链路电压测量方法

摘要

通过提高对开关噪声的耐受性以及响应性而对链路电压进行测量。期间drt·T0比期间dst·T0长。在期间drt·T0中，将采用单位电压矢量（V4）的两个区间用作第1区间以及第2区间。在第1区间、第2区间各自的中央，测量链路电压（Vdc）的第1测量值（Vmax1）以及第2测量值（Vmax2）。并且，通过第1测量值（Vmax1）与第2测量值（Vmax2）的内插，来求取包含期间drt·T0的一个周期T0中的链路电压（Vdc）的代表值（Vmax），将其除以cosθ而求出链路电压（Vdc）的最大值。

权利要求

1.一种链路电压测量方法，该方法是在直接型交流电变换电路中测量链路电压的方法，所述直接型交流电变换电路包含：直流链路(3)；

电流型变换器(1)，其具有按每一相输入三相交流电压(Vr、Vs、Vt)的三个输入端(Pr、Ps、Pt)，所述电流型变换器(1)按照划分为第1期间(drt·T0)与第2期间(dst·T0)的周期(T0)对从所述输入端供给的电流进行换相，向所述直流链路施加作为直流电压的链路电压(Vdc)；以及电压型逆变器(2)，其以基于脉宽调制的开关模式对所述链路电压进行开关而输出多相交流电，其中，所述第1期间是将在所述三个输入端中的第1对(Pr、Pt)中流动的电流提供给所述直流链路的期间，其中，所述第1对(Pr、Pt)被施加了所述三相交流电压中的呈最大相的电压以及呈最小相的电压，所述第2期间是将在所述三个输入端中的第2对(Ps、Pt)中流动的电流提供给所述直流链路的期间，其中，所述第2对(Ps、Pt)被施加了所述三相交流电压中的呈中间相的电压以及呈所述最小相的电压，所述方法具有以下步骤：

(a)在所述第1期间中，测量第1测量值(Vmax1)，该第1测量值(Vmax1)是在最长且仅采用一个所述开关模式的第1区间的中央测量出的所述链路电压；

(b)在所述第1期间中，测量第2测量值(Vmax2)，该第2测量值(Vmax2)是在第2区间的中央测量出的所述链路电压，所述第2区间具有与所述第1区间相同的长度或仅次于所述第1区间的长度、且仅采用单一的所述开关模式；

(c)通过所述第1测量值与所述第2测量值的内插，求出包含所述第1期间的一个所述周期中所述链路电压的代表值(Vmax)。

2.根据权利要求1所述的链路电压测量方法，其中，

所述第1期间(drt·T0)比所述第2期间(dst·T0)长。

3.根据权利要求1或2所述的链路电压测量方法，其中，

所述链路电压测量方法还具备步骤(d)：在所述第1区间的前后均设置了仅采用与所述一个所述开关模式不同的另一个所述开关模式的区间的情况下，代替所述步骤(b)、(c)，将所述第1测量值作为包含所述第1期间的所述周期中所述链路电压的代表值。

4.根据权利要求1或2所述的链路电压测量方法，其中，

根据呈现为斜率绝对值相等的三角波的载波与在所述第1期间内取固定值的信号波之间的比较结果，来决定所述开关模式，在所述第1区间中采用的所述开关模式与所述第2区间中采用的所述开关模式相同的情况下，采用算术平均作为所述步骤(c)中的所述内插。

5.根据权利要求4所述的链路电压测量方法，其中，

根据所述载波取单一规定值的定时，决定测量所述第1测量值的定时以及测量所述第

2测量值的定时。

6.根据权利要求1或2所述的链路电压测量方法，其中，

将所述三相交流电压的相对于周期的相位(θ)在所述三相交流电压的两个电压变为相等的时刻的值设为π/3，将所述相位取-π/6到π/6的区间中的所述链路电压的所述代表值除以所述相位的余弦值，求出所述链路电压的最大值。

7.根据权利要求3所述的链路电压测量方法，其中，

将所述三相交流电压的相对于周期的相位(θ)在所述三相交流电压的两个电压变为相等的时刻的值设为π/3，将所述相位取-π/6到π/6的区间中的所述链路电压的所述代表值除以所述相位的余弦值，求出所述链路电压的最大值。

8.根据权利要求4所述的链路电压测量方法，其中，

将所述三相交流电压的相对于周期的相位(θ)在所述三相交流电压的两个电压变为相等的时刻的值设为π/3，将所述相位取-π/6到π/6的区间中的所述链路电压的所述代表值除以所述相位的余弦值，求出所述链路电压的最大值。

9.根据权利要求5所述的链路电压测量方法，其中，

将所述三相交流电压的相对于周期的相位(θ)在所述三相交流电压的两个电压变为相等的时刻的值设为π/3，将所述相位取-π/6到π/6的区间中的所述链路电压的所述代表值除以所述相位的余弦值，求出所述链路电压的最大值。

说明书

链路电压测量方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电压测量技术，尤其涉及对将电流型变换器和电压型逆变器结合起来的直流链路的电压进行测量的技术。

背景技术

[0002] 作为所谓的直接型交流电变换电路，公知有间接矩阵变换器（Indirect matrix converter）。间接矩阵变换器具有：进行交流/直流（AC/DC）变换的电流型变换器、进行直流/交流（DC/AC）变换的电压型逆变器以及将电流型变换器和电压型逆变器结合起来的直流链路。

[0003] 对于电压型逆变器的控制，在采用瞬时空间电压矢量调制时，调制率被用作电压型逆变器输出的交流电压相对于输入至电压型逆变器的直流电压的线间电压波高值的比。

[0004] 在例如专利文献1中，介绍了对所谓d轴电压指令和q轴电压指令进行极坐标变换而求出调制率的技术。

[0005] 在间接矩阵变换器中，从电流型变换器施加给直流链路的电压（以下称为“链路电压”）作为输入至电压型逆变器的直流电压。然而，间接矩阵变换器是直接型交流电变换电路，虽然具有直流链路，但是在直流链路中并不具备实质的平滑电路。

[0006] 因此，输入至电压型逆变器的直流电压随着电流型变换器的开关而大幅变动。不考虑该变动而求取电压型逆变器的调制率的方法在精度上非优选。

[0007] 根据上述背景，在直接型交流电变换电路中，提出了专利文献2、3所介绍的技术。

[0008] 专利文献2例示了根据电流型变换器的开关模式来检测直流电压的瞬时值的技术。

[0009] 在专利文献3中，例示了这样的技术：使用如下平均值来求取直流电压，该平均值是在电流型变换器的开关周期内对链路电压进行平均而得到的第1平均直流电压 的、在输入至电流型变换器的交流电压的周期的1/12的区间中的平均值。

[0010] 另外，作为下述文献，列举了专利文献4到6以及非专利文献1。

[0011] 现有技术文献

[0012] 专利文献

[0013] 专利文献1:日本特开2000-14200号公报

[0014] 专利文献2:日本特开2009-213252号公报

[0015] 专利文献3:日本特开2010-98848号公报

[0016] 专利文献4:日本特开2007-312589号公报

[0017] 专利文献5:日本专利第4067021号公报

[0018] 专利文献6:日本特开2009-106110号公报

[0019] 非专利文献

[0020] 非专利文献1:L.wei，T.A.Lipo，"A Novel Matrix converter Topology with Simple Commutation"，IEEE ISA2001，vol3，pp1749-1754，2001

