可调谐滤波器

摘要

本发明提供一种可调谐滤波器，其能够扩大通带宽度或增大频率可变量。在连接输入端子(22)和输出端子(23)的串联臂、和连接串联臂与接地电位之间的并联臂的至少一方设置有谐振器电路部(S11、S12)，与谐振器电路部(S11、S12)串联地连接有第1可变电容器(C2、C3)，与谐振器电路部(S11、S12)并联地连接有第2可变电容器(CP1、CP2)，谐振器电路部具备：具有由LiNbO3或LiTaO3构成的压电基板(11)、和形成在压电基板(11)上的电极(12)的弹性波谐振器；和与该弹性波谐振器连接的带宽扩大用电感器(Lx、Lx)。

权利要求

1.一种可调谐滤波器，是梯型电路结构的可调谐滤波器，具备设置在串联臂上的串联臂谐振器、设置在并联臂上的并联臂谐振器、和与串联臂谐振器以及并联臂谐振器的至少一方连接的可变电容器，在将所述串联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率设为FrS、FaS、将所述并联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率设为FrP、FaP时，FrS≤{(n-1)FrP+FaP}/n，且FaP≤{(n-1)FaS+FrS}/n，n是2以上且30以下的整数，在将可调谐滤波器的频率可变幅度利用(FaP+FrS)/2进行标准化而得到的值设为t、将串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽设为y时，将Δfr＝FrS-FrP相对于FrP之比即Δfr/FrP利用相对带宽y进行标准化而得到的值在下式(1)所示的值以下，{(2-t/0.9)×(1+y)-(2+t/0.9)}/{(2+t/0.9)×y}×100(％)...(1)。

2.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其中，所述串联臂谐振器的谐振频率FrS与所述并联臂谐振器的谐振频率FrP之差相对于串联臂谐振器的频带的比例的最大值，在下述表1所示的范围，[表1]

3.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其中，所述串联臂谐振器的谐振频率FrS与所述并联臂谐振器的谐振频率FrP之差相对于串联臂谐振器的频带的比例的最大值，在下述表2所示的范围，[表2]

4.根据权利要求1～3的任一项所述的可调谐滤波器，其中，串联臂谐振器的相对带宽以及并联臂谐振器的相对带宽都在13％以上且60％以下。

5.根据权利要求1～3的任一项所述的可调谐滤波器，其中，使用了LiNbO3的欧拉角为(0°，70°～115°，0°)、设占空比为X时电极标准化膜厚为下述表3所示的范围的弹性表面波谐振器，[表3]

电极材料 电极标准化膜厚H/λ

2

Al ≥0.18032-0.15186X+0.04954XMo ≥0.13336-0.25984X+0.1623X2Cu ≥0.11452-0.16714X+0.06712X2Ni ≥0.14498-0.27652X+0.17081X22

Ag ≥0.0904-0.13393X+0.0518XAu ≥0.05966-0.10753X+0.05177X2W ≥0.08039-0.15733X+0.08902X2Ta ≥0.08344-0.15413X+0.0806X2Pt ≥0.06404-0.12311X+0.06493X2表中，X表示占空比。

6.根据权利要求1～3的任一项所述的可调谐滤波器，其中，所述串联臂谐振器以及并联臂谐振器由体波谐振器构成，该体波谐振器具备：具有上表面开放的空腔的基板；按照覆盖所述基板的空腔的方式设置在基板上的压电薄膜或压电薄板；在所述压电薄膜或所述压电薄板的下表面且面对所述空腔的部分设置的第1激励电极；和设置在所述压电薄膜或所述压电薄板的上表面且配置成隔着所述压电薄膜或所述压电薄板而与所述第1激励电极对置的第2激励电极。

7.根据权利要求6所述的可调谐滤波器，其中，所述体波谐振器是厚度剪切振动谐振器。

8.根据权利要求6所述的可调谐滤波器，其中，所述体波谐振器是厚度伸缩振动谐振器。

9.根据权利要求8所述的可调谐滤波器，其中，所述体波谐振器是使用了由LiNbO3构成的压电薄膜或压电薄板的厚度伸缩振动谐振器，其欧拉角在(0±5°、107°～137°、ψ)、(10±5°、112°～133°、ψ)、(50±5°、47°～69°、ψ)或(60±5°、43°～73°、ψ)的范围内。

说明书

可调谐滤波器

技术领域

[0001] 本发明涉及用作通信系统中的带通滤波器的可调谐滤波器，更详细而言，涉及利用弹性波谐振器构成的可调谐滤波器。

背景技术

[0002] 在用于通信系统中的带通滤波器中，有时会要求能够调整通带。提出了各种满足这种要求的带通滤波器、即可调谐滤波器。

[0003] 例如，在下述的专利文献1中公开了利用到多个弹性表面波谐振器和可变电容器的可调谐滤波器。图46是专利文献1记载的可调谐滤波器的电路图。

[0004] 在可调谐滤波器1101中，在连接输入端1102与输出端11103之间的串联臂上，互相串联连接了多个串联臂谐振器1104、1105。此外，在串联臂与接地电位之间的多个并联臂上分别连接了并联臂谐振器1106、1107。串联臂谐振器1104、1105以及并联臂谐振器1106、1107由弹性表面波谐振器形成。

[0005] 构成具有上述串联臂谐振器1104、1105以及并联臂谐振器1106、1107的梯型滤波电路。并且为了能够调整通带，连接了可变电容器1108～1115。即，与串联臂谐振器1104并联连接可变电容器1108，与该串联臂谐振器1104及可变电容器1108串联连接可变电容器1110。同样地，与串联臂谐振器1105并联连接可变电容器1109，而且串联连接了可变电容器
1111。

[0006] 在并联臂中，与并联臂谐振器1106并联连接可变电容器1112，与并联臂谐振器1106及可变电容器1112串联连接可变电容器1114。同样地，与并联臂谐振器1107并联连接可变电容器1113之后，串联连接了可变电容器1115。

[0007] 在先技术文献

[0008] 专利文献

[0009] 专利文献1：日本特开2005-217852号公报

发明内容

[0010] (发明所要解决的课题)

[0011] 在可调谐滤波器1101中，可变电容器1110、1111的电容、即串联电容越小，则越能提高串联臂的电路部分中的谐振频率FrS。此外，并联电容、即可变电容器1108、1109的静电电容越大，则越能降低串联臂中的反谐振频率FaS。

[0012] 同样地，通过改变并联连接的可变电容器1112、1113以及串联连接的可变电容器1114、1115的电容，从而也能够改变并联臂的电路部分的谐振频率FrP以及反谐振频率FaP。
因此，通过改变上述可变电容器1108～1115的电容，从而能够改变可调谐滤波器1101整体的中心频率。

[0013] 但是，在专利文献1记载的可调谐滤波器1101中，存在在串联臂谐振器1104、1105和并联臂谐振器1106、1107中所使用的弹性表面波谐振器的电机械结合系数小、以及频率温度系数TCF的绝对值大的问题。此外，并没有记载并联臂谐振器以及串联臂谐振器的频率特性的具体组合等。

[0014] 本发明鉴于上述现有技术的现状，改良了具备连接有弹性波谐振器与可变电容器的电路结构的可调谐滤波器。

[0015] 本发明的目的在于提供一种能够扩大通带宽度或能够使通带宽度可变的可调谐滤波器。

[0016] (用于解决课题的手段)

[0017] 本申请的第1发明所涉及的可调谐滤波器具备：谐振器电路部，其设置在连接输入端子和输出端子的串联臂、以及该串联臂与接地电位之间的并联臂的至少一方；第1可变电容器，其与所述谐振器电路部串联连接；和第2可变电容器，其与所述谐振器电路部并联连接，所述谐振器电路部具备：具有由LiNbO3或LiTaO3构成的压电基板、以及形成在所述压电基板上的电极的弹性波谐振器；和与所述弹性波谐振器连接的带宽扩大用电感器。

[0018] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述谐振器电路部是设置在串联臂上的多个串联臂谐振器电路部，所述可调谐滤波器还具备：结合元件，其连接在多个所述串联臂谐振器电路部间的连接点与接地电位之间；和耦合元件，其连接在输入端子与接地电位之间、以及输出端子与接地电位之间。

[0019] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，作为所述谐振器电路部，具有分别设置在串联臂和并联臂这两者上的串联臂谐振器电路部和并联臂谐振器电路部，由所述串联臂谐振器电路部和所述并联臂谐振器电路部构成了梯型滤波器。

[0020] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，谐振器电路部由多个并联谐振器构成，在所述多个并联谐振器上连接有所述带宽扩大用电感器。

[0021] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，在所述压电基板的上表面形成有凹部，形成在所述压电基板上的电极是IDT电极，所述弹性波谐振器是弹性表面波谐振器，并且所述IDT电极由填充在所述凹部中的金属构成。在这种情况下，能够提高弹性表面波谐振器的电机械结合系数。因此，能够拓宽带宽，且能够扩大可调谐滤波器的可变频率范围。

[0022] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述弹性表面波谐振器还具备按照覆盖所述压电基板的上表面的方式设置的SiO2膜。在这种情况下，能够减小弹性表面波谐振器的频率温度系数TCF的绝对值。因此，能够改善可调谐滤波器的温度特性。

[0023] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述可调谐滤波器还具备连接在输入端子与输出端子之间的电容器。

[0024] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述耦合元件以及所述结合元件在可调谐滤波器的通带内的阻抗是20～105Ω。一般，匹配阻抗使用50Ω或75Ω。期望设置成接近插入损耗的值的阻抗，优选±30Ω的20～105Ω。

[0025] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述带宽扩大用电感器是螺旋状或弯曲状的导体图案以及接合线中的任一个。

[0026] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述带宽扩大用电感器是螺旋状或弯曲状的导体图案，所述可调谐滤波器还具备封装体，所述螺旋状或弯曲状的导体图案形成在所述压电基板上或所述封装体内。在这种情况下，能够通过在压电基板上或封装体中形成的导体图案形成带宽扩大用电感器，因此能够实现可调谐滤波器的小型化。

