本发明公开了一种三相升降压功率因数校正变换器。本发明的三相升降压功率因数校正变换器包含三个独立的单相升降压功率因数校正电路，可分别对三相电的每一相进行功率因数校正，所述单相升降压功率因数校正电路由两个分别在输入电压正、负半周独立工作的单相升降压变换器组成，这两个单相升降压变换器在输入侧并联，输出侧串联，每一个单相升降压变换器均由前端的升压电路与后端的降压电路级联而成。相比现有技术，不论是在Boost模式，还是在Buck模式下，均可降低器件的导通损耗，有效提高整个系统的效率。
分别接收三相电压的其中一相电压的第一、第二、第三单相功率因数校正电路，第一输出电容，第二输出电容，以及一条中性线；所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路分别包含一中性点、一输入端、一第一输出端及一第二输出端；第一输出电容的一极与所述三个中性点连接，另一极与所述三个第一输出端连接；第二输出电容的一极与所述三个中性点连接，另一极与所述三个第二输出端连接；所述三个中性点均与所述中性线连接；
其特征在于，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均由两个分别在输入电压正、负半周独立工作的单相升降压变换器组成，在输入电压正半周独立工作的单相升降压变化器为上半支路，在输入电压负半周工作的单相升降压变换器为下半支路，这两个单相升降压变换器在输入侧并联，输出侧串联，每一个单相升降压变换器均由前端的升压电路与后端的降压电路级联而成；
所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：
第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第六二极管的阴极和第五二极管的阳极均与中性点连接，第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端与第五二极管的阴极连接，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端与第六二极管的阳极连接，所述第一或第二或第三单相功率因数校正电路的输入电压在正半周内，单相升降压变换器上半支路处于工作状态，
所述第一或第二或第三单相功率因数校正电路的输入电压小于所述上半支路的输出电压时，上半支路工作于Boost模式，第三开关管处于恒导通状态，第五二极管处于截止状态，第一开关管处于PWM开关工作状态：第一开关管导通期间，第三二极管和第五二极管截止，第一开关管关断期间，第三二极管导通，第五二极管截止，所述第一或第二或第三单相功率因数校正电路的输入电压大于所述上半支路的输出电压时，上半支路工作于Buck模式，第一开关管S1处于恒关断状态，第三二极管恒导通，第三开关管处于PWM开关工作状态：第三开关管导通期间，交流电源直接向负载侧传输功率，第五二极管截止，第三开关管关断期间，第五二极管续流；
第一或第二或第三单相功率因数校正电路的输入电压在负半周内，变换器下半支路处于工作状态，具体工作模式为：
所述第一或第二或第三单相功率因数校正电路的输入电压小于所述下半支路的输出电压时，下半支路工作于Boost模式，第四开关管处于恒导通状态，第二开关管处于PWM开关工作状态：第二开关管导通期间，第四二极管和第六二极管截止；第二开关管关断期间，第四二极管导通，第六二极管截止，所述第一或第二或第三单相功率因数校正电路的输入电压大于所述下半支路的输出电压时，上半支路工作于Buck模式，第二开关管处于恒关断状态，第四开关管处于PWM开关工作状态：第四开关管导通期间，第六二极管截止，第四开关管关断期间，第六二极管续流。
2.如权利要求1所述三相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：第一至第四电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与第一输出端连接，第三电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第四电感的一端与第二输出端连接，第四电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
3.如权利要求2所述三相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一电感和第二电感磁路耦合。
4.如权利要求1所述三相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与第一输出端连接，第二电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第三电感的一端与第二输出端连接，第三电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
5.如权利要求1所述三相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与中性点连接，第三电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
6.如权利要求5所述三相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一电感和第二电感磁路耦合。
7.如权利要求1所述三相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：第一电感、第二电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与中性点连接，第二电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
