一种电机转矩纹波抑制方法

摘要

本发明公开了一种电机转矩纹波抑制方法，获取两相导通模式下第一参考电流和换相模式下第二参考电流；在两相导通模式下采用单开关斩波模式，控制绕组电流对第一参考电流的跟踪，实现对低频转矩纹波的抑制；在低速模式下，采用第一换相控制策略控制非换相绕组电流对第二参考电流的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；在高速模式下，采用第二换相控制策略控制非换相绕组电流对第二参考电流的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；通过单开关斩波模式设计第一电流控制器；第一换相控制策略设计第二电流控制器；第二换相控制策略设计第三电流控制器；根据运行模式切换到第一电流控制器，第二电流控制器或第三电流控制器。

权利要求

1.一种电机转矩纹波抑制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：(1)获取无刷直流电机以及逆变器的等效电路图，三相定子绕组的电压方程；

(2)获取两相导通模式下第一参考电流 和换相模式下第二参考电流(3)在两相导通模式下采用单开关斩波模式，控制绕组电流对所述第一参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波的抑制；

(4)在低速模式下，采用两相开关控制模式的第一换相控制策略控制非换相绕组电流对所述第二参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；

(5)在高速模式下，采用三相开关控制模式的第二换相控制策略控制非换相绕组电流对所述第二参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；

(6)通过所述单开关斩波模式设计第一电流控制器；通过所述第一换相控制策略设计第二电流控制器；通过所述第二换相控制策略设计第三电流控制器；

(7)根据运行模式切换到所述第一电流控制器，所述第二电流控制器或所述第三电流控制器；

其中，所述单开关斩波模式具体为：

控制逆变器上桥臂开关斩波，下桥臂开关根据转子位置保持导通或者关断状态；

所述第一换相控制策略具体为：

控制非换相绕组对应的开关占空比，换相绕组对应的开关保持导通状态；

所述第二换相控制策略具体为：

控制第一换相绕组对应的开关占空比，第二换相绕组对应的开关和非换相绕组对应的开关都保持导通状态，其中，所述第一换相绕组为电流减小的绕组；所述第二换相绕组为电流增大的绕组。

2.根据权利要求1所述的一种电机转矩纹波抑制方法，其特征在于，所述第一参考电流 具体为：

所述第二参考电流 具体为：

*

其中，ωm为机械角速度，Te 为参考转矩，iz为流过z相绕组的电流；exy=ex-ey，ezy=ez-ey，ex、ey和ez分别表示a,b,c中任意一相的反电动势，且ex、ey和ez不能同时取同一相的反电动势。

3.根据权利要求1所述的一种电机转矩纹波抑制方法，其特征在于，所述通过所述单开关斩波模式设计第一电流控制器具体为：*

定义实际电流与所述第一参考电流i1 之间的第一偏差Δei1为定义所述第一电流控制器的滑模面s1为所述第一电流控制器输出的等效连续控制分量ueq为占空比

其中，ia为流过a相绕组的电流，c1为大于0的常数，k为开关量增益，sgn(s1)表示滑模面s1的符号；Udc为直流母线电压；RN和LN分别为额定电阻和额定电感；eacN为a、c两相线反电动势的额定值。

