使用天线进行无线通信的设备和方法及双向无线通信设备

摘要

为了多种应用而实现均衡电路和方法。根据一个这种应用，发射设备使用天线进行无线通信。设备具有发射电路，被配置和布置为使用天线与远程设备之间的发生在无线介质中的磁耦合来发射第一无线信号。发射设备的接收电路被配置和布置为接收第二无线信号，第二无线信号来自天线且代表了被无线介质中发生的耦合所修改的第一无线信号。设备的误差电路被配置和布置为通过将第一无线信号与第二无线信号相比较来产生误差信号。设备的均衡器电路被配置和布置为利用通过补偿误差信号来补偿符号间干扰的编码来对第一无线信号进行预编码。

权利要求

1.一种使用天线进行无线通信的设备，所述设备包括：

发射电路，被配置和布置为使用天线与远程设备之间的在无线介质中发生的磁耦合来发射第一无线信号；

接收机电路，被配置和布置为接收第二无线信号，第二无线信号来自天线且代表了被无线介质中发生的耦合修改的第一无线信号；

误差电路，被配置和布置为通过将第一无线信号与第二无线信号相比较来产生误差信号；以及均衡器电路，被配置和布置为利用通过补偿误差信号来补偿符号间干扰的编码来对第一无线信号进行预编码。

2.如权利要求1所述的设备，其中，发射电路被还配置和布置为根据工作在至少1M比特/秒数据速度下的近场通信协议，格式化第一无线信号。

3.如权利要求1所述的设备，其中，发射电路还被配置和布置为产生在相移键控PSK协议中使用的两个数据信号xi和xq。

4.如权利要求1所述的设备，还包括有限脉冲响应FIR滤波器，被配置和布置为根据误差信号产生复系数，其中，产生复系数以使得从预编码和无线介质中发生的耦合产生频率无关传递函数。

5.如权利要求1所述的设备，还包括有限脉冲响应FIR滤波器，被配置为在FIR滤波器的传递函数中包括两个零点。

6.如权利要求1所述的设备，还包括传递函数电路，被配置和布置为根据期望传递函数修改第一数据信号，其中，误差电路被配置和布置为将修改的第一数据信号与第二无线信号相比较。

7.如权利要求6所述的设备，还包括高通滤波器，被配置和布置为抑制第二无线信号中的载波信号，其中，传递函数电路还被配置和布置为在期望传递函数中包括高通滤波器的模型。

8.如权利要求1所述的设备，其中，发射电路还被配置和布置为根据以至少1.695M符号/秒的符号速率在至少6.78M比特/秒的数据速率下进行工作的近场通信协议来格式化第一无线信号。

9.如权利要求1所述的设备，还包括调谐电路，被配置和布置为响应于误差信号调整天线的谐振频率。

10.如权利要求9所述的设备，其中，调谐电路被配置和布置为通过改变与天线相连的电容式负载的值来调整天线的谐振频率。

11.如权利要求9所述的设备，其中，调谐电路包括变容二极管和一组可切换电容器中的一项。

12.如权利要求9所述的设备，其中，调谐电路被配置和布置为计算误差信号的虚分量w2,q的积分，使用积分的结果来控制调谐电容器的值，从而强制虚分量w2,q收敛到零。