一单相功率因数校正电路，第一输出电容，第二输出电容，以及一条中性线；所述单相升降压功率因数校正电路包含一中性点、一输入端、一第一输出端及一第二输出端；第一输出电容的一极与所述中性点连接，另一极与所述第一输出端连接；第二输出电容的一极与所述中性点连接，另一极与所述第二输出端连接；第二输入端与所述中性点连接；
其特征在于，所述单相升降压功率因数校正电路由两个分别在输入电压正、负半周独立工作的单相升降压变换器组成，在输入电压正半周独立工作的单相升降压变化器为上半支路，在输入电压负半周工作的单相升降压变换器为下半支路，这两个单相升降压变换器在输入侧并联，输出侧串联，每一个单相升降压变换器均由前端的升压电路与后端的降压电路级联而成；
第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第六二极管的阴极和第五二极管的阳极均与中性点连接；
第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端与第五二极管的阴极连接，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端与第六二极管的阳极连接；
所述单相功率因数校正电路的输入电压在正半周内，单相升降压变换器上半支路处于工作状态，
所述单相功率因数校正电路的输入电压小于所述上半支路的输出电压时，上半支路工作于Boost模式，第三开关管处于恒导通状态，第五二极管处于截止状态，第一开关管处于PWM开关工作状态：第一开关管导通期间，第三二极管和第五二极管截止，第一开关管关断期间，第三二极管导通，第五二极管截止，所述单相功率因数校正电路的输入电压大于所述上半支路的输出电压时，上半支路工作于Buck模式，第一开关管S1处于恒关断状态，第三二极管恒导通，第三开关管处于PWM开关工作状态：第三开关管导通期间，交流电源直接向负载侧传输功率，第五二极管截止，第三开关管关断期间，第五二极管续流；
所述单相功率因数校正电路的输入电压在负半周内，变换器下半支路处于工作状态，具体工作模式为：
所述单相功率因数校正电路的输入电压小于所述下半支路的输出电压时，下半支路工作于Boost模式，第四开关管处于恒导通状态，第二开关管处于PWM开关工作状态：第二开关管导通期间，第四二极管和第六二极管截止；第二开关管关断期间，第四二极管导通，第六二极管截止，所述单相功率因数校正电路的输入电压大于所述下半支路的输出电压时，上半支路工作于Buck模式，第二开关管处于恒关断状态，第四开关管处于PWM开关工作状态：第四开关管导通期间，第六二极管截止，第四开关管关断期间，第六二极管续流。
9.如权利要求8所述单相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述单相功率因数校正电路包含：
第一至第四电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与第一输出端连接，第三电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第四电感的一端与第二输出端连接，第四电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
10.如权利要求9所述单相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一电感和第二电感磁路耦合。
11.如权利要求8所述单相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述单相升降压功率因数校正电路包含：
第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与第一输出端连接，第二电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第三电感的一端与第二输出端连接，第三电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
12.如权利要求8所述单相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述单相升降压功率因数校正电路包含：
第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与中性点连接，第三电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
13.如权利要求12所述单相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一电感和第二电感磁路耦合。
14.如权利要求8所述单相升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述单相升降压功率因数校正电路包含：
第一电感、第二电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与中性点连接，第二电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
三相升降压功率因数校正变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及一种三相升降压功率因数校正变换器（Boost-Buck PFC Converter），尤其涉及一种利用三个独立单相升降压功率因数校正电路的变换器。
背景技术
[0002] 近20年来，电力电子技术得到了快速发展，各类电力电子装置在化工、通信等领域得到了广泛应用，其中整流器是最为典型的一种。传统的整流器包括二极管整流和采用晶闸管的相控整流，作为典型的非线性电路，工作过程中，整流器的输入电流将含有大量谐波成分，这给公用电网造成了严重的谐波污染。PFC变换器可以大幅降低输入电流的谐波含量，实现单位功率因数整流，得到了各国学者的广泛关注。
