一种数字调制误差测量计算的方法

摘要

本发明是一种数字调制误差测量计算的方法，该方法通过使矢量信号分析仪端的参考正交基带波形V3(t)直接从导入的被测发射端的信息比特序列BT1产生，避免被测信号V2(t)和参考信号V3(t)对应的BIT序列都是接收判决比特序列BT2，致使接收端发生了误码的现象。另外还可以通过测量误码率，通过对传统EvmRms参量的修正，正确反映信号失真。本发明解决了传统的VSA测量结构在测量深度失真信号时的缺陷。

权利要求

1.一种数字调制误差测量计算的方法，通过使正交基带波形V3(t)直接从导入的被测发射端的信息比特序列BT1产生，其特征在于，所述方法包括对EvmRms参量的修正，所述对EvmRms参量的修正是利用BER修正传统的EVM参量，以得到一个能更真实反映数字调制信号失真的参量Modified EvmRms，其修正公式为：其中，L＝log2M

M是指星座图上的符号点数

Vj是指每个符号对应的矢量，

k(SER)为折线模型表示的函数，SER指误符号率；

通过Modified EvmRms搭建测试系统，避免传统EvmRms的饱和现象造成的误导，真实地评估数字调制信号的失真。

2.根据权利要求1所述的数字调制误差测量计算的方法，其特征在于，所述EvmRms参量的修正是基于函数或者数值对照表形式使用误比特率、误符号率指标对传统EVM值进行修正。

说明书

一种数字调制误差测量计算的方法

技术领域

[0001] 本发明涉及信息传输技术，尤其是涉及对数字调制信号的数字调制误差测量计算的方法。

背景技术

[0002] 传统矢量信号分析仪原理存在缺陷，数字调制信号是现代信息传输的重要载体，已成为信息社会的基石之一，比如移动通信系统使用的QPSK信号和数字有线电视使用的QAM信号等。其中数字调制误差参量包括：矢量误差幅度（EVM）、幅度误差（Magnitude Error）等。测量数字调制误差的主要工具是矢量信号分析仪（VSA），VSA测量的主要原理如图1所示：图1是传统VSA的测量原理框图。

[0003] 发明人的实验证明了对传统VSA缺陷的理论分析。在实验中，标准的64QAM数字调制信号通过一个射频功率放大器，然后不断增加信号的功率，使得功率放大器逐步进入非线性状态，使用某型号的VSA测量EvmRms参量。然后基于传统VSA结构建立数值仿真模型，得到仿真值。测量和仿真结果如下图2所示：

[0004] 图2是功放非线性失真造成的EvmRms值的测量结果。如图2椭圆中标注的测量结果，随着功率输入功率的增加，非线性失真在加剧，但EvmRms测量值几乎不再变化，这说明：目前VSA的原理架构下的测得的EvmRms是不能正确反映信号的深度失真的，这不是某一个型号的VSA的问题，而是目前VSA通用架构的问题。进一步的仿真表明，在EvmRms曲线“饱和区”，信号接收端解调判决出现了较大的误码率。具体来说是：

[0005] 1，图1所示结构中，在失真较大的情况下，解调恢复得到的bit序列BT2和初始发射的bit序列BT1是有可能不同的。真实的信号误差实际上是相对初始信息比特流BT1而言的，但是参考信号V3(t)实际上是从BT2恢复出来的，在解调误码发生时，BT2和BT1是有可能不同的。

[0006] 2，被测信号V2(t)和参考信号V3(t)对应的BIT序列都是BT2，这样即使接收端发生了误码，V2(t)和V3(t)就会有一定的相似性，即：传统的EVM测量原理不可能正确反映已经发生误码的那部分信号的失真，严格来说，传统的EVM指标只有在误码率为0时或者非常小时才是有意义的。

[0007] 这种缺陷给工程测量带来的问题是：在深度失真的情况下，信号的实际失真在加剧，但是通过EvmRms等参量无法正确反映这种失真，导致工程师误以为信号质量仍然是好的，这容易造成信息和通信设备的潜在质量问题。

[0008] 而造成这种缺点的原因在图1结构中表现为：参考正交基带波形V3(t)是从BT2恢复出来的，所以必须着手在这一点开始改进。

发明内容

[0009] 本发明的目的是提出新的VSA测量结构和新的数字调制误差计算方法，改进矢量信号分析仪（VSA）的固有缺陷。

[0010] 为了实现本发明的目的，提出一种数字调制误差测量计算的方法，该方法通过使正交基带波形V3(t)直接从导入的被测发射端的信息比特序列BT1产生，避免被测信号V2(t)和参考信号V3(t)对应的BIT序列都是BT2，致使接收端发生了误码的现象，同时通过对EvmRms参量的修正，正确反映信号失真。