发明内容

[0021] 发明所要解决的问题

[0022] 专利文献3中介绍的技术虽然通过进行复杂的平均化而难以受到开关噪声的影响，但是对电源电压变动的响应性恶化。

[0023] 专利文献2中介绍的技术虽然响应性好，但是没有考虑电压型逆变器开关的定时，容易受到该开关所产生的噪声（开关噪声）的影响。

[0024] 因此，本发明的目的是提供一种提高对开关噪声的耐受性和响应性而对链路电压进行测量的技术。

[0025] 用于解决问题的手段

[0026] 本发明的链路电压测量方法的第1方式是在直接型交流电变换电路中测量链路电压的方法。

[0027] 该直接型交流电变换电路包含：施加了所述链路电压（Vdc）的直流链路（3）、电流型变换器（1）以及电压型逆变器（2）。

[0028] 所述电流型变换器（1）具有按每一相输入三相交流电压（Vr、Vs、Vt）的三个输入端（Pr、Ps、Pt），所述电流型变换器（1）按照划分为第1期间（drt·T0)与第 2期间（dst·T0）的周期（T0）对从所述输入端供给的电流进行换相，向所述直流链路施加作为直流电压的链路电压（Vdc）。

[0029] 所述第1期间是将在所述三个输入端中的第1对（Pr、Pt）中流动的电流提供给所述直流链路的期间，其中，所述第1对（Pr、Pt）被施加了所述三相交流电压中的呈最大相的电压以及呈最小相的电压，

[0030] 所述第2期间是将在所述三个输入端中的第2对（Ps、Pt）中流动的电流提供给所述直流链路的期间，其中，所述第2对（Ps、Pt）被施加了所述三相交流电压中的呈中间相的电压以及呈所述最小相的电压。

[0031] 所述电压型逆变器（2）以基于脉宽调制的开关模式对所述链路电压进行开关，输出多相交流电。

[0032] 并且，该方法具备以下步骤：（a）在所述第1期间中，测量第1测量值（Vmax1），该第1测量值（Vmax1）是在最长且仅采用第1所述开关模式的第1区间的中央处测量的所述链路电压；（b）在所述第1期间中，测量第2测量值（Vmax2），该第2测量值（Vmax2）是在第2区间的中央处测量所述链路电压，所述第2区间具有与所述第1区间相同的长度或仅
次于所述第1区间的长度、且仅采用单一的所述开关模式；（c）通过所述第1测量值与所述第2测量值的内插，求出包含所述第1期间的一个所述周期中的所述链路电压的代表值
（Vmax）。

[0033] 本发明的链路电压测量方法的第2方式是在该第1方式中，所述第1期间（drt·T0）比所述第2期间（dst·T0）长。

[0034] 本发明的链路电压测量方法的第3方式是在该第1或第2方式中还具备步骤（d）：在所述第1区间的前后均设置了仅采用与所述第1所述开关模式不同的第2所述开关模式
的区间的情况下，代替所述步骤（b）、（c），将所述第1测量值作为包含所述第1期间的所述周期中所述链路电压的代表值。

[0035] 本发明的链路电压测量方法的第4方式是在第一或第2方式中，所述开关模式根据呈现为斜率绝对值相等的三角波的载波、与在所述第1期间内取固定值的信号波之间的比较结果来决定。而且，在所述第1区间中采用的所述开关模式与所述第2区间中采用的
所述开关模式相同的情况下，采用算术平均作为所述步骤（c）中的所述内插。

[0036] 本发明的链路电压测量方法的第5方式是在该第4方式中，根据所述载波取单一规定值的定时，决定测量所述第1测量值的定时以及测量所述第2测量值的定时。

[0037] 本发明的链路电压测量方法的第6方式是在第1至第5方式的任意一个中，将所述三相交流电压的两个电压变为相等的时刻的所述三相交流电压的相对于周期的相位
（θ）设为π/3，将所述相位取-π/6到π/6的区间中的所述链路电压的所述代表值除以所述相位的余弦值，求出所述链路电压的最大值。

[0038] 发明效果

[0039] 根据本发明的链路电压测量方法的第1方式，由于在距离开关逆变器的定时较远的定时来测量链路电压，所以测量出的链路电压不易受到逆变器的开关噪声的影响。而且由于不对测量出的链路电压进行复杂的平均化，所以响应性好。而且，在电流型变换器的输入端设置有滤波器电路，通过该滤波器电路，即使施加到输入端的三相电压发生变动，也能够消除该影响而求出链路电压的代表值。该代表值有利于使用调制率来控制电压型逆变器的输出电压。

[0040] 根据本发明的链路电压测量方法的第2方式，由于提高了电流型变换器中以最大相流动的电流相对于以中间相流动的电流的通流比，所以输入到直接型交流电变换电路的电流接近正弦波。

[0041] 根据本发明的链路电压测量方法的第3到第5方式，能够更简便地求出链路电压的代表值。

[0042] 根据本发明的链路电压测量方法的第6方式，通过求出链路电压的最大值，易于使用调制率来控制电压型逆变器的输出电压。

[0043] 本发明的目的、特征、方面以及优点通过以下的详细说明和附图，变得更加清楚。

附图说明

[0044] 图1是示出可应用本发明的直接型交流电变换装置的概念性结构一例的电路图。

[0045] 图2是示出直接型交流电变换装置、负载以及三相交流电源之间的连接关系的一例的电路图。

[0046] 图3是示出开关元件的一例的电路图。

[0047] 图4是示出开关元件的一例的电路图。

[0048] 图5是说明电流型变换器中的动作的曲线图。

[0049] 图6是示出在直接型交流电变换装置、负载以及三相交流电源之间流动的电流的电路图。

[0050] 图7是示出在直接型交流电变换装置、负载以及三相交流电源之间流动的电流的电路图。

[0051] 图8是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0052] 图9是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0053] 图10是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0054] 图11是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0055] 图12是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0056] 图13是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0057] 图14是示出时间比率的曲线图。

[0058] 图15是示出时间比率的曲线图。

[0059] 图16是示出控制部的具体内部结构的概念性一例的框图。

[0060] 图17是示出在载波中使用锯齿波时的直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0061] 图18是示出使用对称三角波作为载波时的直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0062] 图19是示出使用锯齿波作为载波时的直接型交流电变换装置的动作的曲线图。

[0063] 图20是示出对电压型逆变器的开关进行控制的控制部的框图。

具体实施方式

[0064] 图1示出了直接型交流电变换装置的概念性结构的一例。直接型交流电变换装置具备电流型变换器1、电压型逆变器2以及直流链路3。

[0065] 电流型变换器1具有三个输入端Pr、Ps、Pt。输入端Pr、Ps、Pt例如与三相交流电源连接，按每一相输入三相交流电压。电流型变换器1按照划分为第1期间和第2期间的周期对从输入端Pr、Ps、Pt供给的线电流ir、is、it进行换相，对直流链路3施加链路电压Vdc。

[0066] 第1期间是将在输入端Pr、Ps、Pt中的、施加了呈最大相的交流电压以及呈最小相的交流电压的一对输入端中流动的电流提供给直流链路3的期间。此外，第2期间是将在输入端Pr、Ps、Pt中的、施加了呈中间相的交流电压以及呈最小相的交流电压的一对输入端中流动的电流提供给直流链路3的期间。

[0067] 直流链路3具有直流电源线LH、LL。由于链路电压Vdc的施加，直流电源线 LH的电位比直流电源线LL高。以下，以线电流ir、is、it从输入端Pr、Ps、Pt流向电压型逆变器2的方向为正方向进行说明。

[0068] 电压型逆变器2具有输出端Pu、Pv、Pw。电压型逆变器2以基于脉宽调制的开关模式对链路电压Vdc进行开关，向输出端Pu、Pv、Pw输出多相交流电。

[0069] 图2示出了上述直接型交流电变换装置、负载4以及三相交流电源5之间的连接关系的一例。其中，在图2中，电流型变换器1以比图1更详细的构造示出，电压型逆变器
2以比图1更简单的等价电路示出。

