高频信号处理器和无线通信系统

摘要

本发明公开了一种高频信号处理器和无线通信系统。需要减少在高频信号处理器和具有该高频信号处理器的无线通信系统的接收电路中可能发生的二次调制间失真。在测试模式中，例如，测试信号生成电路TSGEN在f_tx±0.5MHz生成测试信号RFtst。测试信号RFtst输入到混频器电路MIXrx_I（MIXrx_Q）。校正电路块CALBK检测得自MIXrx_I（MIXrx_Q）的IM2分量。CALBK改变MIXrx_I（MIXrx_Q）的差分平衡并且同时监视得自MIXrx_I（MIXrx_Q）的IM2分量的相位。CALBK搜索与转变点相对应的差分平衡，所述转变点允许所述相位转变大约180°。MIXrx_I（MIXrx_Q）使用所述差分平衡作为搜索结果在正常模式中操作。

权利要求

1.一种高频信号处理器电路，所述高频信号处理器电路设置有第一操作模式和第二操作模式，所述高频信号处理器电路包括：测试信号生成电路，所述测试信号生成电路生成具有第一频率分量和第二频率分量的测试信号；

第一开关，所述第一开关在所述第一操作模式中发送在天线处接收到的信号作为第一信号，并且在所述第二操作模式中发送测试信号作为所述第一信号；

第一混频器电路MXA，所述第一混频器电路MXA包括能够在指定的可变范围内校正差分平衡的差分电路，并且使用第一本地信号LA来将所述第一信号下转换成具有比所述第一信号更低的频带的第二信号A2；

第一混频器电路MXB，所述第一混频器电路MXB包括能够在指定的可变范围内校正差分平衡的差分电路，并且使用第一本地信号LB来将所述第一信号下转换成第二信号B2，所述第一本地信号LB与所述第一本地信号LA具有90°的相位差；

相位检测部，所述相位检测部在所述第二操作模式中从所述第二信号A2提取第三信号A3，所述第三信号A3具有与在所述第一频率分量和所述第二频率分量之间的差相等的频率分量，所述相位检测部从所述第二信号B2提取第三信号B3，所述第三信号B3具有与在所述第一频率分量和所述第二频率分量之间的差相等的频率分量，并且所述相位检测部检测所述第三信号A3的相位和所述第三信号B3的相位；以及控制部，所述控制部根据来自所述相位检测部检测所述第三信号A3的相位的结果来改变所述第一混频器电路MXA的差分平衡，并且根据来自所述相位检测部检测所述第三信号B3的相位的结果来改变所述第一混频器电路MXB的差分平衡，其中，当所述第一混频器电路MXA的差分平衡被设置为在可变范围内的第一校正值CVA时，所述第一混频器电路MXA在所述第一操作模式中操作，其中，当所述第一混频器电路MXB的差分平衡被设置为在可变范围内的第一校正值CVB时，所述第一混频器电路MXB在所述第一操作模式中操作，其中，所述控制部在所述第二操作模式中执行第一处理、第二处理和第三处理，其中，所述第一处理改变所述第一混频器电路MXA的差分平衡并且同时搜索第一转变点TPA，所述第一转变点TPA允许所述第三信号A3的相位在最小波动范围内改变所述差分平衡之前和之后转变大约180°，其中，所述第二处理改变所述第一混频器电路MXB的差分平衡并且同时搜索第一转变点TPB，所述第一转变点TPB允许所述第三信号B3的相位在最小波动范围内改变所述差分平衡之前和之后转变大约180°，并且其中，所述第三处理向所述第一混频器电路MXA提供与所述第一转变点TPA相对应的差分平衡作为所述第一校正值CVA，并且向所述第一混频器电路MXB提供与所述第一转变点TPB相对应的差分平衡作为所述第一校正值CVB，其中，所述控制部执行二分搜索以依次二等分所述第一混频器电路MXA的差分平衡的可变范围并且同时搜索与所述第一转变点TPA相对应的差分平衡，并且执行二分搜索以依次二等分所述第一混频器电路MXB的差分平衡的可变范围并且同时搜索与所述第一转变点TPB相对应的差分平衡，其中，在所述第一处理期间，所述控制部保持所述第一混频器电路MXB的差分平衡不变，改变所述第一混频器电路MXA的差分平衡，同时搜索与所述第一转变点TPA相对应的差分平衡，并且搜索与第二转变点TPB2相对应的差分平衡，所述第二转变点TPB2允许所述第三信号B3的相位在最小波动范围内改变所述差分平衡之前和之后转变大约180°，其中，在所述第二处理期间，所述控制部保持所述第一混频器电路MXA的差分平衡不变，改变所述第一混频器电路MXB的差分平衡，同时搜索与所述第一转变点TPB相对应的差分平衡，并且搜索与第二转变点TPA2相对应的差分平衡，所述第二转变点TPA2允许所述第三信号A3的相位在最小波动范围内改变所述差分平衡之前和之后转变大约180°，其中，在所述第三处理期间，所述控制部将Ii定义为与所述第一转变点TPA相对应的差分平衡，将Qi定义为与所述第二转变点TPB2相对应的差分平衡，将Iq定义为与所述第一转变点TPB相对应的差分平衡，并且将Qq定义为与所述第二转变点TPA2相对应的差分平衡，其中，所述控制部根据等式Ical＝Ii·Qi·(Iq-Qq)/(Iq·Qi-Ii·Qq)来向所述第一混频器电路MXA提供Ical作为所述第一校正值CVA，并且其中，所述控制部根据等式Qcal＝Qq·Iq·(Qi-Ii)/(Qi·Iq-Qq·Ii)来向所述第一混频器电路MXB提供Qcal作为所述第一校正值CVB。