4.根据权利要求3所述的一种电机转矩纹波抑制方法，其特征在于，所述通过所述第一换相控制策略设计第二电流控制器具体为：*

定义实际电流与所述第二参考电流i2 之间的第二偏差Δei2为定义所述第二电流控制器的滑模面s2为所述第二电流控制器输出的等效连续控制分量ueqL为占空比

其中，ic为流过c相绕组的电流，ecaN为c、a两相线反电动势的额定值；ecbN为c、b两相线反电动势的额定值；sgn(s2)表示滑模面s2的符号。

5.根据权利要求4所述的一种电机转矩纹波抑制方法，其特征在于，所述通过所述第二换相控制策略设计第三电流控制器具体为：*

定义实际电流与所述第二参考电流i2 之间的第二偏差Δei2为定义所述第三电流控制器的滑模面s2为所述第三电流控制器输出的等效连续控制分量ueqH为占空比

6.根据权利要求5所述的一种电机转矩纹波抑制方法，其特征在于，所述根据运行模式切换到所述第一电流控制器，所述第二电流控制器或所述第三电流控制器具体为：

1）判断所述无刷直流电机是否工作在换相模式下，如果是，执行步骤2）；如果否，执行步骤3）；

2）计算当前第二偏差Δei2，然后转到步骤4）；

3）计算当前第一偏差Δei1，切换到所述第一电流控制器，根据所述当前第一偏差Δei1对所述第一电流控制器进行更新，流程结束；

4）判断所述当前第二偏差Δei2是否大于ηTs，如果是，执行步骤5）；如果否，执行步骤

6)；

其中，Ts为控制周期，电流变化率最大值记为η；

5）切换到所述第三电流控制器，根据所述当前第二偏差Δei2对所述第三电流控制器进行更新，流程结束；

6）切换到所述第二电流控制器，根据所述当前第二偏差Δei2对所述第二电流控制器进行更新，流程结束。

说明书

一种电机转矩纹波抑制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电机控制技术以及电力电子技术领域，尤其涉及一种电机转矩纹波抑制方法。

背景技术

[0002] 无刷直流电机由于体积小、功率密度大和控制简单等优点已经在航天航空、汽车电子和家用电器等领域得到了广泛的应用。当无刷直流电机的反电动势为非理想梯形波时，采用传统的控制方法会产生低频转矩纹波；同时在换相过程中，非换相绕组电流不能跟踪参考电流会引起换相转矩纹波。

[0003] 发明人在实现本发明的过程中，发现现有技术中至少存在以下缺点和不足：

[0004] 低频转矩纹波和换相转矩纹波会使无刷直流电机产生噪声和振动，并带来转速波动，降低了无刷直流电机的控制性能。

发明内容

[0005] 本发明提供了一种电机转矩纹波抑制方法，本发明抑制了无刷直流电机的低频转矩纹波和换相转矩纹波，提高了无刷直流电机的控制性能，详见下文描述：

[0006] 一种电机转矩纹波抑制方法，所述方法包括以下步骤：

[0007] (1)获取无刷直流电机以及逆变器的等效电路图，三相定子绕组的电压方程；

[0008] (2)获取两相导通模式下第一参考电流 和换相模式下第二参考电流

[0009] (3)在两相导通模式下采用单开关斩波模式，控制绕组电流对所述第一参考电流的跟踪，实现对低频转矩纹波的抑制；

[0010] (4)在低速模式下，采用两相开关控制模式的第一换相控制策略控制非换相绕组电流对所述第二参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；

[0011] (5)在高速模式下，采用三相开关控制模式的第二换相控制策略控制非换相绕组电流对所述第二参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；

[0012] (6)通过所述单开关斩波模式设计第一电流控制器；通过所述第一换相控制策略设计第二电流控制器；通过所述第二换相控制策略设计第三电流控制器；

[0013] (7)根据运行模式切换到所述第一电流控制器，所述第二电流控制器或所述第三电流控制器。

[0014] 所述第一参考电流 具体为：

[0015]

[0016] 所述二参考电流 具体为：

[0017]*

[0018] 其中，ωm为机械角速度，Te 为参考转矩，iz为流过z相绕组的电流；exy=ex-ey，ezy=ez-ey，ex、ey和ez分别表示a,b,c中任意一相的反电动势，且ex、ey和ez不能同时取同一相的反电动势。

[0019] 所述单开关斩波模式具体为：

[0020] 控制逆变器上桥臂开关斩波，下桥臂开关根据转子位置保持导通或者关断状态.[0021] 所述第一换相控制策略具体为：

[0022] 控制非换相绕组对应的开关占空比，换相绕组对应的开关保持导通状态。

[0023] 所述第二换相控制策略具体为：

[0024] 控制第一换相绕组对应的开关占空比，第二换相绕组对应的开关和非换相绕组对应的开关都保持导通状态，其中，所述第一换相绕组通常为电流减小的绕组；所述第二换相绕组通常为电流增大的绕组。

[0025] 所述通过单开关斩波模式设计第一电流控制器具体为：

[0026] 定义实际电流与所述第一参考电流i1*之间的第一偏差Δei1为

[0027]

[0028] 定义所述第一电流控制器的滑模面s1为

[0029]

[0030] 所述第一电流控制器输出的等效连续控制分量ueq为

[0031]

[0032] 占空比

[0033] 其中，ia为流过a相绕组的电流，c1为大于0的常数，k为开关量增益，sgn(s1)表示滑模面s1的符号；Udc为直流母线电压；RN和LN分别为额定电阻和额定电感；eacN为a、c两相反电动势的额定值。

[0034] 所述通过所述第一换相控制策略设计第二电流控制器具体为：

[0035] 定义实际电流与所述第二参考电流i2*之间的第二偏差Δei2为

[0036]