[0070] 此处，负载4等价地表示为电流源，实际上其为与输出端Pu、Pv、Pw连接的负载，例如电感性负载（三相电动机等）。电压型逆变器2以及负载4均简略描绘为单相。电压型逆变器2等价地表示为设置在直流电源线LH上的开关M以及经由开关M与直流链路3连接的二极管D。此处，二极管D的阳极以及阴极分别配置在直流电源线LL、LH侧。

[0071] 三相交流电源5输出三相交流电压Vr、Vs、Vt，并经由例如三相滤波器6与电流型变换器1连接。三相滤波器6具有按每一相设置的电感器Lr、Ls、Lt以及电容器Cr、Cs、Ct，并构成低通滤波器。各电容器Cr、Cs、Ct的一端均与连接点N连接。这样，设置在电流型变换器1中的滤波器是公知的（参照例如专利文献2），所以省略对其结构的更详细的说明。

[0072] 电流型变换器1具备开关元件Sxp、Sxn（其中，x代表r、s、t。以下同样）。开关元件Sxp设置在输入端Px与直流电源线LH之间。开关元件Sxn分别设置在输入端Px与直流电源线LL之间。

[0073] 开关元件Sxp、Sxn均具有反向阻断能力，在图2中，它们例示为反向阻断IGBT（反向阻断绝缘栅双极型晶体管）。或者，这些开关元件也可以通过绝缘栅双极型晶体管与二极管的串联连接来实现。

[0074] 图3示出了开关元件Sxp、Sxn的一例。开关元件Sxp具备晶体管Txp以及二极管Dxp。二极管Dxp的阳极和阴极分别朝向直流电源线LL侧和直流电源线LH侧而与晶体管
Txp串联连接。开关元件Sxn具备晶体管Txn以及二极管Dxn。二极管Dxn的阳极和阴极
分别朝向直流电源线LL侧和直流电源线LH侧而与晶体管Txn串联连接。关于晶体管Txp、
Txn，例如可采用绝缘栅双极型晶体管。

[0075] 开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn中分别输入了开关信号SSrp、SSrn、SSsp、 SSsn、SStp、SStn。此处，根据开关信号SSxp的激活/非激活，开关元件Sxp分别导通/不导通，根据开关信号SSxn的激活/非激活，开关元件Sxn分别导通/不导通。关于开关信号SSrp、SSrn、SSsp、SSsn、SStp、SStn的生成，将在后面描述。

[0076] 电压型逆变器2具备开关元件Syp、Syn（其中，y代表u、v、w。以下同样）。开关元件Syp设置在输出端Py与直流电源线LH之间。开关元件Syn分别设置在输出端Py与直流电源线LL之间。

[0077] 图4示出了开关元件Syp、Syn的一例。开关元件Syp具备晶体管Typ以及二极管Dyp。二极管Dyp的阳极和阴极分别朝向直流电源线LL侧和直流电源线LH侧而与晶体管
Typ并联连接。开关元件Syn具备晶体管Tyn以及二极管Dyn。二极管Dyn的阳极和阴极
分别朝向直流电源线LL侧和直流电源线LH侧而与晶体管Tyn并联连接。

[0078] 关于晶体管Typ、Tyn，例如可采用绝缘栅双极型晶体管。

[0079] 开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn中分别输入开关信号SSup、SSun、SSvp、SSvn、SSwp、SSwn。此处，根据开关信号SSyp的激活/非激活，开关元件Syp分别导通/不导通，根据开关信号SSyn的激活/非激活，开关元件Syn分别导通/不导通。各自的导通/不导通被控制。

[0080] 图5是说明了电流型变换器1中的动作的曲线图。最上段的曲线图示出了三相交流电压Vr、Vs、Vt，中段的曲线图示出了通流比dr、ds、dt，最下段的曲线图示出了链路电压Vdc的包络线。

[0081] 图5中，在最上段的曲线图的上方，标记有时间区域R1～R6。区域R1～R6根据三相交流电压Vr、Vs、Vt中绝对值最大者发生切换的定时，在时间上相互进行划分。该切换定时是三相交流电压Vr、Vs、Vt中任一方为0的定时。由于区域R1～R6按照这样进行划
分，所以它们均具有将三相交流电压Vr、Vs、Vt的一个周期六等分后得到的π/3的长度。
例如，区域R1是交流电压Vt的绝对值比交流电压Vr、Vs的任意一个的绝对值大的区域，以交流电压Vs从负切换为正的时刻作为开始时间，以交流电压Vr从正切换为负的时刻为结
束时间。

[0082] 三相交流电压Vr、Vs、Vt通过相对于线间电压的最大值之比来表示，因此三相交流电压Vr、Vs、Vt的绝对值的最大值为 。此处，采用三相交流电压Vr呈现最大值的时刻作为三相交流电压的相位角的基准（0°）。

[0083] 通流比dx表示线电流ix根据开关元件Sxp、Sxn的开关而流动的时间比率。如果通流比dx为正，则表示开关元件Sxp导通，电流朝向输入端Px流入电流型变换器1的时间
比率；如果通流比dx为负，则表示开关元件Sxn导通，电流从输入端Px流向三相交流电源
5的时间比率。具体地说，例如区域R1中，由于交流电压Vt最小，因此开关元件Stn持续导通，表示为dt=-1。在该情况下，开关元件Srp、Ssp交替导通，导通的时间比率分别由通流比dr、ds示出。开关元件Srp、Ssp按照比三相交流电压Vr、Vs、Vt的一个周期短的周期交替导通，进行脉宽调制。

[0084] 从图5中可以了解到，在区域R1中，如果交流电压Vr大于交流电压Vs，则通流比dr大于通流比ds；如果交流电压Vr小于交流电压Vs，则通流比dr小于通流比ds。这样，在使线电流ix接近正弦波这一点上，优选使与呈最大相的交流电压对应的线电流的通流
比大于呈中间相的线电流的通流比。确定通流比dx以使线电流ix呈现正弦波状的技术是
公知的（例如非专利文献1、专利文献2、4等），因而此处省略该技术的具体内容。

[0085] 在作为链路电压Vdc的包络线的电压中，上侧包络线电压E1对应于最大相的交流电压与最小相的交流电压之差，下侧包络线电压E2对应于中间相的交流电压与最小相的交流电压之差。链路电压Vdc根据开关元件Sxp、Sxn的开关而在上侧包络线电压E1与下
侧包络线电压E2之间转移。该转移对应于背景技术中记载的输入至电压型逆变器的直流
电压的变动。

[0086] 利用线间电压的大小来对交流电压的大小进行归一化，将中间相的交流电压为零的时刻作为相位θ的基准。公知的是：通过采用该基准，三相交流电压的两个电压变为相等的时刻的相位θ为π/3，各区域R1～R5的开始时期以及结束时期分别对应于θ=0和π/3。这样，如果采用相位θ的基准，则在相位θ取-π/6到π/6的区间中，上侧包络线电压E1为相位θ的余弦值cosθ，下侧包络线电压E2为cos（θ-π/3）（例如专利文献3
等）。

[0087] 例如，在区域R1中，在将交流电压Vr、Vs变为相等的时刻的相位θ设为π/3时，在具有dr>ds的关系的前半程中，随着相位θ的增大，上侧包络线电压E1从值1降低到下侧包络线电压E2从值1/2上升到

[0088] 这样，如果检测出上侧包络线电压E1的值以及相位θ，则可求出链路电压Vdc的最大值。相位θ可根据三相交流电压Vr、Vs、Vt的相位求出。因此，如果在电流 型变换器1换相的每个周期求出上侧包络线电压E1的值，则能够不进行平均化而根据余弦值的计算以及四则运算来迅速地求出链路电压Vdc的最大值。如果迅速地求出链路电压Vdc的最大
值，则能够迅速地进行控制调制率的电压型逆变器2的控制。