13.一种双向无线通信设备，包括：

发射路径，包括

均衡器电路，被配置和布置为利用补偿符号间干扰的编码来对第一数字数据进行预编码，所述符号间干扰由误差信号来表示；

数模转换器电路，被配置和布置为根据预编码的第一数字数据产生模拟发射信号；

上变频电路，被配置和布置为通过将载波频率分量添加到模拟发射信号中来产生通带信号；以及放大器电路，被配置和布置为向天线提供通带信号的放大版本；以及接收路径，包括

下变频电路，被配置和布置为接收来自天线且被无线介质中发生的耦合修改的通带信号，并通过从接收到的通带信号去除载波频率分量来产生模拟接收信号；

模数转换器电路，被配置和布置为根据模拟接收信号产生第二数字数据；以及误差电路，被配置和布置为通过将第一数字数据与第二数字数据相比较来产生误差信号。

14.如权利要求13所述的设备，其中，数模转换器电路包括上变频电路，数模转换器电路还被配置和布置为在数字域中添加载波频率分量。

15.如权利要求13所述的设备，其中，模数转换器电路包括下变频电路，模数转换器电路还被配置和布置为在数字域中去除载波频率分量。

16.如权利要求13所述的设备，其中，发射路径还被配置和布置为根据以至少1M比特/秒的数据速度工作的近场通信协议来格式化第一数字数据。

17.如权利要求13所述的设备，还包括调谐电路，被配置和布置为响应于误差信号，调整天线的谐振频率。

18.一种使用天线进行无线通信的方法，包括：

使用发射电路，通过使用天线与远程设备之间的在无线介质中发生的磁耦合来发射第一无线信号；

使用接收机电路接收第二无线信号，其中，第二无线信号来自天线且代表了被发生在无线介质中的耦合所修改的第一无线信号；

使用误差电路，通过将第一无线信号与第二无线信号相比较来产生误差信号；以及使用均衡器电路利用通过补偿误差信号来补偿符号间干扰的编码来对第一无线信号进行预编码。

19.如权利要求18所述的方法，还包括以下步骤：使用调谐电路响应于误差信号来调整天线的谐振频率。

说明书

使用天线进行无线通信的设备和方法及双向无线通信设备

技术领域

[0001] 本发明涉及使用天线进行无线通信的设备和方法及双向无线通信设备。

背景技术

[0002] 按照ISO 18092、ISO 14443和ETSI配置的近场通信(NFC)器件允许基于RF技术的两个器件之间的双向通信。这些器件可以具有不同操作模式，包括：标签模拟模式、NFC对等模式和/或阅读器/记录器模式。接近式耦合器件(PCD)包括发射电磁场的电路，电磁场通过电感/磁耦合来为接近式集成电路卡(PICC)(例如，标签或发射机)供电。

[0003] PCD的天线包括发射磁场的电感器Lr，其中磁场用于为(无源)PICC供电和在经由互感M发射期间携带数据。为了使PCD发射机能效高，天线电感器可以与电容式网络Cr相结合，使得天线是谐振器的一部分。为了使从PCD至(通常没有电池的)PICC的功率传递高效并且为了使PCD自身的能效高，PCD天线谐振器可以被调谐至在发射中使用的载波频率。电阻器Rr可以提供阻尼，以增大发射带宽。这个电阻器两端的电压也可以用于检测由PICC(典型地，使用负载调制)发射的信号。

[0004] 基于电感耦合射频识别技术的应用已经从简单存在性检测发展到更高级的应用，比如电子护照和客票、非接触式智能卡和移动电话中的NFC通信。这种发展伴随着增大的数据速率的要求，导致最近建议修改ISO/IEC 14443(接近式耦合)标准，以支持若干M比特/秒的数据速率。将增大的数据速率与高能效天线结构相结合是一项挑战性的任务。

发明内容

[0005] 各种示例实施例涉及无线传输电路和方法中的预均衡，并且涉及解决包括本文所讨论的那些挑战的多种挑战。

[0006] 根据本公开的示例实施例，提供了一种自适应预均衡器的数字实现，其能够为了获得与发射数据的传递函数相关的反馈的附加目的而再使用PCD中用于接收数据的接收机结构。可以在使均衡适应于传递函数的过程中使用这个反馈。连续地调节简单有限脉冲响应(FIR)滤波器的系数，以创建总频率无关采样传递函数，从而在未知和变化信道条件下使符号间干扰(ISI)预均衡。

[0007] 根据本公开的其它实施例，发射设备使用天线进行无线通信。设备具有发射电路，被配置和布置为使用天线与远程设备之间的发生在无线介质中的磁耦合来发射第一无线信号。发射设备的接收机电路被配置和布置为接收第二无线信号，其中，第二无线信号来自天线且代表了被无线介质中发生的耦合所修改的第一无线信号。设备的误差电路被配置和布置为通过将第一无线信号与第二无线信号相比较来产生误差信号。设备的均衡器电路被配置和布置为利用通过响应于误差信号而调整均衡来补偿ISI的编码对第一无线信号进行预编码。

[0008] 根据本公开的各种实施例，双向无线通信设备包括发射路径和接收路径。发射路径具有均衡器电路，被配置和布置为利用补偿由误差信号代表的ISI的编码对第一数字数据进行预编码。发射路径中的数模转换器电路被配置和布置为根据预编码的第一数字数据产生模拟发射信号。发射路径还包括上变频电路，被配置和布置为通过将载波频率分量调制为基带发射信号来产生通带信号。发射路径的放大器电路被配置和布置为向天线提供通带信号的放大版本。接收路径包括下变频电路，被配置和布置为通过解调通带信号来产生模拟基带接收信号。接收路径的模数转换器电路被配置和布置为根据模拟接收信号产生第二数字数据。接收路径的误差电路被配置和布置为通过将第一数字数据与第二数字数据相比较来产生误差信号。