[0003] 目前，具有升压功能的单相Boost型PFC变换器得到了广泛应用。该方案具有电路结构简单，输入电流连续，滤波器体积较小等方面的优势，但适用范围有限，即仅适用于输出电压大于输入电压峰值的场合。而在某些场合下，输出电压是小于输入电压峰值的，这意味着，一个基波周期内，变换器既有工作在Boost模式的阶段，也有工作于Buck模式的阶段，因此，既能工作于Boost模式，又能工作于Buck模式的PFC变换器成了近年来国内外学者研究的热点之一。
[0004] 图1为传统单相Buck-Boost PFC变换器电路拓扑，通过控制开关管S1或S2可使变换器工作在Buck或Boost工作模式，S1恒导通，S2处于PWM开关状态时，变换器处于Boost工作模式，S2恒关断，S1处于PWM开关状态时，变换器处于Buck工作模式。该电路为单相Buck-Boost变换器，仅适用于小功率场合。
[0005] 图2为一种现有的两级式三相Buck-Boost PFC变换器，该变换器由前级三相Buck PFC变换器和后级Boost升压电路构成，为三相三线制结构。该电路三相输入电流相互耦合，控制较为复杂，不利于降低输入电流的总谐波失真（Total Harmonic Distortion： THD）。
[0006] 图3为一种现有的三相四线制结构的三电平三相Buck-Boost PFC变换器。对于每相支路，在电源电压正、负半周内各有半个支路处于工作状态，具体的工作模式（Buck或Boost工作模式）由输入电压与输出电压之间的相对大小关系确定：当相电压极性为正时，每相电路的上半支路处于工作状态，此时，如果相电压大于输出电压，则上半支路工作于Buck模式，否则工作于Boost模式；当相电压极性为负时，每相电路的下半支路处于工作状态，此时，如果相电压绝对值大于输出电压，则下半支路工作于Buck模式，否则工作于Boost模式。该电路有效解决了上述现有技术所存在的应用范围窄、控制复杂的缺陷，且有利于降低电路中的总谐波失真。但根据该电路拓扑可以看出，在Buck工作模式下，任意时刻都有两个二极管存在导通损耗，而传统Buck PFC在开关管关断期间仅有一个二极管存在导通损耗，因此，使用图3所示拓扑的话，Buck工作模式所占的比例越多，则二极管导通损耗导致的系统损耗越大，将显著降低系统效率，Boost工作模式下，电感储能阶段有一个二极管存在导通损耗，而在续流阶段存在两个二极管存在导通损耗，而传统Boost PFC变换器在续流阶段也只有一个二极管存在导通损耗，这也降低了变换器的效率。
发明内容
[0007] 本发明所要解决的技术问题在于提供一种三相升降压功率因数校正变换器，以解决现有技术所存在的系统损耗较大的问题。
[0008] 本发明采用以下技术方案来解决上述技术问题：
[0009] 一种三相升降压功率因数校正变换器，包括：
[0010] 分别接收三相电压的其中一相电压的第一、第二、第三单相功率因数校正电路，第一输出电容，第二输出电容，以及一条中性线；所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路分别包含一中性点、一输入端、一第一输出端及一第二输出端；第一输出电容的一极与所述三个中性点连接，另一极与所述三个第一输出端连接；第二输出电容的一极与所述三个中性点连接，另一极与所述三个第二输出端连接；所述三个中性点均与所述中性线连接；
[0011] 其特征在于，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均由两个分别在输入电压正、负半周独立工作的单相升降压变换器组成，这两个单相升降压变换器在输入侧并联，输出侧串联，每一个单相升降压变换器均由前端的升压电路与后端的降压电路级联而成。
[0012] 作为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：
[0013] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第六二极管的阴极和第五二极管的阳极均与中性点连接；
[0014] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端与第五开关管的阴极连接，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端与第六二极管的阳极连接；
[0015] 第一至第四电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与第一输出端连接，第三电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第四电感的一端与第二输出端连接，第四电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
[0016] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0017] 进一步地，所述第一电感和第二电感磁路耦合，从而可以减少电路中元器件数量，使电路结构更紧凑。
[0018] 作为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第二优选方案，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：
[0019] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第六二极管的阴极和第五二极管的阳极均与中性点连接；