[0037] 定义所述第二电流控制器的滑模面s2为

[0038]

[0039] 所述第二电流控制器输出的等效连续控制分量ueqL为

[0040]

[0041] 占空比

[0042] 其中，ic为流过c相绕组的电流，ecaN为c、a两相线反电动势的额定值；ecbN为c、b两相线反电动势的额定值；sgn(s2)表示滑模面s2的符号。

[0043] 所述通过所述第二换相控制策略设计第三电流控制器具体为：

[0044] 定义实际电流与所述第二参考电流i2*之间的第二偏差Δei2为

[0045]

[0046] 定义所述第三电流控制器的滑模面s2为

[0047]

[0048] 所述第三电流控制器输出的等效连续控制分量ueqH为

[0049]

[0050] 占空比

[0051] 所述根据无刷直流电机的运行模式切换到所述第一电流控制器，所述第二电流控制器或所述第三电流控制器具体为：

[0052] 1）判断所述无刷直流电机是否工作在换相模式下，如果是，执行步骤2）；如果否，执行步骤3）；

[0053] 2）计算当前第二偏差Δei2；

[0054] 3）计算当前第一偏差Δei1，切换到所述第一电流控制器，根据所述当前第一偏差Δei1对所述第一电流控制器进行更新，流程结束；

[0055] 4）判断所述当前第二偏差Δei2是否大于ηTs，如果是，执行步骤5）；如果否，执行步骤6)；

[0056] 其中，Ts为控制周期，电流变化率最大值记为η；

[0057] 5）切换到所述第三电流控制器，根据所述当前第二偏差Δei2对所述第三电流控制器进行更新，流程结束；

[0058] 6）切换到所述第二电流控制器，根据所述当前第二偏差Δei2对所述第二电流控制器进行更新，流程结束。

[0059] 本发明提供的技术方案的有益效果是：

[0060] 本发明提供了一种电机转矩纹波抑制方法，在不同的模式下采用相应的策略对第一参考电流和第二参考电流的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；在不同的模式下设计第一电流控制器、第二电流控制器和第三电流控制器，并根据运行模式对电流控制器进行切换；本方法能够应用在针对任何反电动势为非理想梯形波的场合，能够有效地抑制低频转矩纹波和换相转矩纹波，实现高性能电流控制器的设计，提高了无刷直流电机的控制性能。

附图说明

[0061] 图1为本发明提供的无刷直流电机和逆变器的等效电路图；

[0062] 图2为本发明提供的电流优化策略原理框图；

[0063] 图3为本发明提供的低速模式下无刷直流电机在一个运行周期内换相策略的示意图；+ - + -

[0064] 图4为本发明提供的低速模式下电流由ac 导通状态向bc 导通状态换相的示意图；

[0065] 图5为本发明提供的高速模式下无刷直流电机在一个运行周期内换相策略的示意图；+ - + -

[0066] 图6为本发明提供的高速模式下电流由ac 导通状态向bc 导通状态换相的示意图；

[0067] 图7为本发明提供的基于IVSC策略的电流控制器设计的原理框图；

[0068] 图8为本发明提供的电流控制策略切换的流程图；

[0069] 图9为本发明提供的一种电机转矩纹波抑制方法的流程图。

具体实施方式

[0070] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

[0071] 高性能控制系统设计中，电流控制器需要对系统未建模扰动、电机参数扰动以及外界随机扰动具有较强的鲁棒性，以及较好的动态响应特性。传统的PID（比例积分微分）算法显然不能够满足高性能电机控制场合，因此本发明实施例采用了IVSC（积分式变结构控制）算法设计电流控制器实现电流优化控制策略。变结构控制具有带宽高、动态性能好等优点，它对较宽频带范围内的噪声具有较强的抑制能力。但是受到逆变器开关器件的非理性特性以及控制延时的影响，变结构控制会产生抖振现象，该现象会降低系统性能。因此为了利用变结构控制器高带宽的优点又能够进一步避免控制器抖振现象带来的负面影响，本发明实施例将积分式变结构控制器输出分成连续等效分量和开关分量。连续等效分量用来实现对电流控制器稳态过程的控制，开关分量则用来提高电流控制器动态性能以及抑制各种扰动。

[0072] 为了抑制无刷直流电机的低频转矩纹波和换相转矩纹波，提高无刷直流电机的控制性能，本发明实施例提供了一种电机转矩纹波抑制方法，参见图1、图2、图3、图4、图5、图6、图7、图8和图9，详见下文描述：