[0009] 本公开的附加方面涉及一种方法，包括：使用发射电路，通过使用天线与远程设备之间的发生在无线介质中的磁耦合来发射第一无线信号。接收机电路用于接收第二无线信号，其中，第二无线信号来自天线且代表了被发生在无线介质中的耦合所修改的第一无线信号。误差电路用于通过将第一无线信号与第二无线信号相比较来产生误差信号。均衡器电路于是用于利用通过补偿误差信号来补偿ISI干扰的编码对第一无线信号进行预编码。误差信号还可以用于驱动自适应调谐电路，其再次调谐发射机天线。

附图说明

[0010] 以上讨论并非旨在描述本公开的每个实施例或每种实现。附图和以下描述也举例说明了各种实施例。

[0011] 通过结合附图考虑以下详细描述，可以更完整地理解各种示例实施例，其中：

[0012] 图1描述了根据本公开实施例的自适应环的框图；

[0013] 图2描述了根据本公开实施例的包括接收机硬件和预均衡器块的PCD的框图；

[0014] 图3描述了根据本公开实施例的单抽头FIR均衡器电路的框图；

[0015] 图4描述了根据本公开实施例的带载波抑制电路的电路的框图；

[0016] 图5描述了根据本公开实施例的包括谐振频率可调的天线电路的设备的框图；

[0017] 图6描述了根据本公开实施例的包括接收机硬件、预均衡器块和可调谐谐振频率电路的PCD的框图；

[0018] 图7描述了根据本公开实施例的带调谐输出的自适应预均衡器的框图；

[0019] 图8描述了根据本公开实施例的带调谐输出和增益单元的自适应预均衡器的框图；以及

[0020] 图9描述了根据本公开实施例的带调谐输出、半双工乘法器和增益单元的自适应预均衡器的框图。

具体实施方式

[0021] 尽管本公开可以修改为多种修改和备选形式，但是已经在附图中以示例的方式示出了本公开的细节，并且将对其进行详细描述。然而，应该理解，目的不是将本公开限于所描述的特定实施例。相反，本公开将覆盖落入本发明范围(包括权利要求中限定的各方面)内的所有的修改、等同物以及备选。

[0022] 应认为，本公开可以应用于用于和/或涉及无线设备中的预均衡和/或自适应调谐的多种不同类型的电路、设备和系统。尽管本公开不必限于该上下文，但是可以通过相关示例的讨论来认识本公开的各个方面。

[0023] 根据本公开的各个示例实施例，提供了一种在近场通信(NFC)中使用的无线通信设备。设备包括发射电路，被配置和布置为使用天线与远程设备之间的磁耦合来发射无线信号。发射器件的接收机电路被配置和布置为从天线接收无线信号。这个接收的无线信号代表了被无线介质中的传输所修改的发射的无线信号。设备的误差电路被配置和布置为通过将第一无线信号与第二无线信号相比较来产生误差信号。设备的均衡器电路被配置和布置为利用通过根据误差信号调节发射信号来补偿符号间干扰的编码对发射数据进行预编码。

[0024] 本公开的实施例涉及使用(发射前的)预均衡来减少符号间干扰，其中，预均衡利用了与用于发射预均衡数据的同一天线相连的接收机电路路径。已经意识到，发射天线可以用于精确地确定收敛到期望传递函数上的预均衡编码。这允许连续适配预均衡的传递函数。这种自适应性对于对抗以1M比特/秒或者更高速率工作的近场通信(NFC)应用中的符号间干扰(ISI)特别有用。

[0025] 本公开的多方面认识到，通过将谐振器的阻尼保持最小来获得高能效(因为阻尼与能量损失等价)，这在(移动)NFC应用中尤其重要。然而，至少部分地由于高ISI，低阻尼还意味着低发射带宽。增大符号速率，例如增大各个ISO 14443修改建议中的数据速率，将导致数据带宽增大，并且还将由于天线谐振器而导致ISI增大。因此，对于更高数据速率而言，满足ISI需求变得更有挑战性。这些更高数据速率可以包括但不限于数据速率在1M比特/秒以上的系统。

[0026] 可以通过增大天线阻尼而减少ISI。然而，这种阻尼可能会降低功率效率。因此，本公开的实施例涉及使用一定的均衡来减少ISI。一般而言，可以在发射之前(预均衡)、接收之后(后均衡)、或者发射之前和接收之后进行均衡。在从PCD向PICC发射数据的情况下，本公开的多个方面认识到，后均衡具有多种缺点，例如，需要(无源)PICC的附加处理功率。此外，典型地，PICC从磁场获取其功率的事实导致数据信号的非线性失真，从而使后均衡处理更加困难。因此，本公开的实施例被设计为使用发射信号的PCD预均衡，以改善接收信号质量。