[0020] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端与第五开关管的阴极连接，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端与第六二极管的阳极连接；
[0021] 第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与第一输出端连接，第二电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第三电感的一端与第二输出端连接，第三电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
[0022] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0023] 作为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：
[0024] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第五二极管的阴极与第一输出端连接，第六二极管的阳极与第二输出端连接，第五二极管的阳极与第六二极管的阴极连接；
[0025] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端接入第五开关管的阴极与第一输出端之间的连线，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端接入第六二极管的阳极与第二输出端的连线；
[0026] 第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与中性点连接，第三电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
[0027] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0028] 进一步地，所述第一电感和第二电感磁路耦合。
[0029] 作为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第四优选方案，所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路均包含：
[0030] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第五二极管的阴极与第一输出端连接，第六二极管的阳极与第二输出端连接，第五二极管的阳极与第六二极管的阴极连接；
[0031] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端接入第五开关管的阴极与第一输出端之间的连线，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端接入第六二极管的阳极与第二输出端的连线；
[0032] 第一电感、第二电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与中性点连接，第二电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
[0033] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0034] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器可解耦为三个独立的单相升降压功率因数校正变换器，因此根据本发明思路，还可得到一种单相升降压功率因数校正变换器，包括：
[0035] 一单相功率因数校正电路，第一输出电容，第二输出电容，以及一条中性线；所述单相升降压功率因数校正电路包含一中性点、一输入端、一第一输出端及一第二输出端；第一输出电容的一极与所述中性点连接，另一极与所述第一输出端连接；第二输出电容的一极与所述中性点连接，另一极与所述第二输出端连接；第二输入端与所述中性点连接；
[0036] 其特征在于，所述单相升降压功率因数校正电路由两个分别在输入电压正、负半周独立工作的单相升降压变换器组成，这两个单相升降压变换器在输入侧并联，输出侧串联，每一个单相升降压变换器均由前端的升压电路与后端的降压电路级联而成。
[0037] 作为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案，所述单相功率因数校正电路包含：
[0038] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第六二极管的阴极和第五二极管的阳极均与中性点连接；
[0039] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端与第五开关管的阴极连接，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端与第六二极管的阳极连接；
[0040] 第一至第四电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与第一输出端连接，第三电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第四电感的一端与第二输出端连接，第四电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
[0041] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0042] 进一步地，所述所述第一电感和第二电感磁路耦合。
