本发明适用于开关电源领域，提供了一种具有高功率因数的开关电源及其控制器。在本发明中，通过采用包括时钟电路、乘法器、基准信号生成模块、比较器以及数字逻辑处理电路的开关电源控制器，在无需光耦进行副边反馈的情况下控制功率开关管的通断以调整开关电源的输出电流和功率因数，进而达到控制开关电源恒流输出并实现高功率因数的目的，整个开关电源控制器的结构简单且工作寿命长，从而解决了现有技术所存在的电路结构复杂、成本高且寿命短的问题。
1.一种具有高功率因数的开关电源控制器，所述开关电源控制器内置于包含有反激型变压器的开关电源，其特征在于，所述开关电源控制器具有电流采样端、电压采样端及控制信号输出端；所述电流采样端用于接入所采样到的开关电源的原边电流的缩放信号，所述电压采样端用于接入所采样到的反激型变压器的辅助线圈的电压信号，所述控制信号输出端用于输出控制信号至开关电源的功率开关管的控制端；
时钟电路，用于为所述开关电源控制器内部提供具有固定频率的时钟信号；
乘法器，输入端接所述电流采样端，用于对所述原边电流的缩放信号进行平方运算处理后输出相应的平方缩放信号；
基准信号生成模块，输入端接所述电压采样端，用于对所述反激型变压器的辅助线圈的电压进行采样以获得开关电源的输出电压的缩放信号和与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号，并对所述开关电源的输出电压的缩放信号和所述与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号作运算处理后输出基准信号；
比较器，第一输入端和第二输入端分别接所述乘法器的输出端和所述基准信号生成模块的输出端，用于将所述平方缩放信号与所述基准信号进行比较并输出相应的控制电平信号；
数字逻辑处理电路，第一输入端和第二输入端分别接所述时钟电路的输出端和所述比较器的输出端，输出端接所述控制信号输出端，用于根据所述时钟信号对所述控制电平信号进行逻辑处理后输出控制信号控制所述功率开关管的通断；
由所述数字逻辑处理电路对所述功率开关管的通断进行多次循环控制以使所述乘法器输出的平方缩放信号与所述基准信号生成模块输出的基准信号呈线性变化关系；
输出电压采样电路、正弦半波产生电路、第一乘法器及第二乘法器；
所述输出电压采样电路的输入端和所述正弦半波产生电路的输入端共接形成所述基准信号生成模块的输入端，所述输出电压采样电路的输出端接所述第二乘法器的第一输入端，所述正弦半波产生电路的输出端接所述第一乘法器的输入端，所述第一乘法器的输出端接所述第二乘法器的第二输入端，所述第二乘法器的输出端为所述基准信号生成模块的输出端；
所述输出电压采样电路用于当所述功率开关管截止时，对所述反激型变压器的辅助线圈的电压进行采样以输出开关电源的输出电压的缩放信号；
所述正弦半波产生电路用于当所述功率开关管导通时，对所述反激型变压器的辅助线圈的电压或电流进行采样并生成与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号；
所述第一乘法器用于对所述与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号进行平方运算处理后输出正弦半波平方信号；
所述第二乘法器用于将所述开关电源的输出电压的缩放信号与所述第一乘法器输出的正弦半波平方信号进行乘积运算后获得所述基准信号。
2.如权利要求1所述的开关电源控制器，其特征在于，所述正弦半波产生电路包括：
误差运算放大器OPA、NMOS管Q2、PMOS管Q3、PMOS管Q4、电阻R5、NMOS管Q5及电容C3；
所述误差运算放大器OPA的反相输入端与所述NMOS管Q2共接形成所述正弦半波产生电路的输入端，所述误差运算放大器OPA的同相输入端与所述NMOS管Q2的衬底均接地，所述NMOS管Q2的栅极接所述误差运算放大器OPA的输出端，所述NMOS管Q2的栅极接所述PMOS管Q3的漏极，所述PMOS管Q3的漏极与栅极共接后再与所述PMOS管Q4的栅极连接，所述PMOS管Q3的源极与衬底的共接点和所述PMOS管Q4的源极与衬底的共接点相连后再与所述开关电源控制器的电源端连接，所述PMOS管Q4的漏极同时与所述电阻R5的第一端及所述NMOS管Q5的源极连接，所述电阻R5的第二端接地，所述NMOS管Q5的栅极接所述控制信号输出端，所述NMOS管Q5的漏极为所述正弦半波产生电路的输出端，所述电容C3连接于所述NMOS管Q5的漏极与地之间。