[0089] 以下，以区域R1为例继续说明。在区域r1中，由于通流比dt固定为值-1，因此将区域R1中的通流比dr、ds分别标记为通流比drt、dst。对于其它区域R2～R6，根据相电压波形的对称性，通过按相位顺序的交替读取以及开关元件Sxp、Sxn的相互交替读取，下述的说明是合理的这一点是显而易见的。

[0090] 图6以及图7示出了在直接型交流电变换装置、负载4以及三相交流电源5之间流动的电流。图6示出了开关元件Srp、Stn导通而开关元件Ssp、Stp、Srn、Ssn不导通的情况，用粗线示出与通流比drt对应而流过直流链路3的链路电流Idc的路径。图7示出
了开关元件Ssp、Stn导通而开关元件Srp、Stp、Srn、Ssn不导通的情况，用粗线示出与通流比dst对应而流动的链路电流Idc的路径。链路电流Idc以从电流型变换器1朝向电压型
逆变器2的方向为正方向。

[0091] 图8以及图10～图13是示出直接型交流电变换装置的动作的曲线图。为了根据上述通流比drt、dst对电流型变换器1进行开关，此处，采用了呈三角波的载波C1，该三角波在最小值0与最大值1之间转移。由于dst+drt=1，通过比较载波C1与通流比dst，能够
生成开关信号SSrp、SSrn、SSsp、SSsn。

[0092] 具体地说，如果载波C1为通流比dst以上，则开关信号SSsp、SSrp分别为非激活/激活。而且，如果载波C1小于通流比dst，则开关信号SSsp、SSrp分别为激活/非激活。虽然开关信号SSsn、SSrn未在图8以及图10～图13中示出，但是采用始终与开关信号SSsp、SSrp互补的逻辑即可。关于开关信号SStp、SStn的生成，例如将载波C1与值0进行比较即可。在载波C1为值0以上时，开关信号SStp、SStn分别为非激活/激活。电流型变换器
1换相的定时是载波C1与通流比dst变为相等的时刻。

[0093] 在导入载波C1的一个周期T0时，由于载波C1的波形为三角波，因此载波C1为通流比dst以上的期间的长度用dst·T0（以下，该期间也可称为“期间dst·T0”）表示，载波C1为通流比dst以下的期间的长度用drt·T0（以下，该期间也可称为“期间drt·T0”）表示。在图8以及图10～图13中，例示了在drt>dst的情况下，即在区域R1中相位角较
小的左半部分（参照图5）中的情况。在该情况下，交流电压Vr、Vs、 Vt分别为最大相、中间相以及最小相。期间drt·T0、dst·T0可以分别作为上述第1期间以及第2期间来掌握。

[0094] 在期间dst·T0中，将在电流型变换器1的输入端Pr、Ps、Pt中的一对输入端Ps、Pt中流动的电流提供给直流链路3，其中，该一对输入端Ps、Pt被施加了呈中间相的交流电压Vs以及呈最小相的交流电压Vt。

[0095] 在期间drt·T0中，将在输入端Pr、Ps、Pt中的一对输入端Pr、Pt中流动的电流提供给直流链路3，其中，该一对输入端Pr、Pt被施加了呈最大相的交流电压Vr以及呈最小相的交流电压Vt。

[0096] 由此，直流电源线LH的电位在期间drt·T0中，几乎呈现为交流电压Vr（由于其为最大相，所以标记有符号Vmax），在期间dst·T0中，几乎呈现为交流电压Vs（由于其为中间相，所以标记有符号Vmid）。另外，还追加标记交流电压Vt（由于为最小相，所以标记有符号Vmin），以其为基准来掌握，将直流电源线LH的电位标记为链路电压Vdc。在期间drt·T0中，通过检测链路电压Vdc，得到了与上述的上侧包络线电压E1（图5）对应的电压。

[0097] 但是，如图8以及图10～图13所示，链路电压Vdc在期间drt·T0或期间dst·T0中存在与线间电压不一致的情况。其主要原因在于滤波器6。

[0098] 考虑将在电容器Cr、Cs、Ct中流动的电流irc、isc、itc均以朝向连接点N的方向为负方向。如果电流irc、isc、itc为正，则电容器Cr、Cs、Ct分别进行放电，如果电流irc、isc、itc为负，则电容器Cr、Cs、Ct分别进行充电。

[0099] 电容器Cr连接在连接点N与电感器Lr之间。电容器Cr与电感器Lr之间的连接点与输入端Pr连接。由此，在滤波器6存在于三相交流电源5与电流型变换器1之间的情
况下，输入端Pr的电位是从交流电压Vr中减去电感器Lr中的压降而得到的电位Vri。同
样地，使电容器Cs、电感器Ls以及输入端Ps连接，使电容器Ct、电感器Lt以及输入端Pt
连接。并且，在滤波器6存在于三相交流电源5与电流型变换器1之间的情况下，使输入端Ps、Pt的电位分别为电位Vsi、Vti。

[0100] 图9是说明区域R1中的直接型交流电变换装置的动作的曲线图。从上面往下依次地，第1段的曲线图示出链路电压Vdc及电位差（Vs-Vt）、（Vsi-Vti），第2段的曲线图示出链路电压Vdc以及电位差（Vr-Vt）、（Vri-Vti），第3段的曲线图示出链路电流Idc，第4段的曲线图示出载波C1。从第1段到第4段的曲线图，其横轴是公共的， 并采用时间为横轴。

[0101] 在时刻t0以前，交流电压Vr、Vs分别对应于最大相、中间相，就图5而言，对应于三相交流电压的相位角的60°之前。在时刻t0之后，交流电压Vr、Vs分别对应于中间相、最大相，就图5而言，对应于三相交流电压的相位角的60°之后。由此，在电流型变换器1的控制中，在时刻t0以前，通流比为drt>dst，在时刻t0之后，通流比为drt

[0102] 由于减轻电流型变换器1换相的定时的开关损耗等原因，所以在包含该定时的较短的期间内，链路电流Idc为零。这种情况不是在电流型变换器1中通过控制换相，而是下述那样通过电压型逆变器2采用零电压矢量来实现的。

[0103] 链路电压Vdc与电位差（Vri-Vti）一致的情况是如图6所示那样的链路电流Idc在输入端Pr、Pt之间流动的情况。此时，电流irc向正方向流动，电容器Cr进行放电。由于所述放电，电位差（Vri-Vti）降低。此时，电容器Cr、Cs、Ct均与连接点N连接，所以保持三相平衡状态，电容器Cs被充电，电位差（Vsi-Vti）上升。

[0104] 另一方面，链路电压Vdc与电位差（Vsi-Vti）一致的情况是如图7所示那样的链路电流Idc在输入端Ps、Pt之间流动的情况。此时，电容器Cs进行放电，电位差（Vsi-Vti）降低。此时，电位差（Vri-Vti）上升。

[0105] 这样，虽然链路电压Vdc在期间drt·T0中没有采用固定值，但是由于电容器Cr的放电近似于线性，所以优选在期间drt·T0的中央附近对链路电压Vdc进行测量。在图
8以及图10～图13中，以空心圆示出了测量出的链路电压Vdc。在图8中，测量出的链路
电压Vdc示出呈最大相的交流电压Vr的电压，在空心圆上标记有符号Vmax。

[0106] 另外，如下述那样，虽然链路电流Idc实际为脉冲，但是在图8以及图10～图13中，以方形波简单地示出。

[0107] 在图9中，在时刻t1（t0）中，载波C1取最小值，由于此时drt处，对称三角波意味着斜率绝对值固定的三角波。

[0108] 这样，在仅基于载波C1的定时测量链路电压Vdc的情况下，由于未考虑电压型 逆变器2的开关，有时会受到该开关引起的噪声的影响，其中，所述载波C1决定电流型变换器1换相的定时。