[0043] 作为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第二优选方案，所述单相功率因数校正电路包含：
[0044] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第六二极管的阴极和第五二极管的阳极均与中性点连接；
[0045] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端与第五开关管的阴极连接，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端与第六二极管的阳极连接；
[0046] 第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与第一输出端连接，第二电感的另一端与第三开关管的第一端连接，第三电感的一端与第二输出端连接，第三电感的另一端与第四开关管的第二端连接；
[0047] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0048] 作为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案，所述单相功率因数校正电路包含：
[0049] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第五二极管的阴极与第一输出端连接，第六二极管的阳极与第二输出端连接，第五二极管的阳极与第六二极管的阴极连接；
[0050] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端接入第五开关管的阴极与第一输出端之间的连线，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端接入第六二极管的阳极与第二输出端的连线；
[0051] 第一至第三电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端接入第一二极管的阳极与第三二极管的阳极之间的连线，第二电感的一端与输入端连接，第二电感的另一端接入第二二极管的阴极与第四二极管的阴极之间的连线，第三电感的一端与中性点连接，第三电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
[0052] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0053] 进一步地，所述所述所述第一电感和第二电感磁路耦合。
[0054] 作为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第四优选方案，所述单相功率因数校正电路包含：
[0055] 第一至第六二极管，其中第一二极管的阳极与第三二极管的阳极连接，第二二极管的阴极与第四二极管的阴极连接，第五二极管的阴极与第一输出端连接，第六二极管的阳极与第二输出端连接，第五二极管的阳极与第六二极管的阴极连接；
[0056] 第一至第四开关管，每一开关管具有一第一端与一第二端，其中第一开关管的第一端、第二开关管的第二端均与中性点连接，第一开关管的第二端与第一二极管的阴极连接，第二开关管的第一端与第二二极管的阳极连接，第三开关管的第一端接入第五开关管的阴极与第一输出端之间的连线，第三开关管的第二端与第三二极管的阴极连接，第四开关管的第一端与第四二极管的阳极连接，第四开关管的第二端接入第六二极管的阳极与第二输出端的连线；
[0057] 第一电感、第二电感，其中第一电感的一端与输入端连接，第一电感的另一端分别接入第一二极管与第三二极管的阳极之间的连线以及第二二极管与第四二极管的阴极之间的连线，第二电感的一端与中性点连接，第二电感的另一端接入第五二极管的阳极与第六二极管的阴极之间的连线；
[0058] 第一、第二滤波电容，其中第一滤波电容的一端接入第三开关管的第二端与第三二极管的阴极之间的连线，第一滤波电容的另一端与中性点连接，第二滤波电容的一端接入第四开关管的第一端与第四二极管的阳极之间的连线，第二滤波电容的另一端与中性点连接。
[0059] 本发明涉及的三相升降压功率因数校正变换器包含三个独立的单相升降压功率因数校正电路，可分别对三相电的每一相进行功率因数校正，所述单相升降压功率因数校正电路由两个分别在输入电压正、负半周独立工作的单相升降压变换器组成，这两个单相升降压变换器在输入侧并联，输出侧串联，每一个单相升降压变换器均由前端的升压电路与后端的降压电路级联而成。相比现有技术，不论是在Boost模式，还是在Buck模式下，均可有效降低导通损耗，提高整个系统的效率。
附图说明
[0060] 图1为传统单相Buck-Boost PFC变换器电路图；
[0061] 图2为一种现有的两级式三相Buck-Boost PFC变换器的电路图；
[0062] 图3为一种现有的三相四线制结构的三电平三相Buck-Boost PFC变换器电路图；
[0063] 图4为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案的电路图；
[0064] 图5为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案的改进的电路图；
[0065] 图6本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第二优选方案的电路图；
[0066] 图7本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案的电路图；
[0067] 图8为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案的改进的电路图；