2.根据权利要求1所述的高频信号处理器电路，

其中，所述控制部在所述第一处理期间去激活所述第一混频器电路MXB并且在所述第二处理期间去激活所述第一混频器电路MXA。

3.根据权利要求1所述的高频信号处理器电路，进一步包括：

第一模数转换器电路ADA，所述第一模数转换器电路ADA被设置在所述第一混频器电路MXA之后；

第一模数转换器电路ADB，所述第一模数转换器电路ADB被设置在所述第一混频器电路MXB之后；

基带电路，所述基带电路执行指定基带处理；

第二开关SWA2，所述第二开关SWA2选择将来自所述第一模数转换器电路ADA的输出发送至所述基带电路和将来自所述第一模数转换器电路ADA的输出发送至所述相位检测部中的一个；以及第二开关SWB2，所述第二开关SWB2选择将来自所述第一模数转换器电路ADB的输出发送至所述基带电路和将来自所述第一模数转换器电路ADB的输出发送至所述相位检测部中的一个，其中，所述相位检测部经由所述第二开关SWA2接收作为数字信号的所述第二信号A2，并且经由所述第二开关SWB2接收作为数字信号的所述第二信号B2。

说明书

高频信号处理器和无线通信系统

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 2011年11月1日提交的包括说明书、附图和摘要的日本专利申请No.2011-239887的公开的全部内容通过引用合并于此。

背景技术

[0003] 本发明涉及一种高频信号处理器和无线通信系统。更具体地，本发明涉及有效地适用于具有直接转换接收器的高频信号处理器和无线通信系统的技术。

[0004] 如专利文献1中所述；例如，直接转换接收器减少了在使用如下电路的混频器中生成的二次失真。一个电路向混频器供应具有预定频率间隔的测试信号。另一个电路检测混频器中生成的二次失真。另一个电路基于检测结果来控制混频器参数。该配置搜索混频器参数以最小化混频器中的二次失真。当检测到混频器中的二次失真时，接收器基于造成二次失真的特定频率来检测来自混频器的输出振幅幅度。