[0109] 为了说明该噪声的影响，首先对电压型逆变器2的开关进行简单说明。

[0110] 为了进行电压型逆变器2的瞬时空间电压矢量调制，进行载波C2与指令值的比较，根据该比较结果，生成开关信号SSup、SSun、SSvp、SSvn、SSwp、SSwn。为了简单化，采用与载波C1同形且同相的波形作为载波C2。当然，如果载波C1、C2周期相等，则可以采用相互不同的波形。

[0111] 利用矢量演算通过d4·V4+d6·V6来表示电压型逆变器2应采用的电压矢量（d4+d6≦1）。此处，导入了“单位电压矢量Vg”。其中，在该表述中，在对U相、V相、W相分别分配了值4、2、1且与它们分别对应的上臂导通时，值g是所分配的值的合计值，取值0～
7的整数。

[0112] 例如，单位电压矢量V4表示开关元件Sup、Svn、Swn导通、开关元件Sun、Svp、Swp不导通的开关模式。此外，单位电压矢量V6表示开关元件Sup、Svp、Swn导通、开关元件Sun、Svn、Swp不导通的开关模式。

[0113] 图8以及图10～图12例示了这样的情况：对于表示电压型逆变器2应采用的开关模式的电压矢量，利用矢量演算通过d4·V4+d6·V6表示且d0=1-（d4+d6）>0成立。在
这样的情况下，根据d0：d4：d6的比的长度来采用单位电压矢量V0、V4、V6。在该情况下，在载波C2的一个周期T0内，进行分别根据d0：d4：d6的比来采用单位电压矢量V0、V4、V6的开关。

[0114] 这样，各单位电压矢量被采用的长度相对于一个载波周期的比也称为时间比率。此处，d0+d4+d6=1。

[0115] 在采用单位电压矢量V0的情况下，在电压型逆变器2中没有电流流动，因此链路电流Idc为零。由此，在采用与单位电压矢量V0对应的开关模式的期间内，电流型变换器换相，由此执行所谓零电流开关。

[0116] 根据上述这样的观点，关于如何设定采用单位电压矢量V0、V4、V6的期间来作为电压型逆变器2中的开关模式的技术是公知的（例如专利文献4等），所以此处省略该技术的具体内容。作为具体示例，在图8、图10以及图11中，例示了这样的情况：在载波C2取值为值dst+drt·d0以上或者值dst（1-d0）以下时，开关信号SSup激活，在载波C2取值为值dst+drt（d0+d4）以上或者值dst（1-d0-d4）以下时，开关 信号SSvp激活，且开关信号SSwp始终为非激活。另外，在电压型逆变器2的控制特性上，开关信号SSun、SSvn、SSwn分别与开关信号SSup、SSvp、SSwp互补地激活。

[0117] 在上述例中，单位电压矢量V6位于期间drt·T0的中央。如上述那样，测量链路电压Vdc的时刻优选位于期间drt·T0的中央。由此，如图8所示，在值d6=1-（d0+d4）较
大的情况下，由于电压型逆变器2的开关远离期间drt·T0的中央，因此链路电压Vdc不易
受到电压型逆变器2的开关噪声的影响。

[0118] 但是，如图10和图11所示，在值d6较小的情况下，由于电压型逆变器2的开关靠近期间drt·T0的中央，所以链路电压Vdc容易受到电压型逆变器2的开关噪声的影响。

[0119] 因此，通过以下的步骤来测量链路电压Vdc。

[0120] 首先，关于链路电压Vdc，在期间drt·T0中，在最长且仅采用单一开关模式的第1区间的中央，测量链路电压Vdc的第1测量值Vmax1。就图10而言，在期间drt·T0中，可以将采用单位电压矢量V4的两个区间中的左侧区间用作第1区间。此外，就图11而言，在期间drt·T0中，可以将采用单位电压矢量V0的两个区间中的左侧区间用作第1区间。

[0121] 此外，在第2区间的中央测量链路电压Vdc的第2测量值Vmax2，该第2区间具有与第1区间相同的长度或仅次于第1区间的长度且仅采用单一开关模式。就图10而言，在
期间drt·T0中，可以将采用单位电压矢量V4的两个区间中的右侧区间用作第2区间。此
外，就图11而言，在期间drt·T0中，可以将采用单位电压矢量V0的两个区间中的右侧区
间用作第2区间。

[0122] 并且，通过第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2的内插，来求取包含期间drt·T0的一个周期T0中的链路电压Vdc的代表值Vmax。由于代表值Vmax是上述的上侧包络线电
压E1，因此将其除以cosθ而求出链路电压Vdc的最大值。并且，如上述那样，电压型逆变器2的控制使用基于链路电压Vdc的最大值的调制率来进行。

[0123] 其中，在图8所示的情况下，在期间drt·T0中，最长且仅采用单一开关模式的第1区间是采用单位电压矢量V6的区间。并且，采用单位电压矢量V6的区间在时间上夹在
一对均仅采用相同的单一开关模式的第3区间（采用单位电压矢量V4的区间）之间。换言之，在第1区间的前后都设置了第3区间，该第3区间仅采用了与在 第1区间采用的单位
电压矢量V6不同的单位电压矢量V4。这种情况下的链路电压Vdc的第1测量值，虽然在期
间drt·T0的中央进行测量，但是远离电压型逆变器2进行开关的定时，所以判断为可适当地测量链路电压Vdc。由此，能够取代测量第1测量值Vmax1以及第2测量值Vmax2并根据
它们求出链路电压Vdc的代表值的方法，从而简便地测量链路电压Vdc的代表值。

[0124] 当然，也可以如图12所例示的那样，在这种情况下也远离期间drt·T0的中央以及第3区间来测量第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2，根据两者的内插来求出代表值
Vmax。

[0125] 这样，由于在远离电压型逆变器2进行开关的定时的时机测量链路电压Vdc，所以测量出的链路电压Vdc不易受到电压型逆变器2的开关噪声的影响。此外，如果求出使用了第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2的内插（典型的是算术平均值），则可求出上侧包
络线电压E1，因而与专利文献3所示的技术那样的复杂的平均化相比，响应性较优。

[0126] 而且，在电流型变换器1的输入侧设有滤波器6，利用该滤波器6，即使施加给输入端Pr、Ps、Pt的三相电压发生变动，也能够消除其影响而求出链路电压Vdc的代表值。

[0127] 而且，由于第1期间drt·T0比第2期间dst·T0长，在电流型变换器1中，提高了以最大相流动的线电流ir相对于以中间相流动的线电流is的通流比drt/dst，因此输入到直接型交流电变换电路的电流接近正弦波。

[0128] 在图8以及图10～图12中，例示了采用零电流开关的情况，而在图13中例示了未采用零电流开关的情况。关于表示电压型逆变器2应采用的开关模式的电压矢量，例示了利用矢量演算通过d4·V4+d6·V6来表示且d7=1-（d4+d6）>0成立的情况。并且，在载
波C2的一个周期T0内，进行分别根据d7：d4：d6的比来采用单位电压矢量V7、V4、V6的开关。

[0129] 具体地说，例示了如下的情况：在载波C2取值为值dst+drt·d4以上或者值dst（1-d4）以下时，开关信号SSvp激活，在载波C2取值为值dst+drt（d4+d6）以上或者值dst（1-d4-d6）以下时，开关信号SSwp激活，且开关信号SSup始终为激活。开关信号SSun、SSvn、SSwn分别与开关信号SSup、SSvp、SSwp互补地激活。

[0130] 在图13所示的例子中，采用了单位电压矢量V7的区间位于期间drt·T0的中央，而与该区间相比，采用了单位电压矢量V6的各区间较长。由此，采用了单位电压矢量V6的一对区间对应于第1区间及第2区间，在各区间中，测量第1测量值Vmax1与第2测量值
Vmax2。