[0027] 由于预先不完全了解需要补偿的信道，使得预均衡复杂化。这是由于PICC经由未知互感M对天线谐振器特性产生的影响，该影响还取决于变化的PICC位置和未知值Lc。此外，可能例如由于参数扩展而使得预先不完全了解PCD谐振器自身的特性(包括其谐振频率)。令人吃惊的是，在高数据速率的情况下,即使PCD谐振频率上的很小的误调节(即使是1％的量级)，都将会导致严重的ISI效应。因此，本公开的实施例涉及一种预均衡器，其能够不断地使其传递函数适应信道，以有效地对抗ISI。

[0028] 为了实现自适应预均衡器，使用反馈将发射信号(包括ISI)与需要的(无ISI的)发射符号相比较。因为一些发射机(例如，PCD)已经包括用于从PICC读取信息的接收链，所以接收机电路硬件可以再用于提供这种反馈。

[0029] 图1描述了根据本公开实施例的自适应环的框图。尽管不必限于这种表示法，但是由两个数据信号xi和xq来表示发射的数字符号。这两个符号的使用符合可能使用复杂信令的各种信令模式。例如，能够在极高数据速率ISO 14443修改所建议的相移键控(PSK)模式下使用复杂信令。自适应(数字)预均衡器102被配置为调节数据符号，以补偿期望传递函数H(z)106与实际信道传递函数G(z)104之差。实际传递函数G(z)104产生结果数据信号yi和yq，使用加法器/比较器块108和110将yi和yq与期望传递函数106的输出相比较。块108和110产生误差信号ei和eq。使用与用于发射两个数据信号xi和xq的同一天线相连的数据读取路径获取结果数据信号。

[0030] 自适应(数字)预均衡器102被配置和布置为根据F(z)对数据信号进行自适应的预编码，使得数据信号yi和yq收敛到与期望传递函数106相对应的数据信号。本文将讨论根据这种预均衡器的示例实施例的附加细节。

[0031] 在PCD系统中，发射天线谐振器作用于HF(上变频)信号，从而限制了其带宽。为了设计一种对抗这种谐振器的影响的均衡器，可能有用的是使用基带等价系统的概念，其中，在上变频之前通过影响信号的基带滤波器对谐振器对数据信号的影响进行建模。然后，将天线看作不会影响信号频谱的理想元件。因为天线滤波可以看作是发生在基带中，所以也可以在基带中实现用于抵消天线滤波的均衡处理。因此，图1描述了数字预均衡滤波器可以如何抑制由天线谐振器引起的滤波以及如何消除ISI。

[0032] PCD的严格时间离散基带等价传递函数的建模已经示出了可以使用单极点时间离散传递函数来对谐振器进行建模。因此，本公开的实施例涉及一种数字预均衡器的实现，其反转这个传递函数，以抵消发射磁场中的ISI。例如，为了反转基带等价传递函数中存在的单极点，引入单个零点。这可以使用单抽头FIR滤波器来完成。

[0033] 在发射磁场中引入PICC将由于耦合电感器对(由互感M表示)而使事情复杂化。所示出的这种耦合可以造成天线谐振器所引起的复极点对(complex pole pair)的偏移。
在使用固定系数的基于FIR的预均衡器的上下文中，因为所引入的零点不再位于基带极点的顶部，所以该偏移意味着将不会完全消除ISI。因此，根据本文讨论的自适应解决方案，零点位置被连续更新，以匹配极点位置。

[0034] 本公开的多个方面意识到，PICC天线在PCD传递函数中引入了新复极点对。这个第二复极点对可以具有小得多的关联时间常数，因而在本公开的特定实施例中，可以被忽略。备选地，可以通过在FIR滤波器中引入第二抽头(因而在FIR传递函数中引入了第二零点)来补偿第二极点对。

[0035] 图2描述了根据本公开实施例的包括接收机硬件和预均衡器部件的PCD的框图。所述框图包括发射路径和接收路径。发射路径示为包括元件204-208，而接收路径示为包括元件210-214。特定实施例允许接收路径还用于其它功能，比如从外部设备接收数据并且对数据进行解码。其它实施例仅将接收路径用于预均衡器的反馈。

[0036] 数据信号xi和xq表示要发射的数字符号。自适应(数字)预均衡器202被配置为调节数据符号，以补偿期望传递函数H(z)216与实际信道传递函数G(z)之差，其中，实际信道传递函数G(z)包括天线Lr和Lc之间存在的互感M的影响。“期望传递”函数表示系统被设计来要收敛到的无ISI传递函数。