[0011] 所述正交基带波形V3(t)的产生是在矢量信号分析模块中增加一个接口,所述的接口导入被测发射端的信息比特序列BT1，然后从BT1来产生参考基带波形V3(t)。

[0012] 所述参考基带波形V3(t)还可以通过导出发射端映射符号序列生成，或者导出发射端基带正交波形V1(t)，经处理得到的。

[0013] 所述对EvmRms参量的修正是利用BER修正传统的EVM参量，以得到一个能更真实反映数字调制信号失真的参量Modified EvmRms，其修正公式为：

[0014]

[0015] 通过Modified EvmRms搭建测试系统，避免传统EvmRms的饱和现象造成的误导，真实地评估数字调制信号的失真.

[0016] 所述EvmRms参量的修正还可以基于函数或者数值对照表形式使用误比特率、误符号率指标对传统EVM值进行修正。

附图说明

[0017] 图1为传统VSA的测量原理框图；

[0018] 图2是功放非线性失真造成的EvmRms值的测量结果；

[0019] 图3是本发明提出的新的VSA测量原理框图；

[0020] 图4像是星座图上的符号点和x的概率密度分布；

[0021] 图5是函数k(SER)的折线模型；

[0022] 图6本技术方案的测量和仿真验证（A组）；

[0023] 图7本技术方案的仿真验证（B组）。

具体实施方式

[0024] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，对本发明进一步详细说明。

[0025] 本发明首先提出一种新的VSA测量结构，从物理概念进行分析，如图1所示，真实的信号误差实际上是相对初始信息比特流BT1而言的,那么可以考虑对传统VSA结构进行这样的改进：直接从发射端导出发射bit序列BT1，从BT1直接生成参考信号V3(t),改进后的结构如图3所示。图3是本发明提出的新的VSA测量原理框图。

[0026] 比较图1和图3可知新方案的改进主要在于：不再使用解调接收模块恢复出来的信息比特序列来生成参考基带波形V3(t)，而直接使用发射端初始的信息BIT序列BT1来产生参考基带波形V3(t)。这就需要新的VSA增加一个初始信息bit序列的输入接口，这是容易实现的，而且，目前大多数被测发射端的初始信息BIT序列也是可以导出的。图3所示新结构可以作为传统VSA的一个附加功能模块。我们称图3结构测量得到的EvmRms值为Initialized EvmRms.

[0027] 下面对图3所示新VSA的测量框图进行详述：

[0028] 如图,“发射端”经过“多种失真因素”后的数字调制信号是被测信号。发射端内部有：发射信息比特序列BT1经过“发射基带正交波形”生成模块以后产生基带波形V1(t)，V1(t)经过“调制”模块以后，产生射频调制信号，射频调制信号经过“多种失真因素”后就是被测信号。“多种失真因素”可以是干扰因素、功率放大器造成的非线性失真因素、通道频率响应失真等等，在工程中，有时失真较严重，有时失真非常轻微。

[0029] 被测信号输入到“新型矢量信号分析模块”后，经过“解调”模块进行正交解调后，就生成了解调基带波形V2(t)。在矢量信号分析模块中设置“接口B”,接口B的功能是导入被测发射端的信息比特序列BT1，然后在“新型矢量信号分析模块”内部，BT1经过“参考基带正交波形生成”来产生参考基带波形V3(t)。

[0030] V3(t)和解调接收得到的基带波形V2(t)在“数字调制误差分析计算”模块进行对比分析和计算，就可以得出EVM等数字调制误差指标。“数字调制误差分析计算”模块和传统的VSA是一致的，其中误差矢量幅度（EVM）的定义也是一致的。本专利方案强调的是不同的参考信号产生方式。

[0031] 1、经过“多种失真因素”后的数字调制信号是被测信号。被测信号经过“解调”模块进行正交解调后，就生成了基带波形V2(t)。

[0032] 2、本方案的提出的改进结构是：在矢量信号分析模块中增加“接口B”,接口B的功能是导入被测发射端的信息比特序列BT1，然后从BT1来产生参考基带波形V3(t)。