[0073] 101：获取无刷直流电机以及逆变器的等效电路图，三相定子绕组的电压方程；

[0074] 其中，参见图1，电压方程具体为：

[0075]

[0076] 式中，uaO、ubO和ucO为三相定子绕组端电压；ia、ib和ic分别为三相绕组的电流；uNO为无刷直流电机中点电压；定子电阻R=RN+ΔR，定子电感L=LN+ΔL，其中RN和LN分别为额定电阻和额定电感，ΔR和ΔL为扰动量；三相反电动势ea=eaN+Δea，eb=ebN+Δeb，ec=ecN+Δec，其中eaN、ebN和ecN分别为额定反电动势，Δea、Δeb和Δec为扰动量。其中，ΔR、ΔL、Δea、Δeb和Δec的取值根据实际应用中的需要进行设定，具体实现时，本发明实施例对此不做限制。

[0077] 102：获取两相导通模式下第一参考电流 和换相模式下第二参考电流[0078] 其中，参见图2，针对反电动势为非理想梯形波场合，依据反电动势分别对无刷直流电机两相导通模式下和换相模式下参考电流进行优化以抑制电机转矩纹波。

[0079] 无刷直流电机的电磁转矩表达式为

[0080]

[0081] 式中，ωm为无刷直流电机的机械角速度。

[0082] 在无刷直流电机两相导通模式下，假设在x、y和z三相绕组中，x和y两相绕组导通并且电流由x相绕组流向y相绕组，则式(2)可以表示为

[0083]

[0084] 其中，公式（2）到公式（3）的推导是本领域技术人员所公知，本发明实施例对此不做限制。

[0085] 式中，ix为流过x相绕组的电流，exy=ex-ey，x，y，z∈[a,b,c]（其中，x为a,b,c中的任意一相，y，z同理）ex和ey分别表示a,b,c中任意一相的反电动势，且ex和ey不能同时取同一相的反电动势。

[0086] 在无刷直流电机换相模式下，x、y和z三相绕组同时导通，假设电流由z相绕组向y相绕组换流，x相为非换相绕组，式(2)可以表示为

[0087]

[0088] ezy=ez-ey，ez表示a,b,c中任意一相的反电动势，且ez和ey不能同时取同一相的反电动势。iz为流过z相绕组的电流，其中，公式（2）到公式（4）的推导是本领域技术人员所公知，本发明实施例对此不做限制。

[0089] 从公式(3)和公式(4)可以看出，实际应用中由于反电动势通常为非理想梯形波，采用传统的控制方法会引起转矩纹波。因此，依据反电动势波形分别优化无刷直流电机两相导通模式和换相模式下的参考电流波形，减小转矩纹波。

[0090] 因此由式(3)得到两相导通模式下，经过优化的第一参考电流 为

[0091]

[0092] 式中，Te*为参考转矩。

[0093] 因此由式(4)得到换相模式下，经过优化的第二参考电流 为

[0094]

[0095] 103：在两相导通模式下采用单开关斩波模式，控制绕组电流对第一参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波的抑制；

[0096] 其中，单开关斩波模式具体为：控制逆变器上桥臂开关斩波，下桥臂开关根据转子位置保持导通或者关断状态

[0097] 104：在低速模式下，采用两相开关控制模式的第一换相控制策略控制非换相绕组电流对第二参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；

[0098] 其中，第一换相控制策略具体为：控制非换相绕组对应的开关占空比，换相绕组对应的开关保持导通状态。+ -

[0099] 其中，参见图1、图3和图4（图中“1”代表开关控制信号为高电平）以电流从ac 导+ - + -通状态向bc 导通状态换相为例，“ac”代表电流由a相绕组流向c相绕组，c相绕组为非换相绕组，b相绕组为换相绕组。在换相过程中控制S2的占空比DL，S1关断、S3导通，a相电流则通过二极管D4续流。若不采用第一换相控制策略，换相过程中ia′下降率大于ib′上升率，不能够实现ic＇的优化控制（ia′、ib′和ic＇分别代表不采用第一换相控制策略时的三相电流的波形），如图4中虚线部分所示；采用第一换相控制策略，通过控制开关S2的占空比DL实现ic的优化控制，如图4中实线部分所示，可以直接得出在换相过程中采用本方法可以抑制ic出现下凹现象，从而抑制了低频转矩纹波和换相转矩纹波。

[0100] 其中，电流从a+c-导通状态向b+a-导通状态换相、电流从a+c-导通状态向c+a-导+ - + -通状态换相等的工作过程和电流从ac 导通状态向bc 导通状态换相的工作过程相同，本发明实施例在此不再赘述。