[0131] 另外，在采用了单位电压矢量V7的区间中，由于在电压型逆变器2中没有电流流动，所以链路电流Idc为零。

[0132] 在图8以及图10到图13所示的例子中，作为载波C2，与载波C1同样地采用了对称三角波。特别是，例示了这样的情况：在与载波C2进行比较的第1期间内，信号波取固定值，第1区间采用的开关模式与第2区间采用的开关模式相同。

[0133] 具体地说，在图8以及图10到图12所示的例子中，信号波均为值dst+drt（d0+d4）、dst+drt·d0、dst（1-d0）、dst（1-d0-d4），作为第1期间的期间drt·T0分别取固定值。在图10中，第1区间与第2区间是采用了由单位电压矢量V4表示的开关模式的
一对区间。在图11中，第1区间与第2区间是采用了由单位电压矢量V0表示的开关模式
的一对区间。在图13中，第1区间与第2区间是采用了由单位电压矢量V6表示的开关模
式的一对区间。

[0134] 由于信号波在第1期间中分别取固定值并且与该信号波进行比较的载波C2为对称三角波，所以第1区间与第2区间长度相等。此外，第1区间的中央与第2区间的中央之
间通过第1期间的中央在时间上被分为两半。由此，第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2
的算术平均值作为第1期间的中央处的链路电压Vdc的代表值是适当的。

[0135] 此外，载波C2在第1区间的中央以及第2区间的中央取相同的值。换言之，测量第1测量值Vmax的定时与测量第2测量值Vmax2的定时由载波C2取单一规定值J的定时
来决定。

[0136] 这样，通过对载波C2采用对称三角波，链路电压Vdc的上侧包络线电压E1的测量变得容易。

[0137] 图14是示出d0、d4、d6的时间比率的曲线图，例举了调制率ks为0.5的情况下相对于相位θ的依存关系。在这种关系中，优选在采用了与最大时间比率对应的单位电压矢量时对链路电压Vdc进行测量。根据链路电压Vdc来控制电压型逆变器2需要花费链路电压Vdc的运算处理中使用的模拟/数字变换所需时间，此外，在根据该运算处理生成的开关信号SSyp、SSyn而进行动作的开关元件Syp、Syn中，其动 作产生延迟。

[0138] 根据图14，d0、d4、d6的最大值变为最小是在相位角θ为30度（=π/6）时，且d4=d6。有关特征不依赖于调制率ks的大小。这是因为，表示电压型逆变器2应采用的开关模式的电压矢量是基于利用矢量运算并通过d4·V4+d6·V6来表示的。

[0139] 在上述电压矢量中，还导入了单位电压矢量V0，d0=1-（d4+d6）。此外，以单位电压矢量V4的位置为基准，导入在空间矢量中表示单位电压矢量V4、V6的情况下的相位。此时，在使电压型逆变器2的输出为正弦波状的情况下，设调制率为ks，则公知的是，d0、d4、d6的时间比率分别表示为 、 以及 （其中，
）（例如非专利文献1等）。由于 ，所以d0>d4且d0>d6。并且，d0在
时最小，此时d4=d6=ks·sin（π/6）。就图14而言，由于ks=0.5，所以d4=d6=0.5×
（1/2）=0.25，d0=1-0.5=0.5。

[0140] 图15是示出d0、d4、d6的时间比率的曲线图，例示了相位θ=π/6的情况下相对于调制率ks的依存关系。在ks=0时，d0>d4=d6，在ks=1时，d0

[0141] 当 由于在d0=d4=d6时的调制率ks满足1-ks·sin（π/2）=ks·sin（π/6），所以ks=2/3。此时，d0=d4=d6=（2/3）·sin（π/6）=1/3。

[0142] 根据以上所述，无论调制率ks与相位θ为何值，d0、d4、d6中的最大值均为1/3以上的值。

[0143] 并且，在第1期间为载波C1的周期T0的一半以上且载波C2采用对称三角波时，第1区间的长度与第2区间的长度相等。由此，无论测量链路电压Vdc的第1区间与第2
区间的长度如何短，都可确保载波周期的1/2·1/2·1/3=1/12以上的长度。

[0144] 现在，作为例子，考虑采用载波频率fc=6kHz的情况。此时，T0=1/fc=167μs。期间dst·T0、drt·T0中的较大一方（即第1期间）为T0/2=83μs以上。并且，在第1区间中，所采用的单位电压矢量在第1期间采用的长度为83μS/3=27.6μs以上。如以上所说
明的那样，在载波C2采用对称三角波时，测量链路电压Vdc的第1区间与第2区间的长度
均为27.6μs/2=13.8μs。由于在这些区间的中点进行采样，模拟数字变换和开关延迟所允许的时间为6.9μs左右。此外，在使用链路电压Vdc的控制中，导入的延迟时间通常为
1～2μs。并且，可以了解的是：由于13.8>6.9+2成立，对于上 述示例中的链路电压Vdc的测量以及使用该测量进行的电压型逆变器2的控制，无论调制率ks和相位θ为何值，第
1区间以及第2区间的长度都足够长。

[0145] 图16是示出进行上述控制的控制部的具体内部结构的概念性的一例。控制部100具备直流电压检测部10、变换器控制部20、逆变器控制部30、调制率算出部40以及无传感器矢量控制部50。假定负载4（参照图1）为三相电动机。

[0146] 直流电压检测部10具备直流电压采样部11以及内插部12。直流电压采样部11以上述的定时对链路电压Vdc进行采样，检测第1测量值Vmax1以及第2测量值Vmax2的
最大值。内插部12对第1测量值Vmax1以及第2测量值Vmax2进行内插，通常是求算术平
均，将结果作为链路电压Vdc的上侧包络线电压E1而输出。

[0147] 为了得到测量第1测量值Vmax1以及第2测量值Vmax2的定时，直流电压检测部10输入载波C2、电流型变换器1的通流比dac、dbc以及电压型逆变器2的时间比率dg1、
dg2。此处，下标a、b、c排它地表示下标r、s、t，就上述示例而言，分别表示r、s、t。此外，下标g1、g2取值为值组合（4、6）、（6、2）、（2、3）、（3、1）、（1、5）、（5、4）中的任意一组。在上述的示例中，dg1、dg2分别表示d4、d6。

[0148] 变换器控制部20输入线间电压Vrt（特别是，其相位角θ），输出开关信号SSrp、SSsp、SStp、SSrn、SSsn、SStn。

[0149] 变换器控制部20具有：电源相位检测部21、通流比生成部22、比较器23、电流型门逻辑变换部24以及载波生成部25。

[0150] 电源相位检测部21例如检测线间电压Vrs，检测施加到输入端Pr、Ps、Pt上的相位角θ，输出到通流比生成部22。

[0151] 通流比生成部22根据接收到的相位角θ以及图5的曲线图所示的线电流通流比（例如规定的表），生成通流比dac、dbc。

[0152] 载波生成部25生成载波C1。比较器23输出载波C1与通流比dac、dbc的比较结果，根据比较结果，电流型门逻辑变换部24生成开关信号SSrp、SSsp、SStp、SSrn、SSsn、SStn。

[0153] 逆变器控制部30输入相位角θ、调制率ks、控制相位角 以及示出电动机旋转位置的指令相位角 输出开关信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn。

[0154] 逆变器控制部30具有时间比率生成部32、信号波生成部34、载波生成部35、比较器36以及逻辑运算部38。

[0155] 时间比率生成部32根据从调制率算出部40接收到的调制率ks、控制相位角 以及从无传感器矢量控制部50接收到的指令相位角 生成电压型逆变器2的时间比率dg1、
dg2。

[0156] 信号波生成部34根据时间比率dg1、dg2以及通流比dac、dbc生成信号波。就上述示例而言，生成dst（1-d0-d4）、dst（1-d0）、dst+drt·d0以及dst+drt（d0+d4）。此外，还输出值0、drt+dst。