[0005] 专利文献2描述了，允许直接转换发射器减少第一调制器（I-信号混频器电路）和第二调制器（Q-信号混频器电路）中发生的载波泄漏的技术。例如，在第一调制器中可以减少载波泄漏。为了该目的，当改变第一调制器的差分平衡时，发射器检测在用于第一调制器的本地信号以及来自第一调制器和第二调制器的相加的输出信号之间的相位差。发射器搜索差分平衡，其允许相位差达到指定值（90°），即，允许载波泄漏仅保留在第二调制器中。

[0006] 专利文献1：日本专利特开No.2004-336822

[0007] 专利文献2：日本专利特开No.2009-212869

发明内容

[0008] 图15是图示在作为本发明的先决条件的无线通信系统中简明的配置示例的框图。例如，无线通信系统被表示为移动电话。如图15所示，无线通信系统包括高频信号处理芯片（高频信号处理器）RFIC'，其主要地在基带频带和高频带（射频（RF）频带）之间转换频率。
RFIC'包括低噪声放大器电路LNA、混频器电路MIX、和驱动器电路（可变的放大器电路）DRV作为接收电路。低噪声放大器电路LNA放大在天线ANT处接收到的高频信号。在低噪声放大器电路LNA之后提供混频器电路MIX并且混频器电路MIX把高频带转换成基带。RFIC'包括作为发送电路的驱动器电路（可变的放大器电路）DRV。在高频功率放大器电路HPA之前提供DRV。

[0009] 例如，在LNA和MIX之间提供SAW（表面声波Surface AcousticWave）滤波器SAWrx。SAWrx外部地被加到芯片上并且去掉不同于接收带的不必要的频带。在DRV和HPA之间提供SAW滤波器SAWtx。SAWtx外部地被加到芯片上并且去掉不同于发送带的不必要的频带。最近，用于小型化包括高频信号处理芯片的无线通信系统和减少系统花费的需求不断增加。
因此，高频信号处理芯片需要除去SAW滤波器。

[0010] 然而，如果除去SAW滤波器，来自发送电路的泄漏信号可能经由接收电路中的二次调制间失真（IM2）叠加在目标基带信号上。图16A至图16C是图示作为本发明的先决条件的高频信号处理器上的问题的示例图。例如，FDD（频分双工）系统包括W-CDMA（宽带码分多址）和LTE（长期演进）。图15中图示的高频功率放大器电路HPA可以输出具有大量功率的发送信号。然后发送信号可以经由双工器DPX泄漏至接收电路。图16A图示了在该情况中接收电路中的输出频率频谱。

[0011] 如图16A所示，LNA设有接收频带之内的高频信号（目标波信号）RFrx和来自HPA的发送泄漏信号RFtx_L。LNA放大这些信号并且输出结果。在天线ANT处接收RFrx。RFrx具有指定的数个兆赫的信号频带（2·f_BB）。类似地，RFtx_L也具有指定的信号频带。在示例中，RFtx_L的信号频带被表示为具有诸如1MHz的指定频率间隔（f_int）的两个频率频谱。如果SAWtx和SAWrx是可用的，则在LNA的输入和输出处RFtx_L被充分地抑制。如果SAWtx和SAWrx是不可用的，则RFtx_L不被抑制并且被提供给混频器电路MIX。

[0012] 图16B图示了为了接收频带中的指定信道频率配置的本地信号（本地生成的信号）LOrx。混频器电路MIX使LOrx与目标波信号RFrx相乘。如图16C所示，MIX作为频率转换直接地把RFrx下转换成基带频带（f_BB）并且输出导致的接收基带信号BBrx。这里，因为设备失配，混频器电路MIX可以生成IM2分量。如果因为发送泄漏信号RFtx_L，所以MIX生成IM2分量，则MIX生成了在f_int的频率的干扰波。如图16C所示，干扰波（f_int）叠加在接收基带信号BBrx的频带（f_BB）上。因此，正常的接收操作是困难的。