[0101] 105：在高速模式下，采用三相开关控制模式的第二换相控制策略控制非换相绕组电流对第二参考电流 的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；

[0102] 其中，第二换相控制策略具体为：控制第一换相绕组对应的开关占空比，第二换相绕组对应的开关和非换相绕组对应的开关都保持导通状态。其中，第一换相绕组通常为电流减小的绕组；第二换相绕组通常为电流增大的绕组。

[0103] 其中，参见图1、图5和图6（图中“1”代表开关控制信号为高电平），在高速模式下仍以电流从a+c-导通状态向b+c-导通状态换相为例，如果仍采用第一换相控制策略，控制S1关断、S3导通，受直流母线电压限制即使控制S2占空比DL为1，仍然无法实现对ic′的优化控制，导致了换相转矩纹波，如图6中虚线部分所示。为了解决电流控制器饱和问题，采用第二换相控制策略，a相绕组为第一换相绕组（ia减小），b相绕组为第二换相绕组（ib增大），c相为非换相绕组。延缓关断并继续控制S1的占空比DH，开关S2和S3则保持导通状态，直到ib建立时再关断开关S1，如图6中实线部分所示，可以直接得出在换相过程中采用本方法可以抑制ic出现下凹现象，从而抑制了低频转矩纹波和换相转矩纹波。

[0104] 其中，步骤103、104和105的执行顺序可以顺序执行，也可以并列执行等，图9是以顺序执行为例进行说明，具体实现时，本发明实施例对此不做限制。

[0105] 106：通过单开关斩波模式设计第一电流控制器；通过第一换相控制策略设计第二电流控制器；通过第二换相控制策略设计第三电流控制器；

[0106] 以单开关斩波模式为例说明基于IVSC算法的第一电流控制器的设计：参见图1和图7，以a相和c相绕组导通为例，控制S1的占空比，开关S2保持导通。由式(1)可以得到a、c两相绕组之间的线电压方程为

[0107]

[0108] 式中，D为开关S1的占空比；Udc为直流母线电压；eac为a相和c相之间的反电动势可以表示为eac=eacN+Δeac，eacN为a、c两相线反电动势的额定值；Δeac为a、c两相线反电动势的扰动量。Δeac的取值根据实际应用中的需要进行设定，具体实现时，本发明实施例对此不做限制。

[0109] 1）通过单开关斩波模式设计第一电流控制器具体为：

[0110] 根据式(7)中的线电压方程，设计第一电流控制器，控制ia跟踪第一参考电流i1*。定义实际电流与第一参考电流i1*之间的偏差Δei1为

[0111]

[0112] 定义第一电流控制器的滑模面s1为

[0113]

[0114] 对式(9)求导数，得到电流误差方程运动轨迹为

[0115]

[0116] 选择常数c1>0，以保证t趋于无穷大时Δei1→0，改变c1的大小可以调节电流误差方程的收敛速率。

[0117] 将式(7)重新整理为

[0118]

[0119] 式中，f为无刷直流电机的不确定性扰动，并且由式(1)可以得到

[0120]

[0121] 式中，ε为常数，ε的取值由无刷直流电机和逆变器非理想特性决定。

[0122] 将式(8)、式(10)代入式(11)得到

[0123]

[0124] 式中，

[0125] 令第一电流控制器输出的等效连续控制分量ueq为

[0126]

[0127] 因此在无刷直流电机a相和c相绕组导通条件下，将控制电压分成开关控制分量和等效连续控制分量两部分。

[0128] DUdc=ueq+ksgn(s1) (15)

[0129] 式中，k为开关量增益，sgn(s1)表示滑模面s1的符号。

[0130] 由式(15)计算得到开关S1的占空比D为

[0131]

[0132] 为了分析第一电流控制器的稳定性，并且确定开关量增益k的取值范围，选择Lyapunov（李雅普诺夫）方程V为

[0133]

[0134] 对V求导得到

[0135]

[0136] 将式(14)和式(15)代入式(18)可以得到

[0137]

[0138] 为了满足Lyapunov函数收敛准则，

[0139]

[0140] 取

[0141] k=-(|f|max+δ) (21)

[0142] 式中，δ>0，|f|max为扰动量的最大值，可以得到

[0143]