[0068] 图9为本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第四优选方案的电路图；
[0069] 图10为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案的电路图；
[0070] 图11为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案的改进的电路图；
[0071] 图12为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第二优选方案的电路图；
[0072] 图13为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案的电路图；
[0073] 图14为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案的改进的电路图；
[0074] 图15为为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第四优选方案的电路图；
[0075] 图16为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案的分解示意图；
[0076] 图17为本发明的单相升降压功率因数校正变换器在电源电压正半周期间的Boost工作模式示意图，其中图（a）为S1导通期间工作状态示意图，图 (b)为S1关断期间工作状态示意图；
[0077] 图18为本发明的单相升降压功率因数校正变换器在电源电压正半周期间的Buck工作模式示意图，其中图（a）为S3导通期间工作状态示意图，图 (b)为S3关断期间工作状态示意图；
[0078] 图19为本发明的单相升降压功率因数校正变换器在电源电压负半周期间的Boost工作模式示意图，其中图（a）为S2导通期间工作状态示意图，图 (b)为S2关断期间工作状态示意图；
[0079] 图20为本发明的单相升降压功率因数校正变换器在电源电压负半周期间的Buck工作模式示意图，其中图（a）为S4导通期间工作状态示意图，图 (b)为S4关断期间工作状态示意图；
[0080] 图21为本发明的单相升降压功率因数校正变换器的控制框图，其中Qs1—Qs4分别为开关管S1—S4的门极驱动信号。
具体实施方式
[0081] 下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：
[0082] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器，包括三个独立的单相升降压功率因数校正电路，所述单相升降压功率因数校正电路均由前端的升压电路与后段的降压电路级联而成，即为单相Boost-Buck PFC电路。
[0083] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案，如图4所示，包括分别接收三相电压（Va、Vb、Vc）的其中一相电压的第一、第二、第三单相功率因数校正电路，第一输出电容Co1，第二输出电容Co2，以及一条中性线N；所述第一、第二、第三单相升降压功率因数校正电路分别包含一中性点、一输入端、一第一输出端及一第二输出端；第一输出电容Co1的一极与所述三个中性点连接，另一极与所述三个第一输出端连接；第二输出电容Co2的一极与所述三个中性点连接，另一极与所述三个第二输出端连接；所述三个中性点均与所述中性线连接；还包括二极管Da1-Da6、Db1-Db6、Dc1-Dc6，开关管Sa1-Sa4、Sb1-Sb4、Sc1-Sc4，电感La1-La4、Lb1-Lb4、Lc1-Lc4，以及滤波电容Ca1-Ca2、Cb1-Cb2、Cc1-Cc2，其连接方式如图4所示。
[0084] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案改进的方案如附图5所示，电感La1与La2、Lb1与Lb2、Lc1与Lc2磁路耦合，即两个电感共用同一磁芯，其余部分与图4相同。
[0085] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第二优选方案如附图6所示，其中电感La1，Lb1，Lc1分别取代了图4电路中的La1、La2，Lb1、Lb2，Lc1、Lc2，从而使得整个电路更精简，所用的元器件更少，具体连接方式如图所示。电路其余部分与图4相同。
[0086] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第三优选方案如附图7所示，其中电感La3，Lb3，Lc3分别取代了图4电路中的La3、La4，Lb3、Lb4，Lc3、Lc4，从而使得整个电路更精简，所用的元器件更少，具体连接方式如图所示。电路其余部分与图4相同。
[0087] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第一优选方案改进的方案如附图8所示，电感La1与La2、Lb1与Lb2、Lc1与Lc2磁路耦合，即两个电感共用同一磁芯，其余部分与图7相同。
[0088] 本发明的三相升降压功率因数校正变换器的第四优选方案如附图9所示，其中电感La1，Lb1，Lc1分别取代了图4中的的La1、La2，Lb1、Lb2，Lc1、Lc2，电感La2，Lb2，Lc2分别取代了图4电路中的La3、La4，Lb3、Lb4，Lc3、Lc4，从而进一步精简了电路结构，其具体连接方式如图9所示。电路其余部分与图4相同。
[0089] 图4-图9的电路均可解耦为三个独立的单相升降压功率因数校正变换器，从而可得到一种单相升降压功率因数校正变换器，包括：