[0013] 为了解决IM2的问题，可以使用专利文献1中描述的技术。专利文献1中使用的系统观测IM2分量的振幅水平幅度并且搜索用于最小化所述幅度的校正参数。为了该目的，系统互相独立地搜索I-信号混频器电路和Q-信号混频器电路。替代地，系统搜索混频器电路中的一个。系统将所述搜索结果应用至另一个混频器电路，假定另一个混频器电路产生相同的搜索结果。因此，可能出现以下问题。

[0014] （1）IM2分量的振幅水平非常小的接近最小化的IM2所在的位置（最优校正点）。检测自身可能是困难的。如果检测了振幅水平，则最优校正点可能依靠振幅水平的检测精确度在某种程度上改变。高精确地决定最优校正点或高精确地搜索最小的IM2点并且减少IM2可能是很困难的。

[0015] （2）校正I-信号混频器电路改变了Q-信号混频器电路的最优校正点。通过对照，校正Q-信号混频器电路改变了I-信号混频器电路的最优校正点。不能解决该IQ干扰问题。

[0016] （3）搜索最小的IM2点（最优校正点）可能是耗时的。对IM2振幅水平的最小点的搜索可能类似于对U-形或V-形曲线的局部极小点的搜索。例如，实际可能的搜索方法针对通过粗糙地估算全可变范围上的校正变量的最小点。然后该方法改变针对的最小点的邻近。然而，该搜索方法可能需要许多处理步骤。另外，如果需要解决以上IQ干扰问题（2）该方法需要重复地校正I-信号混频器和Q-信号混频器电路。结果，搜索时间可能显著地增加。

[0017] 本发明已经考虑到了上述问题。本发明针对减少二次调制间失真，二次调制间失真可能得自在高频信号处理器和具有该处理器的无线通信系统中的接收电路。通过参考如下描述和附图可以容易地确定本发明的这些和其他的目的和新颖的特征。

[0018] 以下总结了本申请中公开的发明的代表实施例。

[0019] 根据本发明的实施例高频信号处理器设置有第一操作模式和第二操作模式，并且包括测试信号生成电路、第一开关、混频器电路、相位检测部、和控制部。所述测试信号生成电路生成具有第一频率分量和第二频率分量的测试信号。所述第一开关（SWr）在第一操作模式中在天线处发送接收到的信号作为第一信号并且在第二操作模式中发送测试信号作为所述第一信号。所述混频器电路（MIXrx_I或MIXrx_Q）包括差分电路，该差分电路能够在指定可变范围内校正差分平衡并且把第一信号下转换成第二信号，第二信号的频带比所述第一信号的频带低。相位检测部（PHDET）在第二操作模式中从第二信号提取第三信号并且检测所述第三信号的相位。所述第三信号具有与第一频率分量和第二频率分量之差相等的频率分量。所述控制部（DGCTL）根据来自所述相位检测部的检测结果来改变所述混频器电路的差分平衡。当差分平衡被设置成可变范围内的第一校正值时所述混频器电路在所述第一操作模式中操作。在所述第二操作模式中，所述控制部改变差分平衡并且同时搜索转变点，所述转变点允许所述第三信号的相位在最小波动范围内改变所述差分平衡之前和之后转变大约180°。控制部向混频器电路提供了第一校正值，即，与该转变点相对应的差分平衡。

[0020] 根据上述的配置，校正混频器电路的差分平衡可以减少得自混频器电路的二次调制间失真（IM2）分量。当监视关于从混频器电路输出的IM2分量的相位信息时，高频信号处理器搜索差分平衡的最优校正值。这使得能够促进校正，提供高精确校正，并且缩短校正时间。具体地，对差分平衡的二分搜索可以更加地缩短校正时间。