[0033] 3、V3(t)和解调接收得到的基带波形V2(t)在“数字调制误差分析计算”模块进行，“数字调制误差分析计算”模块和传统的VSA是一致的，其中误差矢量幅度（EVM）的定义也是一致的，本方案强调的是改进了参考基带正交波形的生成方式。这种改进是在通过大量新实验发现传统VSA结构的缺点后，通过大量的仿真、计算和分析提出的。

[0034] 考虑到信息比特序列BT1一般是以数字逻辑信号电平信号的方式输出，有时被测模块并不具备这样的输出条件，可以采取变通的方式：比如导出发射端映射符号序列生成参考波形，或者导出发射端基带正交波形V1(t)来处理得到参考波形。

[0035] 凡是使用发射端初始的信息BIT序列BT1来产生参考基带波形V3(t)，或者导出发射端映射符号序列生成参考波形，或者导出发射端基带正交波形V1(t)来处理得到参考波形的技术方案，都属于本技术方案的范围。

[0036] 本发明还提出一种新的数字调制误差计算方法，考虑到传统的VSA已经得到了广泛的应用，如果在已有的VSA基础上对测量结果进行修正计算，将降低仪表使用者的投资，且给工程应用提供方便。分析表明即使接收端发生误码，测量信号和参考信号对应的bit序列是一致的，这样传统EVM参量就不能有效的反映发生误码的那部分信号的失真.那么解决的思路就是：利用BER修正传统的EVM参量，以得到一个能更真实反映数字调制信号失真的参量，我们将修正后的参量称为Modified EvmRms。以下通过数学分析得到一个修正公式。

[0037] 图4(a)显示了星座图上相邻的两个符号点，在误码率不是特别大的情况下来分析星座图上符号的误判决，假设点A对应初始发射的符号点，经过失真因素的作用，实际解调接收矢量点落在了C点，C点位于星座点B的判决区域。图4显示星座图上的符号点和x的概率密度分布。

[0038] 一般在星座图上A和B相邻，按照格雷码的编码规则，A点和B点均对应L位的比特序列，则A和B对应的bit序列相差一位，其中L的定义如式(1)所示，其中M是指星座图上的符号点数，比如对于64QAM,M=64,L=6.

[0039] L=log2M (1)

[0040] A和B相邻，那么可以用式(2)估计得到误符号率(SER).

[0041] SER=L×BER (2)

[0042] 从图4(a)可知，实际的误差矢量幅度是|AC|,但是在传统的VSA结构中计入EvmRms的分量是|BC|,传统EvmRms的定义如式(3)所示.

[0043]

[0044] 式(3)中的Si是接收信号每个符号对应的抽样判矢量，Ri是参考信号每个符号对应的抽样判矢量，为了便于分析，我们将Si和Ri都对应在标准星座图上.我们可以将式(3)改写为式(4).

[0045]

[0046] 式(4)中的 对应没有发生误判的符号，而 对应发生了误判的符号，显然有Nr+Ne=N，且有式(5).

[0047]

[0048] 从图4(a)可知，|BC|=|Sn-Rn|,则可式(4)可以改写为式(6).

[0049]

[0050] 另一方面，以发射端比特序列BT1对应的理想信号为参考的Initialized EvmRms可以通过式(7)表示.

[0051]

[0052] 式(6)(7)联立可得式(8)：

[0053]

[0054] 就16QAM/64QAM/256QAM等标准星座图，两个相邻的星座点A和B之间的矢量距离是2，所以建立图4(a)所示坐标系，设A点坐标是(-1,0),B点坐标是(1,0),得式(9)。

[0055] |AC|2-|BC|2=4x (9)

[0056] 设x的概率分布密度函数是f(x),综合式(5)(9),通过式(10)求数学期望.[0057]

[0058] 其中容易求得式(10)中分母的数学期望，如式(11)所示.

[0059]

[0060] 式(11)中M是指某种调制标准星座图上符号的个数，Vj是指每个符号对应的矢量，显然对于某种调制，CM是一个常量,比如对于64QAM调制,M=64,CM＝42，然后我们假设x为正态分布，即有式(12),如图4(b)所示.

[0061]

[0062] 对于式(12)中的σ,可以有式(13)这样的表述.

[0063]

[0064] 其中式(13)中的函数k(SER)可以用图5所述的简单折线模型来描述,其物理意义是：当symbol error rate(SER)较大的时候,表明x的离散性较大,则正态分布的标准差σ变大，在k＝3的时候，大约有99%的x分布在[0,2]区间内;k＝2的时候，大约有95%的x分布在[0,2]内。图5显示函数k(SER)的折线模型。

[0065] 将式(2)和式(11)~式(13)带入式(10),得到式(14).