3.一种具有高功率因数的开关电源，其特征在于，所述开关电源包括开关电源控制器，所述开关电源控制器内置于包含有反激型变压器的开关电源，所述开关电源控制器具有电流采样端、电压采样端及控制信号输出端；所述电流采样端用于接入所采样到的开关电源的原边电流的缩放信号，所述电压采样端用于接入所采样到的反激型变压器的辅助线圈的电压信号，所述控制信号输出端用于输出控制信号至开关电源的功率开关管的控制端；
时钟电路，用于为所述开关电源控制器内部提供具有固定频率的时钟信号；
乘法器，输入端接所述电流采样端，用于对所述原边电流的缩放信号进行平方运算处理后输出相应的平方缩放信号；
基准信号生成模块，输入端接所述电压采样端，用于对所述反激型变压器的辅助线圈的电压进行采样以获得开关电源的输出电压的缩放信号和与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号，并对所述开关电源的输出电压的缩放信号和所述与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号作运算处理后输出基准信号；
比较器，第一输入端和第二输入端分别接所述乘法器的输出端和所述基准信号生成模块的输出端，用于将所述平方缩放信号与所述基准信号进行比较并输出相应的控制电平信号；
数字逻辑处理电路，第一输入端和第二输入端分别接所述时钟电路的输出端和所述比较器的输出端，输出端接所述控制信号输出端，用于根据所述时钟信号对所述控制电平信号进行逻辑处理后输出控制信号控制所述功率开关管的通断；
由所述数字逻辑处理电路对所述功率开关管的通断进行多次循环控制以使所述乘法器输出的平方缩放信号与所述基准信号生成模块输出的基准信号呈线性变化关系；
输出电压采样电路、正弦半波产生电路、第一乘法器及第二乘法器；
所述输出电压采样电路的输入端和所述正弦半波产生电路的输入端共接形成所述基准信号生成模块的输入端，所述输出电压采样电路的输出端接所述第二乘法器的第一输入端，所述正弦半波产生电路的输出端接所述第一乘法器的输入端，所述第一乘法器的输出端接所述第二乘法器的第二输入端，所述第二乘法器的输出端为所述基准信号生成模块的输出端；
所述输出电压采样电路用于当所述功率开关管截止时，对所述反激型变压器的辅助线圈的电压进行采样以输出开关电源的输出电压的缩放信号；
所述正弦半波产生电路用于当所述功率开关管导通时，对所述反激型变压器的辅助线圈的电压或电流进行采样并生成与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号；
所述第一乘法器用于对所述与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号进行平方运算处理后输出正弦半波平方信号；
所述第二乘法器用于将所述开关电源的输出电压的缩放信号与所述第一乘法器输出的正弦半波平方信号进行乘积运算后获得所述基准信号。
4.如权利要求3所述的开关电源，其特征在于，所述正弦半波产生电路包括：
误差运算放大器OPA、NMOS管Q2、PMOS管Q3、PMOS管Q4、电阻R5、NMOS管Q5及电容C3；
所述误差运算放大器OPA的反相输入端与所述NMOS管Q2共接形成所述正弦半波产生电路的输入端，所述误差运算放大器OPA的同相输入端与所述NMOS管Q2的衬底均接地，所述NMOS管Q2的栅极接所述误差运算放大器OPA的输出端，所述NMOS管Q2的栅极接所述PMOS管Q3的漏极，所述PMOS管Q3的漏极与栅极共接后再与所述PMOS管Q4的栅极连接，所述PMOS管Q3的源极与衬底的共接点和所述PMOS管Q4的源极与衬底的共接点相连后再与所述开关电源控制器的电源端连接，所述PMOS管Q4的漏极同时与所述电阻R5的第一端及所述NMOS管Q5的源极连接，所述电阻R5的第二端接地，所述NMOS管Q5的栅极接所述控制信号输出端，所述NMOS管Q5的漏极为所述正弦半波产生电路的输出端，所述电容C3连接于所述NMOS管Q5的漏极与地之间。
一种具有高功率因数的开关电源及其控制器
技术领域
[0001] 本发明属于开关电源领域，尤其涉及一种具有高功率因数的开关电源及其控制器。
背景技术
[0002] 目前，随着开关电源技术的不断发展，开关电源已经具备了效率高、体积小及成本低的优点，因此，开关电源越来越广泛地被应用于各种电子设备中。特别是在许多LED驱动电源中，开关电源还需要具备恒定电流输出功能；此外，在许多国家和组织所制定的相关标准中，为了降低对电网的污染，还要求LED驱动电源中的开关电源具备高功率因数，这就需要开关电源同时具备功率因数校正功能。