[0027] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器中，是具备设置在串联臂上的串联臂谐振器、设置在并联臂上的并联臂谐振器、和与串联臂谐振器以及并联臂谐振器的至少一方连接的可变电容器的梯型电路结构的可调谐滤波器，将所述串联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率设为FrS、FaS、将所述并联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率设为FrP、FaP时，FrS≤{(n-1)FrP+FaP}/n，且FaP≤{(n-1)FaS+FrS}/n，n是2以上且30以下的整数。

[0028] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，FrS≤(FrP+FaP)/2、FaP＞FrS以及FaP＜FaS。

[0029] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，FrS≤(2FrP+FaP)/3、FaP＞FrS以及FaP＜FaS。

[0030] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，在将可调谐滤波器的频率可变幅度利用(FaP+FrS)/2进行标准化而得到的值设为t、将串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽设为y时，将Δfr＝FrS-FrP相对于FrP之比即Δfr/FrP利用相对带宽y进行标准化而得到的值在下式(1)所示的值以下，

[0031] {(2-t/0.9)×(1+y)-(2+t/0.9)}/{(2+t/0.9)×y}×100(％)…(1)。

[0032] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述串联臂谐振器的谐振频率FrS与所述并联臂谐振器的谐振频率FrP之差相对于串联臂谐振器的频带的比例的最大值，为下述表1所示的范围。

[0033] [表1]

[0034]

[0035] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，所述串联臂谐振器的谐振频率FrS与所述并联臂谐振器的谐振频率FrP之差相对于串联臂谐振器的频带的比例的最大值为下述表2所示的范围。

[0036] [表2]

[0037]

[0038] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，最小的3dB带宽是(FrS-FrP)×0.9或(FaS-FaP)×0.9中的较小者，最大频率可变幅度成为140×(FaP-FrS)/(FaP+FrS)(％)至180×(FaP-FrS)/(FaP+FrS)(％)的范围。

[0039] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器的某一特定的局面中，串联臂谐振器的相对带宽及并联臂谐振器的相对带宽都在13％以上且60％以下。在这种情况下，能进一步增大频率可变量。更优选串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽都在15％以上。此时，能够更进一步增大频率可变量。

[0040] 在第1、第2发明所涉及的可调谐滤波器的又一特定的局面中，LiNbO3的欧拉角为(0°，70°～115°，0°)、设占空比为X时电极标准化膜厚为下述表3所示的范围，[0041] [表3]

[0042]电极材料 电极标准化膜厚H/λ
Al ≥0.18032-0.15186X+0.04954X2
2
Mo ≥0.13336-0.25984X+0.1623X
Cu ≥0.11452-0.16714X+0.06712X2
Ni ≥0.14498-0.27652X+0.17081X2
Ag ≥0.0904-0.13393X+0.0518X2
2
Au ≥0.05966-0.10753X+0.05177X
W ≥0.08039-0.15733X+0.08902X2
Ta ≥0.08344-0.15413X+0.0806X2
Pt ≥0.06404-0.12311X+0.06493X2

[0043] 表中，X表示占空比。

[0044] 另外，在本说明书及附图中，根据情况，有时将LiNbO3简称为LN。此外，根据情况，有时将LiTaO3简称为LT。

[0045] 此外，在第2发明所涉及的可调谐滤波器的又一特定的局面中，所述串联臂谐振器以及并联臂谐振器由体波谐振器构成，该体波谐振器具备：具有上表面开放的空腔的基板；按照覆盖所述基板的空腔的方式设置在基板上的压电薄膜或压电薄板；在所述压电薄膜或压电薄板的下表面且面对所述空腔的部分设置的第1激励电极；和设置在所述压电薄膜或压电薄板的上表面且配置成隔着压电薄膜或压电薄板而与所述第1激励电极对置的第2激励电极。由此，在第2发明中，上述串联臂谐振器以及并联臂谐振器也可通过体波谐振器构成。

[0046] 也可以是上述第1激励电极以及第2激励电极的一方被分割成两部分，而另一方是隔着压电薄膜与被分割成两部分的激励电极对置的公共激励电极。

[0047] 此外，作为上述体波谐振器，可以使用厚度剪切振动谐振器，也可以使用厚度伸缩振动谐振器。

[0048] 在本申请的第3发明所涉及的可调谐滤波器中，提供一种可调谐滤波器，具备：谐振器电路部，其设置在连接输入端子和输出端子的串联臂、以及该串联臂与接地电位之间的并联臂的至少一方；第1可变电容器，其与所述谐振器电路部串联连接；和第2可变电容器，其与所述谐振器电路部并联连接，所述谐振器电路部具备体波谐振器和与该体波谐振器连接的带宽扩大用电感器，所述体波谐振器具备：具有上表面开放的空腔的基板；按照覆盖所述基板的空腔的方式设置在基板上的压电薄膜或压电薄板；在所述压电薄膜的下表面且面对所述空腔的部分设置的第1激励电极；和设置在所述压电薄膜的上表面且配置成隔着压电薄膜与所述第1激励电极对置的第2激励电极。在此，作为体波谐振器，可以使用厚度剪切振动谐振器，也可以使用厚度伸缩振动谐振器。

[0049] 在第3发明所涉及的可调谐滤波器中，上述体波谐振器也可以是厚度剪切振动谐振器。此时，优选厚度剪切振动谐振器使用了由LiNbO3构成的压电薄膜或压电薄板，其欧拉角是下表4的范围。

[0050] [表4]

[0051]频带在20％以上 频带在25％以上 频带在30％以上
(0±5°、63°～97°、ψ) (0±5°、72°～90°、ψ) -
(10±5°、62°～100°、ψ) (10±5°、68°～95°、ψ) (10±5°、72°～90°、ψ)
(20±5°、67°～103°、ψ) (20±5°、72°～97°、ψ) (20±5°、80°～90°、ψ)
(30±5°、72°～108°、ψ) (30±5°、78°～102°、ψ) (30±5°、89°～91°、ψ)(40±5°、76°～113°、ψ) (40±5°、81°～107°、ψ) (40±5°、88°～98°、ψ)(50±5°、77°～115°、ψ) (50±5°、83°～110°、ψ) (50±5°、87°～104°、ψ)(60±5°、78°～117°、ψ) (60±5°、83°～113°、ψ) (60±5°、87°～107°、ψ)[0052] 在第3发明所涉及的可调谐滤波器中，上述体波谐振器也可以是厚度伸缩振动谐振器。此时，优选厚度伸缩振动谐振器使用由LiNbO3构成的压电薄膜或压电薄板，其欧拉角是(0±5°、107°～137°、ψ)、(10±5°、112°～133°、ψ)、(50±5°、47°～69°、ψ)或(60±5°、43°～73°、ψ)的范围内。

[0053] (发明效果)

[0054] 在第1发明所涉及的可调谐滤波器中，由于谐振器电路部具备具有由LiNbO3或LiTaO3构成的压电基板的弹性波谐振器、和与弹性波谐振器连接的带宽扩大用电感器，因此能够扩大通带宽度。

[0055] 在第2发明所涉及的可调谐滤波器中，由于满足FrS≤(FrP+FaP)/2、FaP＞FrS以及FaP＜FaS，因此可增大通带的频率、例如通带的中心频率的可变量。因此，能够提供一种频率可变范围宽的可调谐滤波器。

附图说明

[0056] 图1中，(a)是表示本发明的第1实施方式所涉及的可调谐滤波器的电路结构的图，(b)是表示在实施方式中所使用的弹性表面波谐振器的示意俯视图，(c)是沿着(b)中的I-I线的部分的主视剖视图，(d)是不存在(c)中的SiO2膜的结构的主视剖视图。

[0057] 图2是表示在第1实验例中测量到的弹性表面波谐振器的频率特性的图，实线表示形成有SiO2膜的弹性表面波谐振器的阻抗特性以及相位特性，虚线表示未形成SiO2膜的弹性表面波谐振器的阻抗特性以及相位特性的图。

[0058] 图3中，(a)表示在LN基板上形成了IDT电极且还层叠了SiO2膜的弹性表面波谐振器的主视剖视图，(b)表示不存在(a)中的SiO2膜的结构的主视剖视图。

[0059] 图4是表示在第2实验例中改变了36°YX-LiTaO3中的弹性表面波谐振器的IDT电极的标准化膜厚H/λ时的反射系数的变化的图。

[0060] 图5是表示在第2实验例中改变了36°YX-LiTaO3中的弹性表面波谐振器的IDT电极2
的标准化膜厚H/λ时的电机械结合系数k的变化的图。

[0061] 图6是表示在第1实施方式所涉及的可调谐滤波器的电路中，使可变电容器C2与可变电容器C3的电容相等、可变电容器CP1与可变电容器CP2的电容相等、并将可变电容器C2的电容设为0.7pF、1pF或2pF时的可调谐滤波器的滤波特性的变化的图。

[0062] 图7是在图6中使用的可调谐滤波器的电路图。

[0063] 图8是表示在LiNbO3基板上的槽内填充金属而成的嵌入电极型的弹性表面波谐振器、以及在LiNbO3基板上形成了电极的用于比较的弹性表面波谐振器的阻抗特性的图。

[0064] 图9是表示作为串联臂谐振器S1、S2而使用了嵌入电极型的弹性表面波谐振器时的比较例的可调谐滤波器的频率特性的图。

[0065] 图10是用于说明本发明的第1实施方式所涉及的可调谐滤波器的示意俯视剖视图，在此，表示了串联臂谐振器S1、S2的压电基板上的实际的布局、和在封装体内收纳了压电基板的状态。

[0066] 图11是表示在第1实施方式中测量到的弹性表面波谐振器的频率特性的图，实线表示没有连接接合线的弹性表面波谐振器的阻抗特性以及相位特性，虚线表示连接了接合线的弹性表面波谐振器的阻抗特性以及相位特性。

[0067] 图12中，(a)是用于在本发明的第1实施方式的其他变形例中说明由形成于封装体内的弯曲状的导体图案构成的带宽扩大用电感器的示意俯视图，(b)是用于说明由在压电基板上形成的螺旋状或弯曲状的导体图案构成的带宽扩大用电感器的示意俯视图。