[0037] 发射电路包括(笛卡尔)上变频器206，其通过添加载波频率分量来产生通带信号。上变频器206将从数模转换(DAC)块204接收的模拟信号上变频为高频(HF)信号。本公开的备选实施例认识到，DAC 204可以直接产生RF(调制)信号，而无需额外的上变频电路/步骤。因此，DAC 204可以在数字域中进行上变频。在这些实施例中，DAC 204被配置和布置为通过向模拟发射信号添加载波频率分量来产生通带信号，以及有效地，上变频器206是DAC 204的部件。

[0038] 功率放大器208放大上变频信号，且向天线Lr提供该放大信号。功率放大器的输出电阻示为电阻器Ra。

[0039] 接收机电路根据从天线Lr接收的信号产生数据信号yi和yq。已经根据信道传递函数G(z)修改了这个接收信号。接收机电路包括(笛卡尔)下变频器210和模数转换块212。使用求和器/比较器块214将模数转换块212的输出与期望传递函数216的输出相比较。求和器/比较器块214产生误差信号ei和eq。

[0040] 图2中描述的接收机电路不包括载波抑制；然而，本公开不限于此。本公开的多种实施例意欲使用将在下文中更详细讨论的载波抑制。还应注意，DAC、ADC和数字块自身所使用的采样频率1/T可以是符号频率的若干(整数)倍。

[0041] 根据时间离散基带等价模型，可以使用单极点离散传递函数G(z)来对ri/q和yi/q之间的完整收发链(DAC、上变频器、功率放大器、天线、下变频器和ADC)进行建模(设ri和rq是复信号r的实部和虚部)：

[0042]

[0043] 其中，gz是链的复增益，以及pz是由天线谐振器引起的主极点(dominant pole)。由于与PICC的互感未知，所以可能预先不知道这两个值。对于本公开的特定实施例，可以假设由模拟链引起的所有额外寄生极点都在感兴趣的频率范围之外。

[0044] 图3描述了根据本公开实施例的单抽头FIR均衡器电路的框图。对于无ISI符号发射，总传递函数F(z)G(z)被调节为频率无关的。图3所示电路通过以下步骤来实现这种频率无关性：使用特定适配规则204来适配电路的复系数w1和w2，使得在环收敛之后F(z)G(z)等于H(z)(其中，期望传递函数H(z)是频率无关的)。有限脉冲响应(FIR)滤波器202包括循环乘法器和循环加法器，循环乘法器是全复数乘法器(使用四个实数乘法器和两个加法器，或者三个乘法器和五个加法器)，循环加法器是全复数加法器(具有两个实数加法器)。

[0045] 滤波器具有传递函数F(z)：

[0046] F(z)＝w1(1+w2z-1)

[0047] 所以，当w1等于1/gz且w2等于-pz,时，总传递函数F(z)·G(z)将变为z-1(单采样延迟)。为了获得这个结果，H(z)因而被设置为等于z-1：

[0048] H(z)＝z-1

[0049] 适配规则块被设计为基于测量的误差值使w1和w2收敛于上述值。图3只描述了一种示例实现。可以使用其它FIR体系结构。

[0050] 图4描述了根据本公开实施例的带载波抑制电路的电路的框图。结合图3描述的电路的大部分是重复的；然而，图4还描述了下变频混频器与ADC之间的一阶高通滤波器402。根据本公开的特定实施例，这个高通滤波器202的模型被加入期望传递函数H(z)。

[0051] 对于所描述的一阶RC实现，总H(z)将变为

[0052] 其中

[0053] 其中，T是系统采样时间。采样频率1/T可以是符号频率的倍数。用右手因数(z-1)/(z-php)对高通滤波器进行建模；仍然保持了同样存在于没有高通滤波器模型的H(z)中的延迟项。

[0054] 已经使用多种仿真测试了本公开的实验方面。例如，对基于图4的电路进行仿真(包括载波抑制)，其中，在如附录所述的时间离散基带域中对模拟链(包括DAC、ADC和载波抑制高通滤波器)进行建模。天线谐振器具有等于18的品质因数(包括Ra的效应)，并且在载波频率为13.56MHz以上的情况下，天线谐振器的失谐为200kHz。预均衡器的初始设置是天线品质因数为12并且没有失谐，使得适配对于无ISI发射是必要的。使用符号速率为1.695M符号/秒，数据速率为6.78M比特/秒的PSK调制随机符号。DAC和ADC使用3.39M采样/秒的采样定时(两倍于符号速率)。载波抑制高通滤波器的拐角频率约为10kHz。

[0055] 在根据图3的仿真中实现均衡器。为了适配均衡器增益和零点位置而应用的更新规则是：

[0056]

[0057]