[0003] 为了同时具备高功率因数和恒定电流输出两项功能，现有技术提供了两种开关电源结构，第一种是在开关电源的前级采用功率因数校正电路，后级采用恒流电路，第二种则是在开关电源中采用光耦进行副边反馈的单级功率因数校正与恒流电路。对于上述两种开关电源结构，虽然均能实现高功率因数与恒定电流输出，但第一种开关电源的电路结构复杂、集成度低及成本高，第二种开关电源中所采用的光耦存在老化过快的问题，进而影响开关电源的寿命。
[0004] 综上所述，现有技术存在电路结构复杂、成本高且寿命短的问题。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于提供一种具有高功率因数的开关电源控制器，旨在解决现有技术所存在的电路结构复杂、成本高且寿命短的问题。
[0006] 本发明是这样实现的，一种具有高功率因数的开关电源控制器，所述开关电源控制器内置于包含有反激型变压器的开关电源，所述开关电源控制器具有电流采样端、电压采样端及控制信号输出端；所述电流采样端用于接入所采样到的开关电源的原边电流的缩放信号，所述电压采样端用于接入所采样到的反激型变压器的辅助线圈的电压信号，所述控制信号输出端用于输出控制信号至开关电源的功率开关管的控制端；
[0007] 所述开关电源控制器包括：
[0008] 时钟电路，用于为所述开关电源控制器内部提供具有固定频率的时钟信号；
[0009] 乘法器，输入端接所述电流采样端，用于对所述原边电流的缩放信号进行平方运算处理后输出相应的平方缩放信号；
[0010] 基准信号生成模块，输入端接所述电压采样端，用于对所述反激型变压器的辅助线圈的电压进行采样以获得开关电源的输出电压的缩放信号和与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号，并对所述开关电源的输出电压的缩放信号和所述与开关电源的输入电压同频同相的正弦半波缩放信号作运算处理后输出基准信号；
[0011] 比较器，第一输入端和第二输入端分别接所述乘法器的输出端和所述基准信号生成模块的输出端，用于将所述平方缩放信号与所述基准信号进行比较并输出相应的控制电平信号；
[0012] 数字逻辑处理电路，第一输入端和第二输入端分别接所述时钟电路的输出端和所述比较器的输出端，输出端接所述控制信号输出端，用于根据所述时钟信号对所述控制电平信号进行逻辑处理后输出控制信号控制所述功率开关管的通断；
[0013] 由所述数字逻辑处理电路对所述功率开关管的通断进行多次循环控制以使所述乘法器输出的平方缩放信号与所述基准信号生成模块输出的基准信号呈线性变化关系。
[0014] 本发明的另一目的在于提供一种包括所述开关电源控制器的具有高功率因数的开关电源。
[0015] 在本发明中，通过采用包括所述时钟电路、所述乘法器、所述基准信号生成模块、所述比较器以及所述数字逻辑处理电路的开关电源控制器，在无需光耦进行副边反馈的情况下控制所述功率开关管的通断以调整开关电源的输出电流和功率因数，进而达到控制所述开关电源恒流输出并实现高功率因数的目的，整个开关电源控制器的结构简单且工作寿命长，从而解决了现有技术所存在的电路结构复杂、成本高且寿命短的问题。
附图说明
[0016] 图1是本发明实施例所提供的开关电源的电路示意图；
[0017] 图2是本发明实施例所提供的具有高功率因数的开关电源控制器的结构图；
[0018] 图3是本发明实施例所提供的具有高功率因数的开关电源控制器中正弦半波产生电路的示例电路结构图；
[0019] 图4是本发明实施例所提供的具有高功率因数的开关电源控制器中各参数所对应的波形图。
具体实施方式
[0020] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0021] 在本发明实施例中，通过采用包括时钟电路、乘法器、基准信号生成模块、比较器以及数字逻辑处理电路的开关电源控制器，在无需光耦进行副边反馈的情况下控制功率开关管的通断以调整开关电源的输出电流和功率因数，进而达到控制开关电源恒流输出并实现高功率因数的目的，整个开关电源控制器的结构简单且工作寿命长。
[0022] 图1是本发明实施例中所提供的开关电源的电路示意图，开关电源控制器100内置于包含有反激型变压器T1的开关电源中，该开关电源还包括整流桥BD1、电阻R1、电容C1、二极管D1、电阻R2、电阻R3、功率开关管Q1、电阻R4、整流二极管D2以及电容C2。