[0090] 一单相功率因数校正电路，第一输出电容，第二输出电容，以及一条中性线；所述单相升降压功率因数校正电路包含一中性点、一输入端、一第一输出端及一第二输出端；第一输出电容的一极与所述中性点连接，另一极与所述第一输出端连接；第二输出电容的一极与所述中性点连接，另一极与所述第二输出端连接；第二输入端与所述中性点连接；所述单相升降压功率因数校正电路由前端的升压（Boost）电路与后段的降压（Buck）电路级联而成，即该单相升降压功率因数校正电路为Boost-Buck PFC电路。
[0091] 类似的，可得到本发明的单相升降压功率因数校正变换器的6种优选方案，分别如图10-图15所示。
[0092] 由于本发明的三相升降压功率因数校正变换器可解耦为三个本发明的单相升降压功率因数校正变换器，其基本原理及工作过程完全相同，因此下面仅以图10所示的单相升降压功率因数校正变换器为例来说明本发明的三相升降压功率因数校正变换器及单相升降压功率因数校正变换器的原理及其工作过程。
[0093] 图10中的单相升降压功率因数校正变换器可分解为两个对称支路，如图16所示，即实线连接的上半支路和虚线连接的下半支路，而且上、下支路中元器件数目和型号完全一样。以上半支路为例，电路中包含两个电感L1和L3，两个开关管S1和S3，三个二极管D1、D3和D5，以及两个滤波电容C1和Co1。
[0094] 令输入电压为 ，输出电容Co1和Co2两端的电压分别为 和 ，则该变换器工作过程可描述如下：
[0095] 1） 时，即输入电压正半周内，单相升降压变换器上半支路处于工作状态，具体工作模式可表述为：
[0096] 时，上半支路工作于Boost模式，此阶段，开关管S3处于恒导通状态，二极管D5处于截止状态，开关管S1处于PWM开关工作状态：S1导通期间电感L1储能，电感电流 增大，二极管D3和D5截止，电流通路如图17(a)所示；S1关断期间，二极管D3导通，D5截止，电流通路如图17(b)所示。
[0097] 时，上半支路工作于Buck模式，此阶段，开关管S1处于恒关断状态，二极管D3恒导通，开关管S3处于PWM开关工作状态：S3导通期间，交流电源直接向负载侧传输功率，二极管D5截止，电流通路如图18(a)所示；S3关断期间，电感L3通过二极管D5续流，电流通路如图18(b)所示。
[0098] 2） 时，即输入电压负半周内，变换器下半支路处于工作状态，具体工作模式为：
[0099] 时，下半支路工作于Boost模式，此阶段，开关管S4处于恒导通状态，开关管S2处于PWM开关工作状态：S2导通期间，电感电流 增大，二极管D4和D6截止，电流通路如图19(a)所示；S2关断期间，二极管D4导通，D6截止，电流通路如图19(b)所示。
[0100] 时，上半支路工作于Buck模式，此阶段，开关管S2处于恒关断状态，开关管S4处于PWM开关工作状态：S4导通期间，交流电源直接向负载侧传输功率，电感电流的绝对值增大，二极管D6截止，电流通路如图20(a)所示；S4关断期间，电感L4通过二极管D6续流，给输出电容Co2充电，电流通路如图20(b)所示。
[0101] 图21为图10的单相升降压功率因数校正变换器的控制框图，采用了电压外环和电流内环的双环控制结构。为将输出电压控制在给定值，并实现输入侧的功率因数校正，需采样输出电压、输入侧电感电流，另外，为了协助分配开关控制脉冲，并产生输入电流的参考信号，还需要对电源电压进行采样，具体控制原理如下：
[0102] 首先，采样输出电压，计算输出电压参考 与实际输出之间的差值，并将误差送电压控制器PI_vout，通常为比例-积分控制器，即PI控制器，然后将电压控制器的输出与输入电压采样值相乘，从而得到输入电流参考信号 ；再将电流参考与输入电流采样值求差，并进行PI运算，控制器的输出即可作为调制波，最后，调制波与载波交截产生控制脉冲。
[0103] 相比现有技术，本发明的三相及单相升降压功率因数校正变换器可有效提高系统效率。下面以电源电压正半周期的A相支路为例，将本发明的三相升降压功率因数校正变换器（图4所示）与图3所示的电路进行比较分析。
[0104] Boost工作模式下（图3中的Sa1恒导通，图4中的Sa3恒导通）：
[0105] 对于图3所示的电路，开关管Sa3导通期间，开关管Sa1、Sa3和二极管Ba1存在导通损耗；对于图4所示电路，开关管Sa1导通期间，开关管Sa1、Sa3和二极管Da1存在导通损耗。因此，这一过程中，两个电路涉及导通损耗的开关管类型和数量都对应相等，导通损耗并无太大差别。
[0106] 对于图3所示电路，当Sa3关断后，二极管Da1、Da3存在导通损耗；对于图4所示的电路，当Sa1关断后，二极管Da3和开关管Sa3存在导通损耗。因此，这一过程中，虽然两个电路涉及导通损耗的开关器件数量相等，但图4电路中涉及的是一只开关管和一只二极管，而图3拓扑涉及的两只皆为二极管，而通常情况下，二极管的通态电阻要比开关管的通态电阻大，所以在流过同等电流情况下，二极管的导通损耗比开关管的大，故这一过程中图4所示的电路可以实现更高的效率。
[0107] Buck工作模式下（图3电路中Sa3恒关断，图4电路中Sa1恒关断）：
[0108] 对于图3所示的电路，Sa1导通期间，开关管Sa1和二极管Ba1、Da3存在导通损耗；而对于图4所示电路，Sa3导通期间，仅有开关管Sa3和二极管Da3存在导通损耗。因此，这一过程中，与图3所示电路相比，图4所示电路拓扑减少了一个二极管的导通损耗，可以实现更高的效率。
[0109] 对于图3所示的电路，Sa1关断期间，二极管Da1、Da3存在导通损耗；对于图4所示的电路，Sa3关断期间，二极管Da3、Da5存在导通损耗。因此，这一过程中，两个电路涉及导通损耗的开关器件数目和类型都相等，导通损耗并无太大差别。
[0110] 通过上面的分析可以看出，不论是在Boost工作模式，还是在Buck工作模式下，图4所示电路拓扑都可以实现更高的效率，这在大容量UPS电源系统中具有重要意义。