[0066]

[0067]

[0068] 式(14)和式(8)联立,可以定义一个新的参量Modified EvmRms,见式(15).[0069]

[0070] 显然Modified EvmRms是Initialized EvmRms的近似值.Modified EvmRms有利于工程师利用手头现有的VSA和误码率测试仪，搭建新的测试系统，通过修正计算公式，在调制信号失真严重的情况下避免传统EvmRms的饱和现象造成的误导，以便更真实地评估数字调制信号的失真.

[0071] 凡是基于函数或者数值对照表形式使用误比特率、误符号率等指标对传统EVM值进行修正的技术方案，不论是否使用（15）式，都属于本技术方案的范围。

[0072] VSA测试装置能够测得新的Initialized EvmRms指标，也可以使用误码率指标去修正传统的EvmRms值，以得到一个Initialized EvmRms的近似值即Modified EvmRms。后一技术方案实际上是前一个的替代简化的技术，其理论基础都是基于这样的逻辑：1，传统VSA在深度误差下的误码率有可能造成数字调制误差EVM的测量缺陷。2，从物理概念出发，测量失真的参考对象应该是初始发射信息。

[0073] 专利方案的仿真和测量验证

[0074] 发明人对本发明技术方案进行了实际测量和数值仿真验证。共设计了A、B两组验证方案。

[0075] A组验证

[0076] 在验证中，标准的64QAM数字调制信号通过一个射频功率放大器，该射频功率放大器的行为模型已知，可以在数值仿真中模拟出来，在数值仿真模型中模拟方案1和方案2的测量结构，在仿真中不断增加信号的功率，使得功率放大器逐步进入非线性状态。

[0077] 为了和传统的测量结果进行比对，还搭建了实物的测量验证系统，使用传统VSA测量的EvmRms值，这些仿真和测量的结果反映在图6中。图6显示本技术方案的测量和仿真验证（A组）。从图6可以得到的结论是：

[0078] 1,本专利的技术方案定义的Initialized EvmRms和Modified EvmRms两个参量克服传统EvmRms的饱和现象，在失真严重的情况下，能更真实地评估数字调制信号的失真.[0079] 2,Modified EvmRms和Initialized EvmRms曲线是非常接近的，这说明本专利方案中的数学分析是基本正确的.

[0080] 3,出现较大的BER的时候，传统EvmRms曲线开始饱和且与Initialized EvmRms曲线相分离，考虑到对于高阶调制64QAM/256QAM等调制方式信号失真更容易造成误码，同时随着WLAN、LTE等系统高速数据业务使用较多的64QAM等高阶调制，所以对于这些系统的EVM测试，本专利技术方案有着更大的优越性.

[0081] B组验证

[0082] 图7显示本方案的仿真验证（B组）。发明人建立了数值仿真模型进行验证，在仿真中产生一个符号速率是0.2M baud的64QAM数字调制信号，采用RRC基带成型滤波器，α=0.35，设定的分析符号个数是8192.然后加入宽带高斯白噪声，不断增加白噪声功率使得解调抽样端的噪声信号比N/S从-30dB以2dB的步进增加到-10dB.基于仿真模型得到了传统EvmRms，Initialized,EvmRms和Modified EvmRms三个参量值，如图7(a)所示，在仿真中还可以得到不同失真状态下的误比特率BER,如图7(b)所示

[0083] 从图7可以得到的结论是：

[0084] 1,传统EvmRms也出现了饱和现象，这说明这种缺陷不是非线性失真所特有的，本专利提出的问题具有通用性，本专利技术定义的Initialized EvmRms和Modified EvmRms两个参量克服Traditional EvmRms的饱和现象，在失真严重的情况下，能更真实地评估数字调制信号的失真.

[0085] 2,Modified EvmRms和Initialized EvmRms曲线是非常接近的，这说明本专利方案的数学分析是基本正确的.

[0086] 3,出现较大的BER的时候，传统EvmRms曲线开始饱和且与Initialized EvmRms曲线相分离，考虑到对于高阶调制64QAM/256QAM等调制方式信号失真更容易造成误码，同时WLAN、LTE等系统高速数据业务使用较多的64QAM等高阶调制，所以对于这些系统的EVM测试，本专利技术方案的优势将更加显著.

[0087] 总体而言，该发明解决了传统的VSA测量结构在测量深度失真信号时的缺陷。

[0088] 以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步的详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。