[0068] 图13中，(a)是表示第1实施方式的变形例所涉及的可调谐滤波器的电路结构的图，(b)是表示改变了电容器CF的电容时的频率特性的图。

[0069] 图14是表示在图13(a)所示的可调谐滤波器中未连接电容器CF、并将电容器C2、C3的电容设为0.7pF、1pF或2pF、将电容器CP1、CP2的静电电容设为0或2pF时的频率特性的图。

[0070] 图15中，(a)是与本发明的变形例所涉及的可调谐滤波器连接的第2可调谐滤波器的电路图，(b)是表示改变了(a)的可变电容器的静电电容时的频率特性的变化的图。

[0071] 图16中，(a)是表示在图14(a)所示的可调谐滤波器上级联连接了图15(a)所示的第2可调谐滤波器而成的变形例的可调谐滤波器的电路图，(b)是表示本变形例的可调谐滤波器的频率特性的图。

[0072] 图17是表示由A1构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0073] 图18是表示由Mo构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0074] 图19是表示由Cu构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0075] 图20是表示由Ni构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0076] 图21是表示由Ag构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0077] 图22是表示由Au构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0078] 图23是表示由W构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0079] 图24是表示由Ta构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0080] 图25是表示由Pt构成且占空比为0.5的IDT电极在10°Y切割X传播的LN基板上形成的弹性表面波谐振器中的弹性表面波的音速、与IDT电极的标准化膜厚H/λ之间的关系的图。

[0081] 图26是表示由Cu构成且厚度为0.05λ、占空比为0.5的IDT电极在LiNbO3基板上形成的弹性表面波谐振器的LN基板的欧拉角(0°，θ，0°)的θ、与反射系数之间的关系的图。

[0082] 图27是表示由Cu构成且厚度为0.05λ、占空比为0.5的IDT电极在LiNbO3基板上形成的弹性表面波谐振器的LN基板的欧拉角(0°，θ，0°)的θ、与电机械结合系数k2之间的关系的图。

[0083] 图28是本发明的第2实施方式的可调谐滤波器的电路图。

[0084] 图29是表示梯型滤波器的电路结构例的图，(a)是在输入端子侧配置了串联臂谐振器的梯型滤波器的电路图，(b)是表示在输入端子侧配置了并联臂谐振器的梯型滤波器的电路图。

[0085] 图30是表示现有技术的梯型滤波器中的并联臂谐振器的谐振特性与串联臂谐振器的谐振特性之间的关系的图。

[0086] 图31是表示本发明的一实施方式的可调谐滤波器中的并联臂谐振器的谐振特性与串联臂谐振器的谐振特性之间的关系的图。

[0087] 图32是表示本发明的第2实施方式的梯型可调谐滤波器的滤波特性且表示了可改变频率的情况的图。

[0088] 图33是表示在由Al、Mo、Cu、Ni、Ag、Au、W、Ta或Pt构成的电极中改变了占空比时的fa与体横波音速一致的电极膜厚的图。

[0089] 图34是将FrP与FaS之差作为45MHz来构成的第2实施方式的梯型可调谐滤波器的特性。

[0090] 图35是用于说明本发明的第2实施方式的变形例中的、用于梯型可调谐滤波器中的体波谐振器的主视剖视图。

[0091] 图36是本发明的第2实施方式的变形例中的梯型可调谐滤波器的示意俯视图。

[0092] 图37是本发明的第2实施方式的变形例中的梯型可调谐滤波器的电路图。

[0093] 图38是表示第2实施方式的变形例的梯型可调谐滤波器中的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的阻抗特性的图。

[0094] 图39是表示第2实施方式的变形例中的梯型可调谐滤波器的衰减量频率特性、和可调范围的图。

[0095] 图40(a)以及(b)是表示在本发明中使用的体波谐振器的变形例的各主视剖视图。

[0096] 图41是在本发明的第2实施方式的其他变形例所涉及的梯型可调谐滤波器中使用的厚度剪切(thickness shear)体波谐振器的阻抗特性的图。

[0097] 图42是表示在本发明的第2实施方式的其他变形例所涉及的梯型可调谐滤波器中，在由LiNbO3构成的厚度剪切振动谐振器、即体波谐振器连接了线圈时的频带变化的阻抗-频率特性图。

[0098] 图43是利用了在本发明的第2实施方式的其他变形例所涉及的梯型可调谐滤波器中使用的欧拉角(φ，θ，ψ)的LiNbO3的厚度剪切振动谐振器、即体波谐振器中的欧拉角的φ及θ与相对带宽之间的关系的图。

[0099] 图44是本发明的第2实施方式的其他变形例所涉及的梯型可调谐滤波器中，使用了由(30°，90°，ψ)的欧拉角的LiNbO3构成的厚度剪切振动谐振器、即体波谐振器时的衰减量频率特性的图。

[0100] 图45是使用了由LiNbO3构成的压电材料的厚度伸缩(thickness extensional)谐振器、即体波谐振器的欧拉角的θ及φ与相对带宽之间的关系的图。

[0101] 图46是用于说明现有技术的可调谐滤波器的电路图。

具体实施方式

[0102] 以下，参照附图说明本发明的实施方式，从而使本发明明朗。

[0103] (第1实施方式)

[0104] 图1(a)是本发明的第1实施方式所涉及的可调谐滤波器的电路图，(b)是在该可调谐滤波器中使用的弹性表面波谐振器的示意俯视图，(c)是沿着(b)中的I-I线的部分的主视剖视图。(d)是不存在(c)中的SiO2膜的结构的主视剖视图。

[0105] 在图1(a)的可调谐滤波器1中，在将输入端子22和输出端子23连接起来的串联臂上互相串联连接了串联臂谐振器电路部S11、S12。在串联臂谐振器电路部S11中，在串联臂谐振器S1的两侧，在串联臂谐振器S1上串联连接了电感器Lx、Lx。同样地，在串联臂谐振器电路部S12中，在串联臂谐振器S2的两侧，在串联臂谐振器S2上串联连接了电感器Lx、Lx。在串联臂谐振器电路部S11的输入侧，在串联臂谐振器电路部S11上串联连接了可变电容器C2。此外，在串联臂谐振器电路部S11的输入侧，在连接串联臂与接地电位的第1并联臂上设置了电容器C1。

[0106] 在连接串联臂谐振器电路部S11及S12之间的连接点与接地电位的第2并联臂上，设置了电感器L1。在串联臂谐振器电路部S12的输出侧，可变电容器C3与串联臂谐振器电路部S12连接。在连接输出端子23与接地电位之间的第3并联臂上设置了电容器C4。

[0107] 电容器C1及C4是用于实现可调谐滤波器与前后电路之间的阻抗匹配的耦合元件。

[0108] 电感器L1是用于实现串联臂谐振器电路部S11及S12之间的阻抗匹配的结合元件。

[0109] 在本实施方式中，耦合元件由电容器构成，结合元件由电感器构成，但是结合元件也可以由电容器构成。

[0110] 并且，在串联臂谐振器电路部S11上并联连接了可变电容器CP1。在串联臂谐振器电路部S12上并联连接了可变电容器CP2。

[0111] 即，与串联臂谐振器电路部S11、S12串联连接的可变电容器C2、C3是本发明中的第1可变电容器。此外，分别与串联臂谐振器电路部S11及S12并联连接的可变电容器CP1、CP2是本发明中的第2可变电容器。在本实施方式中，在所有的串联臂谐振器电路部S11、S12上分别连接了第1可变电容器C2、C3以及第2可变电容器CP1、CP2。

[0112] 在本发明中，只要至少在1个串联臂谐振器电路部上连接第1可变电容器以及第2可变电容器即可。此外，在本实施方式中，设置了上述串联臂谐振器电路部S11、S12，但是也可以在并联臂上设置同样的谐振器电路部。即，也可以在并联臂上设置与并联臂谐振器串联地连接了带宽扩大用电感器的谐振器电路部。此外，也可以不在串联臂上构成上述谐振器电路部，而仅在并联臂上构成上述谐振器电路部。此外，也可以与设置在并联臂上的多个谐振器共同连接带宽扩大用电感器。通过这样连接，能够减少带宽扩大用电感器的个数。在此，并联臂具有连接上述串联臂和接地电位的电路部，在图1中，在并联臂上设置了上述电容器C1或电容器C4，但是也可以与设有该电容器C1或C4的构成同样地构成并联臂，并在该并联臂上设置上述谐振器电路部即可。

[0113] 在本实施方式中，上述串联臂谐振器S1、S2由弹性表面波谐振器构成。以串联臂谐振器S1为代表说明该弹性表面波谐振器的结构。如图1(b)、(c)及(d)所示，构成串联臂谐振器S1的弹性表面波谐振器具有压电基板11。作为压电基板11，在本实施方式中，使用欧拉角为(0°，105°，0°)的LiNbO3基板。

[0114] 在压电基板11的上表而11a，作为凹部而形成有多个槽11b。通过向该槽11b内填充电极材料，从而形成IDT电极12。如图1(b)所示，在本实施方式中，在IDT电极12的弹性表面波传播方向两侧形成了反射器13、14。因此，构成1端口型弹性表面波谐振器。

[0115] 反射器13、14也是向设置在压电基板11的上表面11a上的凹部、即多个槽填充电极材料而形成的。

[0116] 如图1(c)、(d)所示，上述IDT电极12的上表面即电极指部分的上表面与压电基板11的上表面11a一致。

[0117] 因此，在形成上述IDT电极12及反射器13、14后，压电基板11的上表面11a保持平坦。在图1(c)的结构中，按照覆盖该压电基板11的上表面11a的方式形成了SiO2膜15。在图1(d)的结构中没有形成SiO2膜。

[0118] 以下，将图1(c)和(d)所示的弹性表面波谐振器作为嵌入电极型的弹性表面波谐振器。

[0119] 在本实施方式的可调谐滤波器1中，串联臂谐振器S1、S2由上述嵌入电极型的弹性表面波谐振器构成，因此能够提高弹性表面波谐振器的电机械结合系数k2，从而能够扩大相对带宽。而且，由于形成了SiO2膜，因此能够减小频率温度系数TCF的绝对值、并减小温度变化引起的特性变化。通过以下的第1实验例以及第2实验例，说明上述效果。