[0023] 其中，开关电源控制器100具有电流采样端CS、电压采样端FB及控制信号输出端OUT；电流采样端CS用于接入所采样到的开关电源的原边电流的缩放信号，电压采样端FB用于接入所采样到的反激型变压器T1的辅助线圈的电压信号，控制信号输出端OUT用于输出控制信号至开关电源的功率开关管Q1的控制端。此外，开关电源控制器100还具有电源端VCC和接地端GND。
[0024] 在本发明实施例中，功率开关管Q1为NMOS管，则功率开关管Q1的控制端对应NMOS管的栅极；开关电源的输出电压实际上是负载电压Vout与整流二极管D2的导通压降VD之和，由于整流二极管D2的导通压降很小，可忽略不计，因此，开关电源的输出电压为Vout。
[0025] 该开关电源工作于断续工作模式（Discontinuous Conduction Mode,DCM）中，且开关电源的系统效率η、系统频率f及反激型变压器T1的电感量Lp均是固定不变的。
[0026] 由于工作于断续工作模式的开关电源的输入电流平均值Iin_avg(t)表示为：
[0027]
[0028] 其中，Ipk(t)为反激型变压器T1的初级线圈电流，Ton是功率开关管的导通时间，T是开关电源的工作周期。
[0029] 根据伏秒特性可知：
[0030] Vinmax·|sinωt|·Ton=Lp·Ipk(t) （2）
[0031] 其中，Vinmax为开关电源输入直流电的最大电压值。
[0032] 从方程（1）、（2）可得如下关系式：
[0033]
[0034] 于是，当开关电源的原边电流（即反激型变压器T1的初级线圈电流Ipk(t)）是与开关电源输入直流电的电压Vin（Vin=Vinmax·|sinωt|）同频同相的正弦半波信号时，即：
[0035] Ipk(t)=Ipmax·|sin wt| （4）
[0036] 由关系式（3）和关系式（4）可得开关电源的输入直流电的平均电流Iin_avg(t)：
[0037]
[0038] 同时，开关电源在DCM中的一个开关周期内的输出功率Pout(t)如下式所示：
[0039]
[0040] 且开关电源在一个开关周期内的输出电流的平均值iout(t)为：
[0041]
[0042] 在开关电源的输入交流电Vac为50Hz交流市电（该50Hz交流市电通过整流桥BD1整流后得到开关电源的输入电压Vin，Vin的周期为100Hz）时，开关电源的输出电流的平均值为：
[0043]
[0044] 其中，Tac为50Hz交流市电的工作周期。
[0045] 当开关电源的原边电流（即反激型变压器T1的初级线圈电流Ipk(t)）的最大瞬态峰值Ipmax与输出电压Vout呈线性变化关系时，即：
[0046]
[0047] 其中，k为常数。
[0048] 则结合关系式（5）和关系式（9）可得开关电源的输入直流电的平均电流Iin_avg(t)如下式所示：
[0049]
[0050] 结合关系式（8）和关系式（9）可得输出平均电流Iout_avg如下式所示：
[0051]
[0052] 由于反激型变压器T1的电感量Lp、系统频率f（系统周期T=1/f）及系统效率η均为开关电源的固定系统参数，所以从关系式（10）可知，当输出电压Vout不变，且开关电源的原边电流Ipk(t)与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波信号时，开关电源具有高功率因数，且关系式（11）可知，在开关电源的原边电流的最大瞬态峰值Ipmax与输出电压Vout呈线性变化关系时，开关电源的输出电流恒定。
[0053] 从关系式（4）和关系式（9）可得：
[0054]
[0055] 因此，只要开关电源的原边电流Ipk(t)与输出电压Vout满足关系式（12），则能够实现开关电源的原边电流Ipk(t)是与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波信号，且开关电源的原边电流的最大瞬态峰值Ipmax与输出电压Vout呈线性变化关系，从而达到保证开关电源具备高功率因数和恒定电流输出。
[0056] 以下对本发明实施例所提供的开关电源控制器的结构及其实现开关电源的原边电流Ipk(t)是与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波信号，且开关电源的原边电流的最大瞬态峰值Ipmax与输出电压Vout呈线性变化关系的工作原理进行详细描述。
[0057] 图2示出了本发明实施例所提供的具有高功率因数的开关电源控制器的结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：
[0058] 具有高功率因数的开关电源控制器100包括：