[0021] 本发明中讨论的代表实施例的效果被简要地概述为能够减少高频信号处理器和具有该处理器的无线通信系统的接收电路中可能发生的二次调制间失真。

附图说明

[0022] 图1是图示根据本发明的第一实施例的无线通信系统的主要构件的简明配置示例的框图；

[0023] 图2是图示在图1中图示的无线通信系统中的高频信号处理器的主要构件的详细配置示例的电路框图；

[0024] 图3A是图示图2中图示的高频信号处理器中的IM2特性的示例的说明性示图；

[0025] 图3B是图示图3A中图示的特性机制的示例的原理图；

[0026] 图4是图示图2中图示的高频信号处理器中的测试信号生成电路和校正电路块的更详细的配置示例的电路框图；

[0027] 图5是图示图2中图示的高频信号处理器中的接收混频器电路的配置示例的电路图；

[0028] 图6是图示在图5中图示的混频器电路中的用于调整差分平衡（IM2校正参数）的示例性方法的原理图；

[0029] 图7是图示图5中图示的混频器电路中的用于调整差分平衡（IM2校正参数）的另一个示例性方法的原理图；

[0030] 图8是图示图5中图示的混频器电路中的用于调整差分平衡（IM2校正参数）的又一个示例性方法的原理图；

[0031] 图9是图示在图2中图示的高频信号处理器中的使校正电路块搜索最优校正点的示例性方法的流程图；

[0032] 图10补充了根据图9中图示的流程图的实际操作的示例；

[0033] 图11A和图11B图示了根据本发明第二实施例的高频信号处理器的示例性问题；

[0034] 图12是图示了根据本发明的第二实施例的使高频信号处理器搜索最优校正点的示例性方法的说明性示图；

[0035] 图13A和图13B补充了图12；

[0036] 图14是图示了根据本发明的第三实施例的使高频信号处理器搜索最优校正点的示例性方法的流程图；

[0037] 图15是图示在作为本专利的先决条件的无线通信系统中的简明配置示例的框图；以及

[0038] 图16A至图16C图示了作为本发明的先决条件的高频信号处理器中的示例问题。

具体实施方式

[0039] 以下描述根据需要被分成章节或实施例。这些是互相有关的除非另外明确地说明。一个章节或实施例可能表示用于其它的全部或部分的修改、细节、或补充描述。实施例可以参照元件的数字，包括项目的数字、数值、数量和范围。原则上实施例不限于特定的值，除非另外明确地说明或除非实施例被无可非议地限于特定的值。例如，实施例可以大于、小于、或等于特定的值。

[0040] 原则上不一定需要实施例的组成元件（包括处理步骤），除非另外明确地说明或除非组成元件是无可非议地需要。类似地，实施例可以参照在组成元件之间的形状或位置的关系。原则上实施例包括等同的基本上类似的或接近的形状，除非另外明确地说明或除非所述等同是不可用的。同样适用于上述的数值和范围。

[0041] 根据实施例，电路元件配置每一个功能块。根据已知的用于CMOS（互补金属氧化物半导体）的集成电路技术，但不仅限于此，在由单晶硅制成的半导体衬底上形成电路元件。实施例使用MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）（缩写为MOS晶体管）作为MISFET（金属绝缘体半导体场效应晶体管）。栅极绝缘体薄膜可以包括非氧化薄膜。

[0042] 将参照附图进一步地详细描述本发明的实施例。通篇用于图示实施例的附图，通过相同的参考数字普遍地标出了相同的组件并且为了简单而省略了重复的描述。

[0043] 第一实施例

[0044] 无线通信系统的整体配置

[0045] 图1是图示根据本发明的第一实施例的无线通信系统的主要部件的简明配置示例的框图。图1中图示的无线通信系统典型地代表但是不仅限于用于W-CDMA（宽带码分多址）和LTE（长期演进）的移动电话系统。图1中图示的无线通信系统包括高频信号处理芯片（高频信号处理器）RFIC、高频功率放大器电路HPA、隔离器ISO、双工器DPX、和天线ANT。例如，RFIC包括一个半导体芯片。RFIC包括低噪声放大器电路LNA和接收混频器电路MIXrx作为接收电路。RFIC包括驱动器电路（可变放大器电路）DRV和发送混频器电路MIXtx作为发送电路。RFIC包括作为发送/接收电路的后端电路BE。例如，BE包括诸如CPU（中央处理单元）的基带处理器或应用处理器。