[0120] (第1实验例)

[0121] 图2的实线是表示使用15°Y切割X传播的LiNbO3基板即欧拉角为(0°，105°，0°)的LiNbO3基板、作为电极材料使用Al、将弹性表面波谐振器的波长设为λ时，将IDT电极12的膜厚设为0.17λ、SiO2膜的膜厚设为0.22λ时的弹性表面波谐振器的阻抗特性以及相位特性的图。为了做比较，在图2中用虚线表示除了未形成SiO2膜之外其它都相同的图1(d)所示的弹性表面波谐振器的阻抗-频率特性以及相位特性。

[0122] 根据图2可知，反谐振点处的阻抗相对于谐振频率处的阻抗的比、即山谷比在未形成SiO2膜时为57.5dB，而在形成了SiO2膜的结构中，可增大至60.2dB。并且，对于频率温度系数TCF而言，在没有SiO2膜时是-120ppm/℃，但是通过SiO2膜的形成，能够将其绝对值减小至-10～-30ppm/℃。

[0123] 因此，可知通过SiO2膜的形成，电机械结合系数k2多少会减小，但是能够增大山谷比。而且，可知能够改善温度特性。

[0124] (第2实验例)

[0125] 将欧拉角为(0°，126°，0°)的LiTaO3基板用作压电基板，作为电极材料而使用Au，按照覆盖压电基板的方式形成SiO2膜，由此制作出了各种结构的弹性表面波谐振器。将根据弹性表面波谐振器的IDT电极的电极指间距确定的波长设为λ时，以波长λ将SiO2膜的厚度h标准化之后的标准化厚度h/λ是0.3。作为已准备的弹性表面波谐振器，准备了以下的第1～第5弹性表面波谐振器A～E。

[0126] 第1弹性表面波谐振器A：如图3(a)所示，是在压电基板11的上表面形成IDT电极12，并进一步形成了SiO2膜15的结构。在SiO2膜的上表面，在电极位于下方的部分形成了高度相当于基底的电极厚度的凸部。

[0127] 第2弹性表面波谐振器B：除了不存在SiO2膜的上表面的凸部之外，与第1弹性表面波谐振器A相同。SiO2膜的上表面是平坦的。

[0128] 第3弹性表面波谐振器C：是在设于压电基板的上表面的槽内填充电极材料而形成IDT电极以及反射器的结构。电极的上表面与压电基板的上表面一致。在SiO2膜的上表面，在电极存在于下方的部分形成了高度与电极厚度大致相等的凸部的结构。

[0129] 第4弹性表面波谐振器D：是在SiO2膜的上表面未形成凸部，除了SiO2膜的上表面平坦之外，与第3弹性表面波谐振器C相同的结构。

[0130] 第5弹性表面波谐振器E：是在基板上仅形成电极而没有形成SiO2的结构。

[0131] 图4表示在上述第1～第5弹性表面波谐振器A～E中SiO2膜的标准化膜厚为0.3时的、改变了Au电极的标准化膜厚H/λ时的反射系数的变化。此外，图5是表示在上述第1～第5弹性表面波谐振器中改变了电极的标准化膜厚H/λ时的电机械结合系数k2的变化的图。众所周知，SiO2膜的频率温度系数TCF具有正的值，LiTaO3基板的频率温度系数TCF具有负的值。因此，无论是哪一情况，通过SiO2膜的成膜，能够减小频率温度系数TCF的绝对值，且能够改善温度特性。

[0132] 然而，根据图4以及图5可知，在形成了SiO2膜的情况下，在第1弹性表面波谐振器A、第2弹性表面波谐振器B以及第3弹性表面波谐振器C中，电机械结合系数k2变小，随着IDT2
电极的标准化膜厚H/λ增加，电机械结合系数k变小。

[0133] 相对于此，在第4及第5类型的弹性表面波谐振器D及E中，可知通过将IDT电极的标准化膜厚设为特定的范围，从而能够提高电机械结合系数k2。在SiO2膜的上表面平坦的第4类型的弹性表面波谐振器D中，可知通过将IDT电极的标准化膜厚设为0.01～0.09，从而能2
够有效地提高电机械结合系数k 。可知在第5类型的弹性表面波谐振器E中，以IDT电极的标准化膜厚0.01～0.04得到了大的电机械结合系数k2。

[0134] 此外，根据图4可知，在第1～第5的任一类型的弹性表面波谐振器A～E中，都是随着IDT电极的膜厚变厚，反射系数变高。

[0135] 比较第3～第4弹性表面波谐振器C～D的结果可知，与第4弹性表面波谐振器D相比，若IDT电极的标准化膜厚相同，则在上表面设置了凸部的第3弹性表面波谐振器C中更能提高反射系数。因此，可知为了提高反射系数，期望在SiO2膜的上表面形成凸部。

[0136] 然而，对于反射系数而言，根据不同用途达到某一程度(例如0.02)以上即可，因此在降低因IDT电极的膜厚的偏差引起的反射系数的偏差或者构成宽频带的谐振器方面，期望是SiO2膜的上表面平坦的第4类型的弹性表面波谐振器D或E。

[0137] 如上所述，根据本实验例，在欧拉角(0°，126°，0°)的LiTaO3的压电基板的上表面设置的槽内嵌入Au来形成IDT电极，且形成了SiO2膜的结构中，可知在SiO2膜的表面平坦的情况下，通过将IDT电极的标准化膜厚设为0.01～0.09，能够有效地提高电机械结合系数。因此，可知能够扩大相对带宽。由此可知，在用于可调谐滤波器的串联臂谐振器或并联臂谐振器中的情况下，能够更进一步有效地调整可调谐滤波器的频率特性。此外，若是Au以外的电极，也能够得到同样的结果。

[0138] (可调谐滤波器1的频率特性)

[0139] 图6表示使用了后述的图8的实线所示的弹性表面波谐振器的上述可调谐滤波器1的频率特性。在此，图6示出：在使可变电容器C2和可变电容器C3的电容相等、可变电容器CP1和可变电容器CP2的电容相等的结构中，如图6所示那样改变了静电电容时的频率特性。另外，将带宽扩大用电感器Lx的电感值设为4.5nH。

[0140] 根据图6可知，将可变电容器C2及CP1的电容的大小改变成C2＝0.7pF且CP1＝0(未连接CP1)、C2＝1pF且CP1＝0、以及C2＝2pF且CP1＝4pF时，能够将中心频率改变20％而成为1790MHz、1680MHz以及1460MHz。因此，能够使频率可变量极大。

[0141] 接着，制作了除了未连接图1(a)中的带宽扩大用电感器Lx及连接了下述的第3电容器Cf的情形外与上述实施方式构成相同的、即图7所示的比较例的可调谐滤波器41。另外，在未连接第3电容器Cf的情况下，也能得到与连接了第3电容器Cf时相同的结果。因此，比较例的可调谐滤波器41虽然具有第3电容器Cf，但可用于与上述实施方式的比较中。

[0142] 在该比较例的可调谐滤波器41中，能够在不改变通带宽度且不使比通带更高频侧的衰减量劣化的情况下改变中心频率。参照图8及图9来说明该情况。图8的实线表示向LiNbO3基板上的槽填充了金属的弹性表面波谐振器的一例的阻抗-频率特性，虚线表示在LiNbO3基板上形成了电极的用于比较的弹性表面波谐振器的阻抗特性。

[0143] 图9表示在上述比较例的可调谐滤波器41中，作为串联臂谐振器S1、S2而使用了上述嵌入电极型的弹性表面波谐振器时的频率特性。在此，使可变电容器C2和可变电容器C3的电容相等，使可变电容器CP1和可变电容器CP2的电容相等。

[0144] 根据图9可知，改变成C2＝0.5pF且CP1＝0(未连接CP1)、C2＝0.75pF且CP1＝1pF、以及C2＝1.0pF且CP1＝3pF时，只能将频率改变7％，将中心频率改变为1858MHz、1798MHz以及1733MHz。

[0145] 此外，根据图6与图9的比较可知，本实施方式的可调谐滤波器1具备带宽扩大用电感器Lx，因此可实现比比较例的可调谐滤波器41更宽的频带。

[0146] 另外，电容器C1、C4的静电电容为2.5pF时的阻抗值在1800MHz下是35Ω，与来自外部的阻抗50Ω大致匹配，因此能够减小插入损耗。此外，上述电感器L1(电感值4.5nH)在1800MHz附近的阻抗是45Ω。

[0147] 另外，即使从图7的电路省略第3电容器Cf，也能够获得与具有第3电容器Cf时相同的结果。

[0148] 如前所述，图8是表示对具有嵌入到LN基板的电极的弹性表面波谐振器的阻抗-频率特性、和在LN基板上形成了电极的现有技术的弹性表面波谐振器的阻抗-频率特性进行比较的图。在嵌入电极型的弹性表面波谐振器、和非嵌入电极型的弹性表面波谐振器中都形成标准化膜厚H/λ为0.1的Cu的IDT电极以及反射器。

[0149] 根据图8可知，在非嵌入电极型的弹性表面波谐振器中，相对带宽是13％。因此，与嵌入电极型的弹性表面波谐振器的相对带宽17％相比，在非嵌入电极型的弹性表面波谐振器中相对带宽变窄。即使是这种相对带宽小的非嵌入电极型的弹性表面波谐振器，只要通过带宽扩大用电感器使谐振点偏移，就能够扩大相对带宽。因此，在可调谐滤波器中能够获得大的频率可变量。另外，在此，相对带宽是指谐振频率与反谐振频率之差的绝对值除以谐振频率而得到的值。

[0150] (带宽扩大用电感器Lx的构成例)