[0059] 时钟电路110，用于为开关电源控制器100内部提供具有固定频率的时钟信号Fosc，时钟信号Fosc的频率等于系统频率f；
[0060] 乘法器120，输入端接电流采样端CS，用于对开关电源的原边电流Ipk(t)的缩放信号进行平方运算处理后输出相应的平方缩放信号
[0061] 基准信号生成模块130，输入端接电压采样端FB，用于对反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va进行采样以获得开关电源的输出电压的缩放信号和与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波缩放信号，并对开关电源的输出电压的缩放信号和与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波缩放信号作运算处理后输出基准信号Sref；
[0062] 比较器140，第一输入端和第二输入端分别接乘法器102的输出端和基准信号生成模块130的输出端，用于将乘法器120输出的平方缩放信号 与基准信号生成模块130输出的基准信号Sref进行比较并输出相应的控制电平信号；
[0063] 数字逻辑处理电路150，第一输入端和第二输入端分别接时钟电路110的输出端和比较器140的输出端，输出端接控制信号输出端OUT，用于根据时钟电路110输出的时钟信号Fosc对比较器140输出的控制电平信号进行逻辑处理后输出控制信号控制功率开关管Q1的通断；
[0064] 由数字逻辑处理电路150对功率开关管Q1的通断进行多次循环控制以使乘法器120输出的平方缩放信号 与基准信号生成模块130输出的基准信号Sref呈线性变化关系。
[0065] 进一步地，基准信号生成模块130包括：
[0066] 输出电压采样电路131、正弦半波产生电路132、第一乘法器133及第二乘法器134；
[0067] 输出电压采样电路131的输入端和正弦半波产生电路132的输入端共接形成基准信号生成模块130的输入端，输出电压采样电路131的输出端接第二乘法器134的第一输入端，正弦半波产生电路132的输出端接第一乘法器133的输入端，第一乘法器133的输出端接第二乘法器134的第二输入端，第二乘法器134的输出端为基准信号生成模块130的输出端；
[0068] 输出电压采样电路131用于当功率开关管Q1截止时，对反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va进行采样以输出开关电源的输出电压的缩放信号M1·Vout；
[0069] 正弦半波产生电路132用于当功率开关管Q1导通时，对反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va（即辅助线圈的第一端1相对于第二端2的电压）或电流IA进行采样并生成与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波缩放信号M2·|sinωt|；
[0070] 第一乘法器133用于对正弦半波产生电路132所输出的与开关电源的输入电压Vin同频同相的正弦半波缩放信号M2·|sinωt|进行平方运算处理后输出正弦半波平方信号2
M3·|sinωt| ；
[0071] 第二乘法器134用于将输出电压采样电路131输出的开关电源的输出电压的缩放2
信号M1·Vout与第一乘法器133输出的正弦半波平方信号M3·|sinωt| 进行乘积运算后获
2
得基准信号Sref，即Sref=M4·Vout·|sinωt|，其中M4=M1·M3。
[0072] 以下结合工作原理对本发明实施例所提供的具有高功率因数的开关电源控制器作进一步说明：
[0073] 当时钟电路110所输出的时钟信号的上升沿（或下降沿）到来时，数字逻辑处理电路150会输出高电平驱动功率开关管Q1的导通，随着功率开关管Q1的导通，反激型变压器2
T1的初级线圈的电流会从零逐渐增大。当 大于M4·Vout·|sinωt| 时，数字逻辑处理电路150会输出低电平控制功率开关管Q1截止，进而达到逐步减小 的目
2
的，使 趋近于M4·Vout·|sinωt|。通过对功率开关管Q1的多次通断循环控制，
2
使 等于M4·Vout·|sinωt|，即：
[0074]
[0075] 其中，M0、M1、M2、M3及M4均为正数。
[0076] 从关系式（13）中开关电源的原边电流Ipk(t)与输出电压Vout的关系可知，关系式（13）与前述的关系式（12）是一致的，因此，在关系式（12）成立（即当 和2