[0157] 载波生成部35生成载波C2。在载波C2与载波C1同相位且同形状的情况下，仅采用载波生成部25、35的任意一方即可。

[0158] 信号波在比较器36中与载波C2进行比较，其结果由逻辑运算部38进行运算。通过该运算，逻辑运算部38生成开关信号SSup、SSvp、SSwp、SSun、SSvn、SSwn。

[0159] 调制率算出部40从内插部12接收上侧包络线电压E1，从无传感器矢量控制部50接收d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*，计算出调制率ks和控制相位角 ，将它们输
出到时间比率生成部32。

[0160] 无传感器矢量控制部50根据从输出端Pu、Pv、Pw流出的线电流计算出电动机的旋转速度ω和指令相位角 ，并根据它们以及从外部输入的旋转速度指令ω*和通流比，生成d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*。

[0161] 另外，作为用于电压型逆变器2的脉宽调制的载波、以及还作为用于电流型变换器1的脉宽调制的载波，可以采用非对称的载波。作为其极端示例，以下对使用了呈锯齿波的载波的情况下的链路电压Vdc的测量进行说明。

[0162] 图17是示出在电流型变换器1的换相以及电压型逆变器2的开关中，分别采用载波C3、C4时的直接型交流电变换装置的动作的曲线图。载波C3、C4均具有负的斜率，具有相同周期T0，呈相同形状的锯齿波。

[0163] 在图17中，采用单位电压矢量V0、V7，实现了零电流开关。此外，载波C3、C4陡峭上升的定时一致，在包含该定时的区间中，在电压型逆变器2中采用了单位电压矢量V7。例示了电压型逆变器2在载波C4的一个周期中采用单位电压矢量V0、V4、V6、V7的情况，各时间比率d0、d4、d6、d7之间存在d0+d4+d6+d7=1的关系。

[0164] 由于图17所示那样的开关信号SSrp、SSsp、SStp、SSup、SSvp、SSwp的生成技术是公知的（例如专利文献6等），所以此处省略该技术的具体内容。

[0165] 作为具体示例，在图17中，如果载波C3为通流比dst以上，则开关信号SSsp、SSrp分别非激活/激活。并且，如果载波C3小于通流比dst，则开关信号SSsp、SSrp分别激活/非激活。

[0166] 在载波C4取值为值dst+drt（d0+d4+d6）以上或者值dst（1-d0-d4-d6）以下时，开关信号SSwp激活，在载波C4取值为值dst+drt（d0+d4）以上或者值dst（1-d0-d4）以下时，开关信号SSvp激活，在载波C4取值为值dst+drt·d0以上或者值dst（1-d0）以下
时，开关信号SSup激活。开关信号SSun、SSvn、SSwn分别与开关信号SSup、SSvp、SSwp互补地激活。

[0167] 在上述例中，例示了d6>d4>d0并且d6>d4>d7的情况。由此，在期间drt·T0中，在最长且仅采用单一开关模式的第1区间中，采用单位电压矢量V6。并且，在该区间的中央，测量链路电压Vdc的第1测量值Vmax1。此外，在具有与第1区间相同的长度或仅次于
第1区间长度且仅采用单一开关模式的第2区间中，采用单位电压矢量V4。并且，在该区间的中央，测量链路电压Vdc的第2测量值Vmax2。

[0168] 这样，即使在将锯齿波用于载波的情况下，也能够掌握第1区间以及第2区间，此外，能够在远离电压型逆变器2中的开关的定时的时刻，测量链路电压Vdc。由此，链路电压Vdc不易受到电压型逆变器2的开关噪声的影响。

[0169] 其中，与将对称三角波用于载波的情况不同，不能通过第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2的算术平均来求取链路电压Vdc的上侧包络线电压E1。其原因是，虽然在图17中没有明确示出，但是在采用单位电压矢量V6的第1区间与采用单位电压矢量V4的第2
区间中，链路电压Vdc的斜率是不同的。该斜率的差异取决于电容器Cr、Cs、Ct的充放电速度。此外，在图17中，与图8以及图10～图13同样，链路电流Idc虽然简单地以方形波示
出，但是实际为脉冲。

[0170] 根据上述，可以了解的是：在对载波采用锯齿波的情况下，在求取链路电压Vdc的上侧包络线电压E1时，需要对第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2进行内插。算术平均值相当于在内插中使第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2的加权相等的情况。

[0171] 以下，对第1测量值Vmax1与第2测量值Vmax2的算术平均、以及链路电压Vdc的上侧包络线电压E1会产生何种程度的误差进行说明。首先，说明将对称三角波用作载波的情况，然后，作为与该情况的对比，说明将锯齿波用作载波的情况。

[0172] 图18是示出将对称三角波用作载波的情况下的直接型交流电变换装置的动作的 曲线图。具体地说，从上面依次地，第1段的曲线图示出了链路电压Vdc以及电位差
（Vs-Vt）、（Vsi-Vti），第2段的曲线图示出了链路电压Vdc以及电位差（Vr-Vt）、（Vri-Vti），第3段的曲线图示出了载波C1，第4段的曲线图示出了链路电流Idc，从第5段到第7段的
曲线图分别示出了电流irc、isc、itc。从第1段到第7段的曲线图，其横轴为公共的，并采用时间为横轴。

[0173] 在曲线图断裂部的左侧，交流电压Vr、Vs分别对应于最大相、中间相，就图5而言，对应于三相交流电压的相位角的60°之前。在曲线图断裂部的左侧，交流电压Vr、Vs分别对应于中间相、最大相，就图5而言，对应于三相交流电压的相位角的60°之后。由此，在电流型变换器1的控制中，在曲线图断裂部的右侧，通流比为drt>dst，在曲线图断裂部的右侧，通流比为drt

[0174] 在曲线图断裂部的左侧，如图8所示例的那样，例举了电压型逆变器2在第1期间drt?T0中依次采用单位电压矢量V0、V4、V6、V4、V6、V0的情况。同样，在曲线图断裂部的右侧，示出了电压型逆变器2在第2期间dst·T0中依次采用单位电压矢量V0、V4、V6、V4、V6、V0的情况。

[0175] 在示出定时组［I］、［II］的各三条虚线中，两侧两条分别示出采用单位电压矢量V4的时刻，在夹在这两条之间的一条示出了第1期间的中央（因此，在该例中，采用单位电压矢量V6）。

[0176] 由于电压型逆变器2输出三相交流，所以在某时刻所输出的三相交流电中的一相的电流为0时，其它两相的电流方向相反且两者的绝对值相等。在定时组［I］中，由于采用单位电压矢量V6的定时的链路电流Idc与采用单位电压矢量V4的定时的链路电流Idc几乎相等，所以推测出电压型逆变器2输出的与三相交流中V相对应的电流几乎为零。

[0177] 另一方面，在所输出的三相交流中两相的电流相等时，在另外一相中流动的电流与该两相的电流的方向反向，其绝对值与该两相的电流之和相等。在定时组II中，与这样的情况对应地，采用单位电压矢量V6的定时的链路电流Idc是采用单位电压矢量V4的定时的链路电流Idc的几乎两倍。

[0178] 链路电流Idc流过滤波电容Cr、Cs、Ct，在链路电压Vdc中生成脉动（ripple）。在定时组I的情况下，采用单位电压矢量V4、V6时流动的链路电流Idc几乎相等。由此，电流irc为正，电容器Cr进行放电，链路电压Vdc下降。

[0179] 在定时组［II］的情况下，由于采用单位电压矢量V4时流动的链路电流Idc是采用单位电压矢量V6时流动的链路电流Idc的一半左右，所以电流isc的极性在采用单位电压矢量V4时为负，在采用单位电压矢量V6时为正。因此，链路电压Vdc在采用单位电压矢量V4时上升，在采用单位电压矢量V6时下降。