[0058] 其中，μ1和μ2是更新增益常数。上星号运算符表示复共轭。2 2

[0059] 对自适应预均衡器的适配行为进行仿真，以示出由√(ei+eq)给出的误差幅度由于越来越好的均衡器设置(更好地匹配实际信道)而快速下降。此外，所示增益和零点位置都收敛于期望目标。在仿真中，在高比特速率发射(6.78Mbps)期间执行均衡器适配。

[0060] 本公开的实施例认识到，ISO 14443通信初始化阶段(其中，使用106k比特/秒的数据速率)可以用于适配预均衡器，原因在于在该阶段，ISI不是关键问题。在切换至极高比特速率模式之后，均衡器就已经满足无ISI通信了。

[0061] 本公开的实施例可能对于这样的收发机系统特别有用：该收发机系统使用低阻尼谐振器型天线结构，且引入了比接收端能够容易处理的符号间干扰更大的符号间干扰。例如，实施例可能对于需要低功率PCD的极高比特速率ISO 14443型系统(例如，移动NFC应用)特别有用。

[0062] 以下描述讨论了用于获得物理谐振器的时间离散基带模型的实施例和方法学。在数学上，物理谐振器可以描述为带一对复共轭极点(complex-conjugate poles)的系统。

[0063] 可以在基带对复共轭极点进行建模。总体上，由下式给出功率放大器电压Va至电阻器电压Vr的传递函数：

[0064]*

[0065] 其中，g表示增益，ps表示复极点之一，以及ps 表示复极点的复共轭。ps的实部是σ，虚部是ωp。

[0066] 在以上等式中，不使用电路分量值。当考虑PICC的存在性时，等式变得极其复杂。因此，这里已经假设存在主导传递函数的一对复共轭极点。

[0067] 对于近似于载波频率ωc的频率，这可以写为：

[0068]

[0069] 如果假设dω<<ωc，则后者可以近似为：

[0070]

[0071] 最后，这可以变换为：

[0072]

[0073] 这个等式的右手侧建议了两极点系统的基带描述，其中dω为频率参数：

[0074]

[0075] 其中， 以及

[0076] 根据本公开的多种实施例，时间离散模型用于单极点连续系统。在该模型中，由下式描述时间连续单极点系统：

[0077]

[0078] 所示时间连续单极点系统可以具有阶跃响应ys(t)：

[0079]

[0080] 其中，u(t)是单位阶跃函数。

[0081] 可以通过使连续阶跃响应等于采样阶跃响应来在z域中描述这个系统的采样版本(所谓的阶跃不变方法)。于是，阶跃响应的采样版本将变为：

[0082]

[0083] 用n·T代替t，n是采样号，T是采样之间的时间，由下式给出yz的z变换：

[0084]

[0085] 最终，可以根据Yz(z)表示阶跃响应的知识导出等价离散时间传递函数Hz(z)：

[0086]

[0087] 这个函数表示单极点时间离散传递函数。在该等式中，使用以下定义：

[0088] 以及

[0089] 继而使用等式：

[0090] 以及

[0091] 于是有等式：

[0092] 以及

[0093] 结果，复共轭极点对可以被移入(建模到)时间离散基带域中，从而产生单极点系统。

[0094] 本公开的多个方面还涉及使用NFC通信设备的天线的谐振频率的自适应调谐。因为大多数能量通过载波(与载波附近的数据频谱不同)进行传递，所以将谐振器严格地调谐到载波频率(在ISO 14443系统中，等于13.56MHz)对于能效而言是重要的。严格地调谐谐振器可能特别有挑战性，原因在于PCD磁场中一个(或者甚至多于一个)PICC的存在将改变PCD天线的自谐振频率，并且是场中的在大多数系统中不可能预先预知的PICC位置的函数。这对于天线的高耦合因子可能产生大失谐的NFC系统可能特别成问题。此外，可能例如由于参数扩展而预先不完全了解PCD谐振器自身的特性(包括其谐振频率)。

[0095] 如上所述，在数字域中工作的自适应预均衡器可以用于补偿ISI。即使这种自适应系统通过对天线谐振器进行自适应的预均衡来对抗ISI，也可以通过以自适应的方式将天线谐振器物理地调谐至载波频率来改善载波功率至PICC的传递函数，从而对抗失谐效应。因此，本公开的多个方面涉及一种自适应均衡器方案，其包括用于改进功率传递函数的模拟物理天线调谐。天线调谐方案对于降低数字均衡器硬件的复杂性也有用。