[0151] 在本实施方式的可调谐滤波器1中，通过将弹性表面波谐振器和封装体电连接的接合线构成了带宽扩大用电感器Lx。此时，不需要用于构成带宽扩大用电感器Lx的多余的部件，因此能实现小型化。参照图10及图11说明通过这种接合线构成了带宽扩大用电感器Lx的具体结构的例。

[0152] 图10是用于说明第1实施方式所涉及的可调谐滤波器的示意性的俯视剖视图。在此，表示了串联臂谐振器S1、S2在压电基板200上的实际的布局、和该压电基板200被收纳在封装体中的状态。

[0153] 更具体而言，使用由15°Y切割LiNbO3基板构成的压电基板200。在压电基板200上构成串联臂谐振器S1、S2。

[0154] 串联臂谐振器S1是具有IDT电极12的1端口型弹性表面波谐振器。IDT电极12具有梳齿电极12a、12b。在IDT电极12的弹性表面波传播方向两侧形成了反射器13、14。IDT电极12以及反射器13、14是通过向形成在压电基板200的上表面的槽嵌入电极材料而设置的。作为电极材料，使用Cu电极。设IDT电极12以及反射器13、14的电极指的标准化膜厚为0.07、占空比为0.6。

[0155] 串联臂谐振器S2也与串联臂谐振器S1同样地构成。

[0156] 此外，在压电基板200上形成由电极膜构成的端子201、202、203。端子201与IDT电极12的梳齿电极12b连接。端子202、203与梳齿电极12a电连接。

[0157] 在串联臂谐振器S2中，IDT电极的一端也与端子201A连接。IDT电极的另一端与端子202A及203A连接。端子201～203及201A～203A由与构成IDT电极的材料相同的电极材料形成。

[0158] 上述压电基板200被收纳在封装体205内。在封装体205侧形成了电极206～209。端子201通过接合线211与电极206连接。同样，端子202通过接合线212与电极207连接。此外，端子201A通过接合线213与电极208连接，端子202A通过接合线214与电极209连接。现在，为了说明接合线211、212带来的影响，以串联臂谐振器S1为代表进行说明。

[0159] 图11的实线表示连接接合线211、212之前的串联臂谐振器S1、即弹性表面波谐振器的阻抗特性以及相位特性。另外，实际上，在分割成各个压电基板200之前的母晶片中，使信号电位侧的探针与端子201接触、使接地电位侧的探针的前端与端子202接触，从而进行了测量。

[0160] 此外，图11的虚线表示在上述封装体205中搭载压电基板200、通过接合线211、212将端子201、202连接到电极206、207之后的电极206、207间的阻抗特性以及相位特性。此时，分割母晶片而获得压电基板200之后，进行基于接合线211、212的连接之后，进行了测量。

[0161] 根据图11的虚线可知，在电极206、207之间的阻抗特性中，由于接合线的电感，谐振点向低频侧偏移，因此，反谐振频率与谐振频率之差即带宽被扩大。即，接合线起到带宽扩大用电感器的作用。

[0162] (带宽扩大用电感器的变形例)

[0163] 在上述第1实施方式中，使用了由接合线构成的带宽扩大用电感器，但是如图12(a)所示，也可以使用在封装体205内形成的由弯曲状的导体图案构成的带宽扩大用电感器221。

[0164] 此外，如图12(b)所示，也可使用不是在封装体205内形成而是在压电基板200上形成的由螺旋状的导体图案构成的带宽扩大用电感器221A。

[0165] 如图12(a)、(b)所示，带宽扩大用电感器也可以是螺旋状或弯曲状的导体图案。

[0166] 在图12(a)、(b)中，示出了压电基板的电极形成面朝向上方的、所谓的面朝上类型的弹性表面波谐振器元件芯片。在本发明中，也可以使用弹性表面波谐振器元件芯片的IDT电极形成面与封装体的安装电极面对置的面朝下类型的弹性表面波谐振器元件芯片。

[0167] 作为面朝下类型的弹性表面波谐振器的带宽扩大用电感器Lx，使用图12(a)、(b)所示的螺旋状或弯曲状的导体图案。

[0168] (第1实施方式的变形例)

[0169] 以下，参照图13～16说明第1实施方式的可调谐滤波器中的变形例。

[0170] 如上所述，在第1实施方式中，没有连接在图7所示的比较例的可调谐滤波器41中所使用的第3电容器Cf。此时，与连接了第3电容器Cf的情况相同，能够扩大通带宽度，且能够增大频率可变量。但是，在图6所示的第1实施方式的频率特性中，能够使通带高频侧的滤波特性的陡峭性高，但是低频侧的陡峭性并不高。

[0171] 另一方面，在双工器的相对高频侧的带通滤波器中，要求低频侧的滤波特性的陡峭性高。因此，研究了可提高低频侧的滤波特性的陡峭性的可调谐滤波器的电路。

[0172] 即，在图1的电路中追加第3电容器Cf，来设计了图13(a)所示的可调谐滤波器51。图13(b)表示在该可调谐滤波器51中，将第3电容器Cf的电容变化为0pF、1pF、2pF、5pF或
10pF时的频率特性。根据图13(b)可知，能够提高低频侧的滤波特性的陡峭性。

[0173] 此外，如图13(b)所示，在可调谐滤波器51中，衰减极的高频侧的反弹较大，2400MHz附近的衰减量恶化。图14示出：使电容器C2、C3的静电电容相等、将电容器C2的电容设为0.7pF、1pF或2pF、且使电容器CP1、CP2的静电电容相等、将电容器CP1的电容设为0或
2pF时的可调谐滤波器51的频率特性。根据图14可知，即使改变电容器C2、C3、CP1以及CP2的电容值，2400MHz附近的衰减量恶化的情况并未改变。

[0174] 因此，通过在可调谐滤波器51上级联连接图15(a)所示的电路的第2可调谐滤波器301，从而研究了频带外衰减量的改善。在该第2可调谐滤波器301中，串联连接了电感器302和可变电容器303。

[0175] 图15(b)示出在第2可调谐滤波器301中，将电感器302的电感值固定为60nH，将可变电容器303的静电电容改变为0.13pF、0.15pF以及0.19pF时的频率特性的变化。根据图15(b)可知，通过如上所述那样改变可变电容器的静电电容，能够将中心频率改变成1800MHz、1700MHz以及1530MHz这样的频率。因此，通过调整可变电容器303的静电电容，能够使第2可调谐滤波器301的中心频率与可调谐滤波器51的中心频率大致一致。如图16(a)所示那样，将按照中心频率与可调谐滤波器51的中心频率大致一致的方式构成的第2可调谐滤波器
301级联连接在可调谐滤波器51上，由此制作出了可调谐滤波器304。图16(b)表示该可调谐滤波器304的频率特性。

[0176] 通过图14和图16(b)的比较可知，将第2可调谐滤波器301级联连接到可调谐滤波器1时，能够增大从通带中向高频侧远离的位置、即2400MHz附近的衰减量。

[0177] 在上述的各实验例中，说明了在弹性表面波谐振器上连接了带宽扩大用电感器的串联臂谐振器电路部中连接了可变电容器的可调谐滤波器，但是可变电容器的结构并不特别限于此。可使用能够以机械或电方式改变静电电容的适当的可变电容器。

[0178] 此外，在第1实施方式中，使用了嵌入电极型的弹性表面波谐振器，如图3(b)所示，也可使用在压电基板的上表面形成了IDT电极的弹性表面波谐振器。图17～25是表示在10°Y切割X传播即欧拉角为(0°，100°，0°)的LiNbO3的上表面形成了由Al、Mo、Cu、Ni、Ag、Au、W、Ta或Pt构成且占空比为0.5的IDT电极的图3(b)的结构的弹性表面波谐振器的特性的图。在图17～图25中，表示了IDT电极的标准化膜厚H/λ、与电极开路时的阻带的上端及下端、以及电极短路时的阻带的上端及下端的各弹性表面波的音速之间的关系。在图17～图25中，将相当于谐振频率的音速用符号fr表示，将相当于反谐振频率的音速用符号fa来表示。

[0179] 图3(b)是不存在(a)中的SiO2膜的结构。

[0180] 如图17所示，在电极由Al构成的情况下，比fr及fa这两者都较慢的体横波的音速即4060m/秒更快或更慢的Al电极的标准化膜厚范围是0.001～0.03以及0.115以上。此外，如图18所示，在由Mo构成的电极的情况下，由Mo构成的电极的标准化膜厚范围只要是0.001～0.008以及0.045以上即可。若结合其他电极金属的情况在内，则如下述的表5。

[0181] 即，在由表5的第1栏所示的金属构成的电极的情况下，按照成为第2栏或第3栏所示的标准化膜厚范围的方式设定IDT电极的膜厚即可。

[0182] [表5]

[0183]

[0184] 为了使较慢的体横波音速不位于相当于谐振频率和反谐振频率的音速fr与fa之间，设置为表5的第2栏的标准化膜厚范围即可。并且，为了消除泄漏成分的影响，使用表5的第3栏的标准化膜厚范围即可。

[0185] 图33表示fa与体波音速4060m/秒一致时的由Al、Mo、Cu、Ni、Ag、Au、W、Ta或Pt构成的电极的占空比与电极的标准化膜厚(H/λ)之间的关系。此外，表6表示将该占空比设为X时的各电极的标准化膜厚(H/λ)应满足的条件。即，在图33的线以上、或为下述的表6所示的电极膜厚范围时，fa是4060m/秒以下，因此不受体波的影响。

[0186] [表6]

[0187]电极材料 电极标准化膜厚H/λ
Al ≥0.18032-0.15186X+0.04954X2
Mo ≥0.13336-0.25984X+0.1623X2
Cu ≥0.11452-0.16714X+0.06712X2
Ni ≥0.14498-0.27652X+0.17081X2
Ag ≥0.0904-0.13393X+0.0518X2
Au ≥0.05966-0.10753X+0.05177X2
W ≥0.08039-0.15733X+0.08902X2
Ta ≥0.08344-0.15413X+0.0806X2
Pt ≥0.06404-0.12311X+0.06493X2