[0180] 这样，根据电压型逆变器2输出的三相交流的相位，链路电压Vdc有时呈现出的脉动不同。但是，通过对载波采用对称三角波，在第1期间中，所采用的单位电压矢量的配置以第1期间的中心时刻为对称点而对称。由此，在采用相同的单位电压矢量的第1区间以及第2区间这两个区间，对链路电压Vdc进行测量，通过对各测量结果进行内插，能够得到链路电压Vdc的上侧包络线电压E1。而且，如上述图8以及图10～13所说明的那样，如果
在第1区间、第2区间的中央分别测量第1测量值Vmax1、第2测量值Vmax2，则能够通过算
术平均来得到上侧包络线电压E1。

[0181] 图19是示出将锯齿波用作载波的情况下的直接型交流电变换装置的动作的曲线图。在图19中，与图18同样，也示出了从第1段到第7段的曲线图。

[0182] 在曲线图的左侧，交流电压Vr、Vs分别对应于最大相、中间相，通流比为drt>dst，与图17所示的情况对应。在曲线图的右侧，交流电压Vr、Vs分别对应于中间相、最大相，通流比为drt

[0183] 在drt>dst时，如图17所示例的那样，例示了电压型逆变器2在第1期间drt·T0中依次采用单位电压矢量V7、V6、V4、V0的情况。在曲线图的右侧，例示了电压型逆变器2在第2期间dst·T0中依次采用单位电压矢量V0、V4、V6、V7的情况。

[0184] 在示出了定时组［III］的两条虚线中，最左侧的虚线示出了采用单位电压矢量V6的第1区间的中点，最右侧的虚线示出了采用单位电压矢量V4的第2区间的中点。

[0185] 在示出了定时组［IV］的两条虚线中，最左侧的虚线示出了采用单位电压矢量V4的第1区间的中点，最右侧的虚线示出了采用单位电压矢量V6的第2区间的中点。

[0186] 在电压型逆变器2的载波C4采用锯齿波的情况下，如图17所示，所采用的单位电压矢量的配置在第1期间内非对称。由此，使用在第1区间与第2区间测量出的链路电压Vdc进行内插的结果，相对于链路电压Vdc的上侧包络线电压E1容易产生误差。尤其是，在第1区间以及第2区间的长度在最大值附近的情况下，误差电压最 大。

[0187] 在设链路电流Idc的振幅为Imax、设链路电流Idc从电流型变换器侧1流出的期间的时间比率为D时，从构成滤波器6的电容器Cr、Cs、Ct的任意一个中流出的电流为
Imax·（1-D）。由此，在使电容器Cr、Cs、Ct的静电电容均为C时，链路电压Vdc的脉动电压的振幅Vr为Vr=（1/C）·Imax·（1-D）·D·T0，在d=0.5时，脉动电压的振幅Vr最大。

[0188] 在图19中，例举了imax=20A、C=10μF、T0=200μS的情况，Vr的最大值为100V。误差电压由于内插预计为Vr/2=50V。在此处的示例中，相对于交流电压Vr、Vs、Vt的绝对值，误差电压达10％左右。

[0189] 这样，在电压型逆变器2的载波C4采用锯齿波的情况下，使用在第1区间与第2区间分别测量出的第1测量值Vmax1以及第2测量值Vmax2进行内插而得到的值，会在链
路电压Vdc的上侧包络线电压E1之间产生误差。

[0190] 为了降低有关误差，需减小上述的脉动电压的振幅Vr。例如减小周期T0，即将载波频率设定得更高。或者例如增大电容器Cr、Cs、Ct的静电电容。

[0191] 此外，在电压型逆变器2的控制系统中，通过采用所谓电流小环路（current minor loop），能够减小在链路电压中产生的脉动电压的影响。

[0192] 图20示出了专利文献5所示例的、对电压型逆变器的开关进行控制的控制部100。其中，在所谓电流小环路的结构上标记以符号A。

[0193] 控制部100具有：加减法器101、PI控制器102、乘法器103、加减法器104、变换部105、加减法器106、108、113、114、116、变换部107、PI控制器109、112、乘法部110、111、乘法器115以及PWM调制部117。

[0194] 加减法器101从旋转角速度目标值ωre*中减去旋转角速度ωre，输出差信号。PI控制器102对来自加减法器101的差信号进行PI控制。乘法器103对电感器（省略图
示）的两端电压VL乘以增益K。加减法器104从来自PI控制器102的信号中减去乘法器
103的输出，输出电流目标值Ia*。变换部105对来自加减法器104的电流目标值Ia*乘
以-sinβ*（β*：电流相位目标值），输出d轴电流目标值Id*。加减法器106从来自变换部105的d轴电流目标值Id*中减去d轴电流值Id。变换部107对来自加减法器104的
电流目标值Ia*乘以cosβ*（β*：电流相位目标值），输出q轴电流目标值Iq*。加减法器
108从来自变换部107的q轴电流目标值Iq*中减去q轴电流 值Iq。PI控制器109对来
自加减法器106的信号进行PI控制。乘法部110对d轴电流值Id乘以ωre·Ld（Ld：电
动机的d轴电感）。乘法部111对q轴电流值Iq乘以ωre·Lq（Lq：电动机的q轴电感）。
PI控制器112对来自加减法器108的信号进行PI控制。加减法器113对来自PI控制器
109的信号以及来自乘法部111的信号执行减法，输出d轴电压Vid。加减法器114将来自
PI控制器112的信号加上来自乘法部110的信号。乘法器115对旋转角速度ωre乘以电
动机的感应电压系数Ke。加减法器116将来自加减法器114的信号加上来自乘法器115的
信号，输出q轴电压Viq。PWM调制部117根据来自加减法器113的d轴电压Vid以及来自
加减法器116的q轴电压Viq，输出用于逆变器的开关的PWM控制信号。

[0195] 电流小环路A具有加减法器106、108、113、114、116、PI控制器109、112以及乘法部110、111，输入d轴电流目标值Id*以及q轴电流目标值Iq*，输出d轴电压Vid以及q轴电压Viq。从dq轴的防干扰化以及负载的线性化的观点来看，采用这样的电流小环路A
的做法是优选的。

[0196] 在控制部100中，在通过PWM调制部117求导调制率时，受到链路电压Vdc的影响。也就是说，链路电压Vdc成为电流小环路A的干扰。

[0197] 但是，如众所周知的那样，通过将控制增益设定为更高，能够降低对控制量的干扰的影响。由此，通过提高电流小环路A的控制增益，能够减小链路电压Vdc对电流小环路A的影响。

[0198] 此处，在电流小环路A中，虽然不能够抑制载波频率的1/2以上的干扰，但是由于误差电压根据逆变器的开关模式而发生变动，主要降低了低频成分。

[0199] 以上这样，在对载波使用锯齿波的情况下，与对载波采用对称三角波的情况相比，误差变大，但是，通过提高载波频率或/和增大电容器Cr、Cs、Ct的静电电容，能够降低该误差。此外，在对载波使用对称三角波的情况下，内插采用算术平均即可。这样，由于不对测量出的链路电压进行复杂的平均化，上述实施方式在链路电压的测量中响应性好。

[0200] 已对本发明进行了详细说明，但是上述说明在所有方面中仅为示例，本发明并不限定于此。应该理解的是，未例示的无数变形例均被视为不脱离本发明的范围。

[0201] 标号说明

[0202] 1 电流型变换器

[0203] 2 电压型变换器

[0204] 3 直流链路

[0205] Pr、Ps、Pt 输入端

[0206] d0、d4、d6、d7、dg1、dg2 时间比率

[0207] drt、dst、dac、dbc 通流比

[0208] T0 周期