M4·Vout·|sinωt| 满足关系式（13）的相等关系）时，则表明开关电源的原边电流Ipk(t)是与输入同频同相的正弦半波信号，且开关电源的原边电流的最大瞬态峰值Ipmax与输出电压Vout呈线性变化关系，进而使前述的关系式（10）和关系式（11）成立，从而使开关电源具备高功率因数且输出电流恒定。
[0077] 更进一步地，如图3所示，正弦半波产生电路132包括：
[0078] 误差运算放大器OPA、NMOS管Q2、PMOS管Q3、PMOS管Q4、电阻R5、NMOS管Q5及电容C3；
[0079] 误差运算放大器OPA的反相输入端与NMOS管Q2共接形成正弦半波产生电路132的输入端，误差运算放大器OPA的同相输入端与NMOS管Q2的衬底均接地，NMOS管Q2的栅极接误差运算放大器OPA的输出端，NMOS管Q2的栅极接PMOS管Q3的漏极，PMOS管Q3的漏极与栅极共接后再与PMOS管Q4的栅极连接，PMOS管Q3的源极与衬底的共接点与PMOS管Q4的源极与衬底的共接点相连后再与开关电源控制器100的电源端VCC连接，PMOS管Q4的漏极同时与电阻R5的第一端及NMOS管Q5的源极连接，电阻R5的第二端接地，NMOS管Q5的栅极接开关电源控制器100的控制信号输出端OUT，NMOS管Q5的漏极为正弦半波产生电路132的输出端，电容C3连接于NMOS管Q5的漏极与地之间。
[0080] 在开关电源中，当功率开关管Q1导通时，反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va与开关电源的输入电压Vin的关系式如下：
[0081]
[0082] 当功率开关管Q1截止时，反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va与输出电压Vout的关系式如下：
[0083]
[0084] 其中，Np、Ns及Na分别为反激型变压器T1的初级线圈匝数、次级线圈匝数及辅助线圈匝数。
[0085] 在正弦半波产生电路132中，NMOS管Q2作为开关管检测电流采样端FB是否有电流进入；PMOS管Q3和PMOS管Q4构成电流镜，将PMOS管Q3所在支路的电流IF镜像至PMOS管Q4所在支路，使IF等于IS；电阻R5将IS转化成电压VS（即VS=IS·R5）；NMOS管Q5与电容C3构成开关电容滤波电路，用于对电压VS进行采样保持，其中，NMOS管Q5由控制信号输出端Vout所输出的控制信号触发导通。
[0086] 当功率开关管Q1导通时，反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va为负，此时，根据关系式（5）可得到Va的波形如图4所示。此时，由于有电流进入电流采样端FB，根据误差运算放大器的虚短虚断的工作原理，误差运算放大器OPA的同相输入端的电压与反相输入端的电压相等，于是，电流采样端FB的电压VFB为0，反激型变压器T1的辅助线圈的电流又因为电阻R3两端电位均为0，则IF=IA，由于IS=IF（IF的波形如图4所示），进而使 （VS的波形如图4所示）。
[0087] 当功率开关管Q1截止时，反激型变压器T1的辅助线圈的电压Va为正，此时电流采样端FB的电压VFB（VFB如图4所示， ）会远高于0V，则NMOS管Q2无电流通过，误差运算放大器OPA处于失真状态，于是，电流采样端FB无电流进入，IF为
0，则VS为0。通过NMOS管Q5和电容C3在功率开关管Q1交替通断的过程中对VS进行采样保持后形成与Vin（Vin=Vinmax·|sinωt|）同频同相的正弦半波缩放信号M2·|sinωt|，其波形如图4中Vsin所示。
[0088] 在本发明另一实施例中，电阻R4和功率开关管Q1还可以集成于开关电源控制器100中。
[0089] 本发明实施例还提供了一种包括上述开关电源控制器的具有高功率因数的开关电源。
[0090] 在本发明实施例中，通过采用包括时钟电路、乘法器、基准信号生成模块、比较器以及数字逻辑处理电路的开关电源控制器，在无需光耦进行副边反馈的情况下控制功率开关管的通断以调整开关电源的输出电流和功率因数，进而达到控制开关电源恒流输出并实现高功率因数的目的，整个开关电源控制器的结构简单且工作寿命长，从而解决了现有技术所存在的电路结构复杂、成本高且寿命短的问题。
[0091] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