[0096] 在本公开的特定实施例中，连续地调节有限脉冲响应(FIR)滤波器的系数，以创建总频率无关采样传递函数，从而在未知的变化的信道条件下对ISI进行预均衡。本公开的多个方面认识到，自适应滤波器系数提供关于天线失谐的信息，用于通过物理地改变天线谐振器的电容元件来对抗所述失谐。在多种实施例中，减少了数字滤波器的硬件，例如，适配规则实现的输出直接调谐天线谐振器。

[0097] 根据本公开的特定实施例，收发链模型中的时间离散极点的虚部是天线谐振器的失谐的度量。一旦自适应预均衡器系数已完全收敛，则FIR滤波器的零点就处于信道模型的极点的顶部。这意味着FIR零点的虚部可以用作谐振器失谐量的度量。通过使用这种实现，适配规则块的输出可以用于物理地调谐天线，使得即使在发射场中存在PICC的情况下，天线的谐振频率也等于载波频率。

[0098] 本公开的实施例使用由图3给出的FIR实现。在这种FIR实现中，零点位置位于z＝-w2处(w1并不影响零点位置)。因此，简单地，以–Im(w2)给出零点的虚部。应注意，在图3中，Im(w2)被标记为w2,q。

[0099] 图5描述了一种根据本公开实施例的包括谐振频率可调的天线电路的设备的框图。可变调谐电路502提供可调调谐元件。可调调谐元件允许响应于输入信号Ct来修改天线电路的谐振频率。在本公开的特定实施例中，可变调谐电路502改变与天线电路相链接的电容量，以修改天线电路的谐振频率。这可以以多种方式来完成，包括但并非限于多个可切换电容器或变容二极管。

[0100] 数据信号xi和xq表示要发射的数字符号。向补偿电路506提供期望传递函数H(z)508与实际信道传递函数G(z)504之差。补偿电路506产生输入信号Ct。更具体地，输入信号Ct表示可调调谐元件的值响应于期望谐振频率与实际谐振频率之差的变化。

[0101] 图6描述了根据本公开实施例的PCD的框图，PCD包括接收机硬件、预均衡器块和可调谐谐振频率电路。PCD的组件与结合各个其它附图(包括图4)讨论的那些组件极为相似。在图6的电路中，基于w2,q的值调整谐振器的电容部分Cr。在特定实施例中，可以使用对变容二极管(可变电容二极管)加以控制的数模转换器或者直接使用数字可控电容器(例如，基于一组可切换电容器)来完成电容调整。

[0102] 图6中的电容器可以是无源网络(例如，天线匹配网络)的一部分。单个可调谐电容器也可以实现为固定电容器和可调谐电容器的组合(例如，以精度换调谐范围)。

[0103] 图7描述了根据本公开实施例的带调谐输出的自适应预均衡器的框图。在图7中，将w2的虚分量馈送通过适配增益为μc的数字积分器(累加器)702。积分器传送用于控制调谐电容器值的调谐信号Ct。因为积分器是闭反馈环的一部分，所以其强制w2,q(在积分器输入处)收敛于零点。因为FIR滤波器的零点收敛以与时间离散基带极点(其也是调谐器现在要调谐的变量)重合，离散时间基带极点将在收敛之后成为实数值。这意味着收敛之后的谐振频率等于系统载波频率ωc。在收敛之后，预均衡器仍然要考虑由极点的实部所导致的带宽限制。相反地，已经在模拟域中校正了调谐。

[0104] 图8描述了根据本公开实施例的带调谐输出和增益单元(gain cell)的自适应预均衡器的框图。带虚线外圆圈的乘法器804代表了半复数乘法器(half-complex multiplier)。基于稳定原因使用增益单元802，而非图7中的积分器。即使当使用这种增益单元时，调谐误差由于w2的更新规则中已经存在的积分而仍然归于零。

[0105] 图9描述了根据本公开实施例的带调谐输出、半双工乘法器和增益单元的自适应预均衡器的框图。本公开的多个方面认识到，数字w1在收敛之后丢掉其虚部。因此，相应乘法器可以简化为半双工乘法器，从而产生图9所示的实现。于是，(实数值)w1的适配规则可以简化为：

[0106]

[0107] 并且，适配规则块的硬件可以相应简化。

[0108] 已经使用多种仿真测试了本公开的实验方面。例如，对于图6的系统(包括载波抑制)，测试了仿真，其中，在时间离散基带域中对模拟链(包括DAC、ADC和载波抑制高通滤波器)进行建模。天线谐振器具有等于18的品质因数(包括Ra的效应)，并且在载波频率为13.56MHz以上的情况下，天线谐振器的失谐为200kHz。预均衡器的初始设置是，天线品质因数为12并且没有失谐。使用符号速率为1.695M符号/秒，数据速率为6.78M比特/秒的PSK调制随机符号。DAC和ADC使用3.39M采样/秒的采样定时(两倍于符号速率)。载波抑制高通滤波器的拐角频率为约10kHz。