[0144] 从而满足了Lyapunov方程收敛准则。

[0145] 由式(15)，第一电流控制器输出由等效连续控制分量ueq和开关控制分量两部分组成，ueq用来控制电流控制器的稳态过程，开关控制分量用来控制第一电流控制器瞬态过程并且抑制扰动f。由于控制电压包含ueq，它使开关控制分量的开关增益k值的选择减小了。

[0146] 2）通过第一换相控制策略设计第二电流控制器具体为：

[0147] 在低速换相模式下，从a+c-导通状态向b+c-导通状态换相为例，根据第一换相控制策略推导非换相绕组电压方程数学模型具体为：

[0148] 假定γ=1代表相应的开关导通，γ=-1代表相应的开关关断。根据S2导通和关断状态，三相绕组电压方程可以分别表示为

[0149]

[0150]

[0151]

[0152] 由式(23)～(25)得到

[0153]

[0154] 由式(25)和式(26)，得到c相电压方程数学模为

[0155]

[0156] 式中，DL为开关S2的占空比。

[0157] 又 则式(27)重新整理为

[0158]

[0159] 由式(1)可以得到式(28)中

[0160]

[0161] 定义实际电流与第二参考电流i2*之间的第二偏差Δei2为

[0162]

[0163] 定义第二电流控制器的滑模面s2为

[0164]

[0165] 将式(30)和式(31)代入式(28)，得到

[0166]

[0167] 式中，

[0168] 第二电流控制器输出的等效连续控制分量ueqL为

[0169]

[0170] 占空比

[0171] 其中，ic为流过c相绕组的电流，ecaN为c、a两相线反电动势的额定值；ecbN为c、b两相线反电动势的额定值。

[0172] 3）通过第二换相控制策略设计第三电流控制器具体为：

[0173] 在高速换相模式下，以电流从a+c-导通状态向b+c-导通状态换相为例，根据第二换相控制策略推导非换相绕组电压方程数学模型为：

[0174] 根据S1的导通和关断状态，三相绕组电压方程分别为

[0175]

[0176]

[0177]

[0178] 由式(33)～(35)，可以得到中点电压方程为

[0179]

[0180] 由式(35)和式(36)，得到非换相绕组c相电压方程数学模型为

[0181]

[0182] 式中，DH为开关S1的占空比。

[0183] 又 则式(37)可以整理为

[0184]

[0185] 由式(1)可以得到式(38)中

[0186]

[0187] 高速换相模式下的第二偏差与低速模式下的第二偏差Δei2相同，第三电流控制器的滑模面与低速换相模式下的滑模面s2相同，在此不再赘述。

[0188] 将式(30)、式(31)代入式(38)得到

[0189]

[0190] 式中，第三电流控制器输出的等效连续控制分量ueqH为

[0191]

[0192] 占空比

[0193] 其中，第二电流控制器和第三电流控制器的其他设计步骤和第一电流控制器的原理一致，本发明实施例在此不做赘述。

[0194] 107：根据无刷直流电机的运行模式切换到第一电流控制器，第二电流控制器或第三电流控制器。

[0195] 其中，参见图8，该步骤具体为：

[0196] 1）判断无刷直流电机是否工作在换相模式下，如果是，执行步骤2）；如果否，执行步骤3）；

[0197] 2）计算当前第二偏差Δei2；

[0198] 3）计算当前第一偏差Δei1，切换到第一电流控制器，根据当前第一偏差Δei1对第一电流控制器进行更新，流程结束；

[0199] 4）判断当前第二偏差Δei2是否大于ηTs，如果是，执行步骤5）；如果否，执行步骤6)；

[0200] 其中，Ts为控制周期，电流变化率最大值记为η。

[0201] 5）切换到第三电流控制器，根据当前第二偏差Δei2对第三电流控制器进行更新，流程结束；

[0202] 6）切换到第二电流控制器，根据当前第二偏差Δei2对第二电流控制器进行更新，流程结束。

[0203] 其中，通过步骤106和步骤107实现了相应的控制策略，抑制了低频转矩纹波和换相转矩纹波。

[0204] 综上所述，本发明实施例提供了一种电机转矩纹波抑制方法，在不同的模式下采用相应的策略对第一参考电流和第二参考电流的跟踪，实现对低频转矩纹波和换相转矩纹波的抑制；在不同的模式下设计第一电流控制器、第二电流控制器和第三电流控制器，并根据运行模式对电流控制器进行切换；本方法能够应用在针对任何反电动势为非理想梯形波的场合，能够有效地抑制低频转矩纹波和换相转矩纹波，实现高性能电流控制器的设计，提高了无刷直流电机的控制性能。

[0205] 本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

[0206] 以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。