本实施方式的电子设备的构成例的功能框图。本实施方式的电子设备500构成为具有信号生成部600、CPU700、操作部710、显示部720、ROM(Read Only Memory)730、RAM(Random Access Memory)740以及通信部750。并且，本实施方式的电子设备也可以构成为省略图10的一部分构成要素(各部)，或者附加其他构成要素。

[0144] 信号生成部600具有信号处理电路610，按照CPU700的控制生成赋予的信号并输出给CPU700。信号处理电路610驱动振子(未图示)进行振荡，并且，进行根据该振子的输出信号生成与预定的物理量大小对应的信号的处理。

[0145] CPU700按照存储于ROM730的程序，进行各种计算处理和控制处理。具体而言，CPU700控制信号生成部600，或者收取信号生成部600生成的信号等，进行各种计算处理。此外，CPU700进行与来自操作部710的操作信号对应的各种处理、发送用于在显示部720显示各种信息的显示信号的处理、为了与外部进行数据通信而控制通信部750的处理等。

[0146] 操作部710是由操作键和按钮开关等构成的输入装置，将与用户的操作对应的操作信号输出给CPU700。

[0147] 显示部720是由LCD(Liquid Crystal Display)等构成的显示装置，根据从CPU700输入的显示信号显示各种信息。

[0148] ROM730存储用于CPU700进行各种计算处理和控制处理的程序、用于实现预定功能的各种程序和数据等。

[0149] RAM740可用作CPU700的作业区域，暂时存储从ROM730读取的程序和数据、从操作部710输入的数据、CPU700按照各种程序执行后的运算结果等。

[0150] 通信部750进行用于使CPU700与外部装置之间的数据通信成立的各种控制。

[0151] 将本实施方式的信号处理电路(图1的信号处理电路4)作为信号处理电路610组入到电子设备500中，从而能实现更高精度的处理。

[0152] 并且，可以考虑各种电子设备作为电子设备500，例如可以举出数字相机、摄像机、导航装置、车体姿态检测装置、指示设备、游戏控制器、移动电话、头戴式显示器(HMD)等。

[0153] 并且，本发明不限于本实施方式，可以在本发明主旨的范围内进行各种变形实施。

[0154] 例如，振子(传感器元件)的驱动振动的激励单元和检测振动的检测单元不仅可以是本实施方式中说明的基于压电效应的部件，也可以是使用静电力(库伦力)的静电型或使用磁力的洛伦兹型等。

[0155] 另外，例如当驱动信号22的高电平不超过同步检波电路326的逻辑阈值的情况下，也可以将通过驱动信号22与切换控制信号27的异或运算得到的信号作为SCF电路330的时钟信号28。

[0156] 本发明包含与在实施方式中说明的结构实际相同的结构(例如功能、方法和结果相同的结构或目的和效果相同的结构)。此外，本发明还包括将在实施方式中说明的结构的非本质的部分进行置换后的结构。此外，本发明还包括能达到与在实施方式中说明的结构相同的作用效果的结构或能达成同样目的的结构。此外，本发明还包括对在实施方式中说明的结构附加公知技术后的结构。