[0188] 表中，X表示占空比。

[0189] 图26及图27表示使用LN基板且由Cu构成的IDT电极的标准化膜厚为0.05、占空比为0.5时的弹性表面波谐振器的欧拉角(0°，θ，0°)的θ、与反射系数以及电机械结合系数k2之间的关系。在图17～25中，示出了10°Y切割X传播即欧拉角为(0°，100°，0°)的LiNbO3时的结果，但根据图26及图27可知，在θ＝70～115°的范围内反射系数和电机械结合系数k2变化不大。因此，LiNbO3的欧拉角在(0°，70°～115°，0°)的范围即可。

[0190] 以占空比0.5为中心进行了例示，但若变成高频，则要求耐功率性出色。因此，由于能够提高耐功率性，所以占空比小于0.5、更优选是在0.15～0.49的范围内是有利的。

[0191] 该情况下，也能够通过带宽扩大用电感器扩大带宽。

[0192] (第2实施方式)

[0193] 图28是表示本发明的第2实施方式的可调谐滤波器的电路图。第2实施方式是本申请的第2发明的实施方式。在第2实施方式的可调谐滤波器601中，在连接输入端子602和输出端子603的串联臂上彼此串联连接了串联臂谐振器S1及S2。在串联臂谐振器S1的输入侧连接了可变电容器Css，在串联臂谐振器S2的输出侧连接了另一可变电容器Css。此外，与串联臂谐振器S1并联连接了可变电容器Csp，与串联臂谐振器S2也并联连接了可变电容器Csp。

[0194] 在连接串联臂谐振器S1与串联臂谐振器S2之间的连接点和接地电位的并联臂上，设置了并联臂谐振器P1。在并联臂谐振器P1的接地侧，与并联臂谐振器P1串联连接了电容器Cps。此外，与并联臂谐振器P1并联连接了电容器Cpp。第2实施方式的可调谐滤波器601是具备具有串联臂谐振器S1、S2的串联臂、和具有并联臂谐振器P1的并联臂的梯型电路结构的可调谐滤波器。

[0195] 在梯型电路结构的可调谐滤波器601中，将串联臂谐振器S1、S2的谐振频率以及反谐振频率分别设为FrS以及FaS。此外，将并联臂谐振器P1的谐振频率以及反谐振频率分别设为FrP以及FaP。此时，在第2发明中构成为：FrS、FaS、FrP以及FaP是FrS≤{(n-1)FrP+FaP}/n，且FaP≤{(n-1)FaS+FrS}/n，n是2以上且30以下的整数。与连接在串联臂谐振器以及并联臂谐振器中的至少一方的可变电容器相连而构成梯型的可调谐滤波器。因此，能够增大可调谐滤波器的频率可变量。以下，详细进行说明。

[0196] 一般，梯型滤波器具有图29(a)或(b)所示的电路结构。即，在图29(a)所示的梯型滤波器701中，在输入端子702上连接了串联臂谐振器S1。此外，与输入端子702最近的并联臂谐振器P1被设置在连接串联臂谐振器S1与下一个串联臂谐振器S2之间的连接点、和接地电位的并联臂上。

[0197] 另一方面，在图29(b)所示的梯型滤波器704中，在输入端子705上连接了并联臂谐振器P1。

[0198] 在上述梯型滤波器701及704中都按照以下方式设定串联臂谐振器的频率特性以及并联臂谐振器的频率特性。图30是表示串联臂谐振器以及并联臂谐振器的阻抗特性的图。如图30的实线所示，并联臂谐振器的反谐振频率FaP与由虚线所示的串联臂谐振器的谐振频率FrS一致。由此，实现通带内的插入损耗的降低。

[0199] 但是，在这种结构中，即使在串联臂谐振器或并联臂谐振器上分别串联或并联连接静电电容，也不能构成可调谐滤波器。以下，进行说明。

[0200] 如上所述，以并联臂谐振器的反谐振频率FaP、和串联臂谐振器的谐振频率FrS一致的频率为中心形成通带。通带两侧的衰减极产生在并联臂谐振器的谐振频率FrP、和串联臂谐振器的反谐振频率FaS中。

[0201] 若在并联臂谐振器上串联连接静电电容，则并联臂谐振器的谐振频率FrP上升。因此，通带的低频侧的衰减极的频率变高，通带不会变化。

[0202] 此外，若在串联臂谐振器上并联连接静电电容，则串联臂谐振器的反谐振频率FaS下降。因此，通带的高频侧的衰减极的频率变低，但通带不会变化。

[0203] 另一方面，若在并联臂谐振器上并联连接静电电容，则并联臂谐振器的反谐振频率FaP降低。其结果，并联臂谐振器的反谐振频率FaP和串联臂谐振器的谐振频率FrS分别成为插入损耗变小的滤波特性、即所谓的双峰特性。因此，滤波特性劣化。只要能够降低串联臂谐振器的谐振频率FrS就能够改善上述滤波特性的劣化，但是通过连接静电电容的方法无法改善上述滤波特性的劣化。

[0204] 此外，若在串联臂谐振器上串联连接静电电容，则串联臂谐振器的谐振频率FrS上升。并且，并联臂谐振器的反谐振频率FaP和串联臂谐振器的谐振频率FrS分别成为插入损耗小的滤波特性、即双峰特性。因此，滤波特性劣化。只要能够增加并联臂谐振器的反谐振频率FaP就能够改善上述滤波特性的劣化，但是通过连接静电电容的方法无法改善上述滤波特性的劣化。

[0205] 在本实施方式中，当n＝2时，优选设定成满足FrS≤(FrP+FaP)/2、FaP＞FrS以及FaP＜FaS。

[0206] 此时，由于在并联臂谐振器上并联连接了静电电容，因此并联臂谐振器的反谐振频率FaP下降，且由于在串联臂谐振器上串连连接了静电电容，因此串联臂谐振器的谐振频率FrS上升。此外，通过使并联臂谐振器的反谐振频率FaP和串联臂谐振器的谐振频率FrS一致，能够得到在连接静电电容之前的FrS与FaP之间的频带中具有中心频率的滤波特性。因此，滤波特性不会成为双峰特性。因此，通过调整被连接的静电电容的值，从而能够得到可在FrS与FaP之间改变滤波器的中心频率的可调谐滤波器。

[0207] 若在该状态下，在并联臂谐振器上串联连接静电电容，则并联臂谐振器的谐振频率FrP上升。因此，通带的低频侧的衰减极靠近通带，因此能够改善可调谐滤波器的通带低频侧的陡峭性。若在串联臂谐振器上并联连接静电电容，则串联臂谐振器的反谐振频率FaS变低。因此，通带的高频侧的衰减极靠近通带，因此，能够改善可调谐滤波器的通带高频侧的陡峭性。

[0208] n＝2时，由于能够将反谐振频率与谐振频率之差即Δf大致相同的弹性表面波谐振器用作串联臂以及并联臂谐振器，因此设计较容易。

[0209] 更优选的是，n＝3，且设定成满足FrS≤(2FrP+FaP)/3、FaP＞FrS以及FaP＜FaS。由于能够将反谐振频率与谐振频率之差即Δf大致相同的弹性表面波谐振器用作串联臂以及并联臂谐振器，因此设计较容易。

[0210] 若进行一般性表示，则如前所述，FrS≤{(n-1)FrP+FaP}/n，且FaP≤{(n-1)FaS+FrS}/n，n是2以上且30以下的整数。

[0211] 根据上述的说明可知，当不在并联臂谐振器上串联连接静电电容、且不在串联臂谐振器上并联连接静电电容时，通带两侧的衰减极离通带最远，且可获得最宽的3dB带宽。此时的3dB带宽是|FrP-FrS|。因此，n越大，可实现的3dB带宽就更窄。只要根据可调谐滤波器的规格来选择n即可。

[0212] 如以上所述，为了实现可增大频率可变范围且使通带的宽度变宽的可调谐滤波器，必须准备宽频带的谐振器，且需在串联臂谐振器的频率特性与并联臂谐振器的频率的组合方面下功夫。以下，说明具体例。

[0213] 图31是表示使用具有前述的嵌入型电极的弹性表面波谐振器而构成的并联臂谐振器以及串联臂谐振器的阻抗特性的图。在此，调整由IDT电极的间距确定的波长和交叉宽度，从而调整了并联臂谐振器以及串联臂谐振器的阻抗特性。

[0214] 根据图31可知，在实线所示的并联臂谐振器的阻抗特性中，谐振频率FrP是1629MHz，反谐振频率FaP是1903MHz。相对于此，将串联臂谐振器的谐振频率FrS设为比
1629MHz还高91MHz的1720MHz。并且，将串联臂谐振器的相对带宽设计成与并联臂谐振器的相对带宽同样地成为17％。另外，谐振器的相对带宽是反谐振频率与谐振频率之差除以谐振频率而得到的值。

[0215] 利用具有图31所示的阻抗特性的并联臂谐振器以及串联臂谐振器，构成了图28所示的可调谐滤波器601中的串联臂谐振器S1、S2以及并联臂谐振器P1。此时，根据图31可知，串联臂谐振器S1、S2的反谐振频率FaS是2010MHz。

[0216] 图32表示将可变电容器Css，Csp、电容器Cps，Cpp的静电电容设为以下的第1～第3组时的可调谐滤波器601的滤波特性。

[0217] 第1组：Css＝0pF、Csp＝2pF、Cpp＝8pF、Cps＝17pF

[0218] 第2组：Css＝1.5pF、Csp＝0.5pF、Cps＝7pF、Cpp＝2.3pF

[0219] 第3组：Css＝0.5pF、Csp＝0pF、Cps＝2.3pF、Cpp＝0pF

[0220] 在图32中，用虚线表示第1组的结果，用实线表示第2组的结果，用单点划线表示第3组的结果。

[0221] 根据图32可知，通过调节Css、Csp、Cps以及Cpp的大小，能够以很大程度改变通带。即，能够将中心频率改变约9％这样的非常大的程度。此外，在第1～第3组中3dB带宽都是
92MHz。