[0109] 为了适应均衡器增益、零点位置和电容器调谐而应用的更新规则是：

[0110]

[0111] 其中，μ1和μ2是更新增益常数。上星号运算符表示复共轭。

[0112] 跟踪从均衡器零点的起始点至目标位置的均衡器零点的轨线。在收敛期间，所示时间离散基带极点由于调谐过程而趋向于实轴。在收敛之后，极点和零点在实轴上重合，这意味着已经消除了ISI并且谐振器已经被调谐到载波频率。均衡器增益的倒数(1/w1)应该收敛于gz。gz本身的值也由于调谐过程而在收敛期间趋向于实轴。

[0113] 将混合调谐解决方案与没有调谐的全数字自适应均衡器相比较。尽管两种解决方案都将FIR零点置于信道极点的顶部，从而导致无ISI的发射，但是调谐解决方案同时移动极点，使得谐振器被调谐，从而实现高功效PCD系统。这种调谐行为已经示出初始失谐的PCD天线被(再次)调谐到了13.56MHz的载波频率。

[0114] 由√(ei2+eq2)给出的误差幅度由于越来越好的均衡(在收敛之后FIR滤波器匹配信道)而减小。

[0115] 基于以上仿真，调谐系统将(在收敛时)去除收发机中的时间离散基带极点的虚部。因此，能够简化根据上述图8和图9的实施例的数字预均衡器结构。例如，在收敛之后，因数w2,q将收敛于零。因此，对于抽头2(使用实数乘以复数)，能够使用半双工乘法器。这大约使这种特定乘法器的所需硬件减半。

[0116] 仿真结果表明，简化解决方案产生了锯齿状的收敛曲线。在理论上没有约束的情况下，应认为这是由于以下事实造成的：基于稳定原因，需要用增益器(a gain)替代积分器，从而失掉调谐信号上的一部分高频滤波。

[0117] 可以以多种不同方式实现结合附图描述的信号和关联逻辑和功能。除非指示，否则可以根据本文的教导而使用各种通用系统和/或逻辑电路及程序，或者已经证明，可以方便地构造更专业的装置来执行所需方法。例如，可以以硬接线电路、通过对通用处理器、其它全或半可编程逻辑电路进行编程，和/或通过这些硬件和配置有硬件的通用处理器的组合，来实现根据本公开的一种或多种方法。

[0118] 本领域技术人员应意识到，可以利用不同于本文清楚描述的那些配置的基于计算机/处理器的系统配置来实践本公开的方面。通过预期应用和以上描述，多种这些系统和电路的所需结构将显而易见。

[0119] 应理解，各种术语和技术被本领域技术人员用于描述通信、协议、应用、实现、机制等等。一个这种技术是按照算法或数学表达来表达的技术的实现的描述。即，尽管技术可以例如实现为计算机上的执行代码，但是该技术的表达可以更适当，并且可以简洁地表达和表示为公式、算法或数学表达。

[0120] 因此，本领域技术人员应意识到，比如在组合逻辑电路中，将“C＝A+B”表示为以硬件和/或软件实现的加功能的块将具有两个输入(A和B)并产生总和输出(C)。因此，将公式、算法或数学表达用作描述应理解为，具有至少硬件上的物理实施例(比如处理器，其中可以实践本公开的技术，并且可以实现为实施例)。

[0121] 在特定实施例中，可以存储机器可执行指令，用于根据本公开的一个或多个方法来执行。指令可以用于使利用指令进行编程的通用处理器或专用处理器执行方法的步骤。备选地，可以由包括用于执行步骤的硬接线逻辑的专用硬件组件或者由编程计算机组件和定制硬件组件二者的任何组合，来执行步骤。

[0122] 在一些实施例中，可以提供本公开的多个方面，作为计算机程序产品，计算机程序产品可以包括存储了指令的机器可读介质或计算机可读介质，所述指令可以用于对计算机(或其它电子设备)进行编程，以执行根据本公开的过程。因此，计算机可读介质包括用于存储电子指令的任何种类的媒体可读介质/机器可读介质。

[0123] 基于上述讨论和说明，本领域技术人员应容易意识到，可以在不严格遵循本文所示出和描述的示例性实施例和应用的情况下对本公开进行多种修改和改变。例如，除了清楚描述的那些FIR滤波器解决方案之外，可以实现许多不同的FIR滤波器解决方案。这些修改没有背离本公开的真实精神和范围(包括所附权利要求所述的真实精神和范围)。此外，贯穿本文档使用的术语“示例”是说明而非限制。