[0222] 3dB带宽是具有比通带内的最小插入损耗大3dB的插入损耗的频域的宽度。若将该频域的一端的频率设为F1、将另一端的频率设为F2，则3dB带宽是频率F1与频率F2之差的绝对值。可调谐滤波器601的中心频率可由(F1+F2)/2来表示。

[0223] 在此，在3dB带宽为92MHz时，如上所述能够将频率可变量设为9％。

[0224] 此外，图34中表示将FrP与FrS之差设为45MHz并与上述可调谐滤波器601同样的梯型可调谐滤波器的滤波特性。在此，设3dB带宽为46MHz。此外，频率可变幅度也增大至11.5％。

[0225] 因此，在本实施方式中，同样求出了以各种方式改变了串联臂谐振器的谐振频率FrS与并联臂谐振器的谐振频率FrP之差时的3dB带宽和频率可变量。下述的表7表示结果。根据表7可知，通过改变串联臂谐振器的谐振频率FrS与并联臂谐振器的谐振频率FrP之差，能够改变可调谐滤波器601的3dB带宽，并且能够改变频率可变量。此时的可调谐滤波器的中心频率约为1820MHz。

[0226] [表7]

[0227]FrS-FrP(MHz) 182 137 91 45 22.5 11.3
3dB带宽(MHz) 185 138 92 46 23 12
频率可变量(％) 4.5 6.8 9 11.5 12.7 13.3

[0228] 另外，频率可变量是指，中心频率最低的第1组时的中心频率与中心频率最高的第3组时的中心频率之差相对于两个中心频率之间的中点的频率的比例(％)。

[0229] 根据表7可知，通过变更串联臂谐振器的谐振频率FrS与并联臂谐振器的谐振频率FrP之差，能够很大程度地改变3dB带宽以及频率可变量。另外，设成串联臂谐振器的反谐振频率FaS与并联臂谐振器的反谐振频率FaP之差大致等于FrS与FrP之差。

[0230] 如上所述，例如，当串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽为17％时，为了将可调谐滤波器的频率可变范围设为6.2％以上，可知只要将FrS与FrP的谐振频率差设在137MHz以下即可。即，可知只要将谐振频率差Δfr＝FrS-FrP设为并联臂谐振器以及串联臂谐振器的相对带宽17％＝274MHz的1/2、即137MHz以下即可。此外，此时的Δfr是几乎接近于可调谐滤波器的3dB带宽的值。

[0231] 此外，换言之，为了实现频率可变幅度6.8％以上，在弹性表面波谐振器的相对带宽为13～25％时，如下述的表8所示，将相对于FrS-FrP的谐振器的带宽的比例按照下述的表8所示那样设定即可。

[0232] [表8]

[0233]

[0234] 此外，在将频率可变幅度设为9％以上的情况下，如下述的表9所示，将相对于FrS-FrP的谐振器的带宽的比例设为表9所示的值以下即可。

[0235] [表9]

[0236]

[0237] 因此，优选串联臂谐振器的相对带宽以及并联臂谐振器的相对带宽在13％以上。由此，如上所述，能够进一步增大频率可变量。更优选的是串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽在15％以上，由此，能够更进一步增大频率可变量。另外，一般在带通滤波器中不使用超过相对带宽60％的弹性波谐振器。因此，优选相对带宽在13％以上且60％以下。

[0238] 若利用式子表示上述表7～表9的值，则如下。即，将想要实现的可调谐滤波器的频率可变幅度设为t、将串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽设为y。

[0239] t是利用(FaP+FrS)/2对频率可变动的幅度(FaP-FrS)进行了标准化而得到的值，此外，串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽y是利用各自的谐振频率对带宽进行了标准化的值。此时可知，将Δfr＝FrS-FrP相对于FrP之比即Δfr/FrP利用相对带宽y进行了标准化而得到的值只要在以下的式(1)所示的值以下即可。即，

[0240] {(2-t/0.9)×(1+y)-(2+t/0.9)}/{(2+t/0.9)×y}×100(％)…(1)

[0241] 另外，在实验中，频率可变幅度t最大是

[0242] t≈2×(FaP-FrS)/(FaP+FrS)×0.9×100(％)。

[0243] 因此，若考虑得到的滤波特性，则适合的可变幅度在0.7×t～0.9×t之间。因此，可得到：最小的3dB带宽是(FrS-FrP)×0.9或(FaS-FaP)×0.9中的较小者，最大频率可变幅度是140×(FaP-FrS)/(FaP+FrS)(％)至180×(FaP-FrS)/(FaP+FrS)(％)。

[0244] 如上所述，可知在可调谐滤波器601中，通过组合串联臂谐振器S1、S2以及并联臂谐振器P1的频率特性，可增大频率可变幅度。

[0245] 说明了利用使用具有嵌入型电极的弹性表面波谐振器而构成的串联臂以及并联臂的谐振器的梯型可调谐滤波器，但是也可以利用使用在LN基板上形成了IDT电极的弹性表面波谐振器而构成的串联臂以及并联臂的谐振器。此时，也如上所述那样，通过组合串联臂谐振器S1、S2以及并联臂谐振器P1的频率特性，可增大频率可变幅度。

[0246] 在梯型的可调谐滤波器中，可知将串联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率设为FrS、FaS、并联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率设为FrP、FaP时，|FrS-FaS|和|FrP-FaP|越大，越能够增大可调谐滤波器的通带的可变量，因此是优选的。在上述实施方式中，利用具有图31所示的阻抗特性的并联臂谐振器以及串联臂谐振器进行了说明，但是也可以代替并联臂谐振器以及串联臂谐振器，在串联臂和并联臂中都分别设置串联臂谐振器电路部和并联臂谐振器电路部，从而通过串联臂谐振器电路部和并联臂谐振器电路部来构成梯型滤波器。

[0247] 另外，如图3所示那样在压电基板11上形成了IDT电极12时，瑞利波引起的乱真现象出现在谐振频率与反谐振频率之间、或比反谐振频率高的频率位置上。相对于此，在使用了前述的嵌入型电极的结构中，瑞利波引起的乱真现象出现在比谐振频率低的频率位置上。因此，期望将非嵌入型的弹性表面波谐振器用作串联臂谐振器，将嵌入电极型弹性表面波谐振器用作并联臂谐振器。由此，能够得到在通带内不易产生乱真现象的可调谐滤波器。

[0248] 此外，如第1实施方式所示，在利用接合线等形成了带宽扩大用电感器的情况下，也如上述式(1)所示那样，通过组合串联臂谐振器的频率特性以及并联臂谐振器的频率特性来扩大带宽，从而能够增大频率可变幅度。

[0249] (第2实施方式的变形例)

[0250] 参照图35～图39，说明第2实施方式的变形例所涉及的梯型可调谐滤波器。在图37中如电路图所示，本实施方式的梯型可调谐滤波器61具有输入端子62和输出端子63、以及与接地电位连接的接地端子64。在连接输入端子62和输出端子63的串联臂上相互串联地插入有第1、第2体波谐振器65、66。此外，在输入端子62与第1体波谐振器65之间连接了第1可变电容器CSs1。与第1体波谐振器65并联连接了可变电容器CSp1。

[0251] 与第2体波谐振器66并联连接了可变电容器CSp2。在体波谐振器66与输出端子63之间连接了可变电容器CSs2。另一方面，在连接第1、第2体波谐振器65、66之间的连接点N与接地端子64的并联臂上，作为并联臂谐振器而连接了第3体波谐振器67。

[0252] 在第3体波谐振器67、与第1、第2体波谐振器65、66之间的连接点N之间，连接了可变电容器CPs。此外，与第3体波谐振器67并联连接了可变电容器CPp。在本实施方式的可调谐滤波器61中，通过调整上述可变电容器CSs1、CSs2、CSp1、CSp2、CPs以及CPp的静电电容，能够调整通带的频率位置。

[0253] 上述体波谐振器65～67利用通过激励压电薄膜或压电薄板而产生的体波引起的谐振。图35是第1体波谐振器65的主视剖视图。体波谐振器65具有由Si等适当的绝缘材料或半导体材料构成的基板68。基板68具有由贯通孔68a构成的空腔。在基板68上层叠有压电薄膜69。压电薄膜69被设置成覆盖贯通孔68a。该压电薄膜69在本实施方式中由KNbO3构成。但是，压电薄膜69也可以是压电薄板，也可以由其它压电材料形成。

[0254] 在压电薄膜69的覆盖贯通孔68a的部分，在压电薄膜69的下表面形成了第2激励电极70A。此外，按照隔着压电薄膜69与第2激励电极70A对置的方式设置了第1激励电极71A。第1、第2激励电极71A、70A在本实施方式中由Al构成。但是，激励电极70A、71A可由Cu、Ag、Au、Pt、Mo、Ni或以它们为主体的合金等适当的金属形成。

[0255] 第1、第2激励电极71A、70A对置的部分构成了激励部。在激励部内，由贯通孔68a构成的空腔位于下方。因此，压电薄膜69在激励部中其振动不易受到妨碍。

[0256] 作为体波谐振器的振动模式，具有厚度剪切振动和厚度伸缩振动。根据所利用的振动模式适当调整激励电极的尺寸即可。在图35中说明的话，厚度剪切振动是向形成在压电薄膜69的激励电极70A与71A之间施加了电压时，体波的传播方向即压电薄膜的厚度方向与体波的位移方向大致垂直的振动模式。另一方面，厚度伸缩振动是向形成在压电薄膜69的激励电极70A与71A之间施加了电压时，体波的传播方向即压电薄膜的厚度方向与体波的位移方向大致平行的振动模式。

[0257] 说明了体波谐振器65，第2、第3体波谐振器66、67也具有同样的结构。

[0258] 图37所示的体波谐振器65与输入端子62和前述的连接点连接，上述第1激励电极71A经由CSs1与输入端子62连接，第2激励电极70A与前述的连接点N连接。

[0259] 图36是上述可调谐滤波器的示意俯视图。在图36中，在基板68上，在构成上述体波谐振器65的部分图示了第1激励电极71A。第2激励电极70A位于压电薄膜的下表面，用虚线表示。在构成了第2、第3体波谐振器66、67的部分，也同样在基板68的上表面设有第1激励电极71A。

[0260] 另外，在图36中，以矩形框示意性表示了设有可变电容器CSs1、CSp1、CSp2、CSs2、CPs以及CPp的部分。这种各可变电容器的结构与前述的第1、第2实施方式相同，即，可由以往公知的可变电容器构成。

[0261] 如本实施方式所示，在本发明的可调谐滤波器中，作为串联臂谐振器以及并联臂谐振器，也可以使用体波谐振器。

[0262] 图38表示上述可调谐滤波器61中的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的各阻抗特性。即，第1、第2体波谐振器65、66具有在图38中由虚线所表示的串联臂谐振器的阻抗特性。另一方面，第3体波谐振器67具有在图38中由实线表示的并联臂谐振器的阻抗特性。

[0263] 图39表示使用了这种第1～第3体波谐振器65～67的可调谐滤波器61的衰减量频率特性。

[0264] 另外，图39示出对上述的可变电容器的静电电容进行了各种变更时的频率特性。在本实施方式中，可变电容器CSs1以及CSs2的静电电容相等，并将这种静电电容设为S-Cs。
此外，可变电容器CSp1以及可变电容器CSP2的静电电容也相等，将这些可变电容器的静电电容设为S-Cp。

[0265] 此外，将与并联臂连接的可变电容器CPs的静电电容设为P-Cs，将可变电容器CPp的静电电容设为P-Cp。在图39中，示出将可变电容器的静电电容按以下的3组组合时的频率特性。

[0266] 第1组：S-Cs＝0pF、S-Cp＝5pF、P-Cs＝0pF、P-Cp＝22pF。

[0267] 第2组：S-Cs＝0.6pF、S-Cp＝0.6pF、P-Cs＝4.0pF、P-Cp＝3.0pF。

[0268] 第3组：S-Cs＝0.2pF、S-Cp＝0pF，P-Cs＝0.8pF、P-Cp＝0pF。

[0269] 根据图39可知，第1组中，通带的中心频率约为1.67GHz，第2组中，通带中心频率约为1.79GHz，第3组中，通带中心频率约为1.91GHz。即，通过调整可变电容器的静电电容，能够将通带的中心频率改变1.91-1.67＝0.24GHz＝240MHz。因此，相对于设计中心频率1.8GHz，频率可调范围是14％，是非常大的。

[0270] 即，在本发明中，并不限于弹性表面波谐振器，也可以利用如上所述的体波谐振器65～67，此时，根据本发明，能够拓宽频率可调范围。

[0271] 图40(a)以及(b)是表示体波谐振器的变形例的各主视剖视图。在图35所示的体波谐振器65中，在基板68上设置了由贯通孔68a构成的空腔。相对于此，如图40(a)所示，也可以通过在基板68的上表面设置非贯通孔的凹部68b，从而形成空腔。

[0272] 此外，如图40(b)所示，也可以是压电薄膜69的上表面的第1激励电极71A由隔着间隙对置的分割激励电极71、72构成，第2激励电极70A隔着压电薄膜69与上述分割激励电极71、72对置。

[0273] 即，可以代替图35所示的体波谐振器65，分别使用图40(a)及(b)所示的体波谐振器81、82。

[0274] 接着，作为图35所示的体波谐振器65的其他变形例，说明使用由LiNbO3构成的压电薄膜69、且作为体波而利用了厚度剪切振动的谐振器。

[0275] 图41是表示分别使用欧拉角(0°，95°，ψ)的LiNbO3以及欧拉角(30°，90°ψ)的LiNbO3、且利用了厚度剪切振动的体波谐振器65的阻抗特性的图。在此，分别将LiNbO3的厚度设为1.45μm。通过Al膜形成了第1、第2激励电极71A、70A。第1、第2激励电极71A、70A的厚度为0.1μm，平面形状是半径为50μm的圆形。

[0276] 根据图41可知，由LiNbO3构成的压电薄膜的欧拉角为(30°，90°，ψ)，由此可得到30％的相对带宽。另一方面，在利用了由欧拉角(0°，95°，ψ)的LiNbO3构成的压电薄膜时，在厚度剪切谐振器中，可得到21％的相对带宽。由此，在体波谐振器65中利用了厚度剪切振动模式时，通过将LiNbO3用作压电薄膜且变更其欧拉角，能够控制带宽。

[0277] 图42是表示在使用了由欧拉角(30°，0°，ψ)的LiNbO3构成的压电薄膜的体波谐振器65中，在利用了厚度剪切振动模式的体波谐振器上串联连接了电感器时的电感器的大小、与阻抗特性的变化的图。

[0278] 根据图42可知，与未连接电感器即带宽扩大用电感器的情况相比，通过连接5nH、10nH以及20nH的电感值的带宽扩大用电感器，能够拓宽带宽。

[0279] 图43是表示在使用了由上述欧拉角(φ，θ，ψ)的LiNbO3构成的压电薄膜的体波谐振器65中，利用了厚度剪切振动模式的谐振器中的欧拉角、与相对带宽Δf/fr之间的关系的图。

[0280] 根据图43可知，在利用了厚度剪切模式时，通过在如下的特定的范围内选择欧拉角，从而可将相对带宽拓宽20％以上、25％以上或30％以上。

[0281] [表10]

[0282]频带在20％以上 频带在25％以上 频带在30％以上
(0±5°、63°～97°、ψ) (0±5°、72°～90°、ψ) -
(10±5°、62°～100°、ψ) (10±5°、68°～95°、ψ) (10±5°、72°～90°、ψ)
(20±5°、67°～103°、ψ) (20±5°、72°～97°、ψ) (20±5°、80°～90°、ψ)
(30±5°、72°～108°、ψ) (30±5°、78°～102°、ψ) (30±5°、89°～91°、ψ)(40±5°、76°～113°、ψ) (40±5°、81°～107°、ψ) (40±5°、88°～98°、ψ)(50±5°、77°～115°、ψ) (50±5°、83°～110°、ψ) (50±5°、87°～104°、ψ)(60±5°、78°～117°、ψ) (60±5°、83°～113°、ψ) (60±5°、87°～107°、ψ)[0283] 图44是表示使用利用了上述厚度剪切振动模式的体波谐振器65，将图37所示的可调谐滤波器构成得与图37相同时的衰减量频率特性以及频率可变幅度的图。在此，在图37的可调谐滤波器中，除了作为谐振器使用由欧拉角(30°，90°，ψ)的LiNbO3构成的压电薄膜、且利用了厚度剪切振动模式之外，构成与图37相同的可调谐滤波器61。另外，在图44中，示出与图39同样地，对可变电容器的静电电容进行了各种变更时的频率特性。在图44中，示出将可变电容器的静电电容组合成如下的3组时的频率特性。

[0284] 第1组：S-Cs＝0pF、S-Cp＝2pF、P-Cs＝0pF、P-Cp＝8pF。

[0285] 第2组：S-Cs＝0.2pF、S-Cp＝0.26pF、P-Cs＝0.8pF、P-Cp＝1.0pF。

[0286] 第3组：S-Cs＝0.08pF、S-Cp＝0.2pF、P-Cs＝0.3pF、P-Cp＝0pF。

[0287] 根据图44可知，在第1组中，通带的中心频率位于约1.25GHz上，在第2组中，中心频率约在1.38GHz附近，在第3组中，中心频率位于约1.54GHz附近。因此，可知能够在1.54～1.25＝0.29GHz的范围内改变中心频率。因此，相对于设计中心频率1.395GHz，能够使频率可调范围增大21％，是非常大的。

[0288] 另外，在本发明中，也可以使用作为体波谐振器65而利用了厚度伸缩振动模式的厚度伸缩谐振器。图45是表示在利用由欧拉角(φ，θ，ψ)的LiNbO3构成的压电薄膜来构成体波谐振器65，且利用了厚度伸缩振动模式的情况下，相对带宽Δf/fr与欧拉角之间的关系的图。

[0289] 根据图45可知，在使用了利用厚度伸缩振动模式的体波谐振器的情况下，若将LiNbO3的欧拉角设为(0±5°、107°～137°、ψ)、(10±5°、112°～133°、ψ)、(50±5°、47°～69°、ψ)或(60±5°、43°～73°、ψ)中的任一个范围，则能够使带宽在10％以上。

[0290] 符号说明

[0291] 1        可调谐滤波器

[0292] 11       压电基板

[0293] 11a     上表面

[0294] 11b     槽

[0295] 12       IDT电极

[0296] 12a、12b 梳齿电极

[0297] 13、14   反射器

[0298] 15      SiO2膜

[0299] 22       输入端子

[0300] 23       输出端子

[0301] 41       可调谐滤波器

[0302] 51       可调谐滤波器

[0303] 61       可调谐滤波器

[0304] 62       输入端子

[0305] 63       输出端子

[0306] 64       接地端子

[0307] 65～67   第1～第3体波谐振器

[0308] 68       基板

[0309] 68a      贯通孔

[0310] 68b      凹部

[0311] 69       压电薄膜

[0312] 70       公共激励电极

[0313] 70A      第2激励电极

[0314] 71A      第1激励电极

[0315] 71、72   分割激励电极

[0316] 81，82   体波谐振器

[0317] 200      压电基板

[0318] 201～203 端子

[0319] 201A     端子

[0320] 202A     端子

[0321] 205      封装体

[0322] 206～209 电极

[0323] 211～214 接合线

[0324] 221      带宽扩大用电感器

[0325] 221A     带宽扩大用电感器

[0326] 301      第2可调谐滤波器

[0327] 302      电感器

[0328] 303      可变电容器

[0329] 304      可调谐滤波器

[0330] 601      可调谐滤波器

[0331] 602      输入端子

[0332] 603      输出端子

[0333] 701      梯型滤波器

[0334] 702        输入端子

[0335] 704        梯型滤波器

[0336] 705        输入端子

[0337] C1～C4     电容器

[0338] CP1、CP2   电容器

[0339] L1         电感器

[0340] P1         并联臂谐振器

[0341] S1、S2     串联臂谐振器

[0342] S11、S12   串联臂谐振器电路部