[0046] 在发送期间，RFIC中的发送混频器电路MIXtx使用具有指定频率（发送频带中的特定频率）的本地信号（在本地生成的信号或载波信号）LOtx上转换（频率转换）来自BE的发送基带信号。DRV以指定增益线性地放大来自MIXtx的输出信号并且将该信号输出至HPA。例如，HPA被配置为一个半导体芯片。HPA设置有使用复合半导体的HBT（异质结双极晶体管），但不仅限于此。HPA放大来自DRV的输出信号的功率。HPA经由ISO将放大的高频信号RFtx输出至DPX。ISO穿过从HPA输出至DPX的信号并且拦阻反向信号。

[0047] DPX将发送频带与接收频带分离。具体地，DPX经由ISO从高频信号RFtx中选择指定发送频带。DPX把所选择的发送频带作为发送功率信号TX发送至ANT。DPX从在ANT处接收到的接收功率信号RX中选择指定接收频带。DPX把所选择的接收频带作为高频信号RFrx发送至RFIC中的LNA。LNA放大来自DPX的高频信号RFrx并且将它输出至接收混频器电路MIXrx。MIXrx使用具有指定频率（接收频带中的指定频率）的本地信号（在本地生成的信号或载波信号）LOrx把来自LNA的输出信号直接地下转换（频率转换）成基带频带。MIXrx将作为接收基带信号BBrx的转换结果输出至后端电路BE。BE接收BBrx并且执行指定基带处理。

[0048] RFIC、HPA、ISO、和DPX可以作为独立的部件安装在相同的布线基板上。替代地，HPA、ISO、和DPX可以安装在一个模块布线基板上。模块布线基板和RFIC可以安装在相同的布线基板上。布线基板和模块布线基板典型地由陶瓷制成。然而，本发明不限于此。

[0049] 图1中图示的无线通信系统在特性上被配置成从图15中图示的配置示例中去掉SAW滤波器SAWtx和SAWrx。这可以使无线通信系统小型化并且减少它的成本。然而，去掉SAW滤波器引起参照图16描述的在基于FDD的无线通信系统中相同时段中执行发送和接收时的问题。实际上，来自HPA的高频信号RFtx可以作为发送泄漏信号（RFtx_L）经由DPX被提供至LNA的输入侧。通常地，差分的MIXrx倾向于差分对中的变化并且因此引起响应于发送泄漏信号的二次调制间失真（IM2）。结果，干扰波叠加在基带频带上。

[0050] 由于IM2的干扰波可能得自正常高频信号（目标波信号）RFrx和发送泄漏信号。根据情况，除FDD系统之外，该问题可能发生在TDD（时分双工）系统，诸如GSM（全球移动通信系统）（注册商标）。正常地，然而，RFtx功率电平大大高于RFrx功率电平。发送泄漏信号是更关键的。将在稍后描述的根据实施例的高频信号处理芯片（高频信号处理器）的使用有利地解决了IM2问题。

[0051] 高频信号处理器的主要部件的配置

[0052] 图2是图示图1中图示的无线通信系统中的高频信号处理器的主要部件的详细配置示例的电路框图。图2图示了图1中图示的高频信号处理器RFIC中接收电路周围的详细配置示例。图2中图示的RFIC包括低噪声放大器电路LNA、本地信号生成电路LOGEN、混频器电路MIXr_I和MIXrx_Q、滤波器电路FLTi和FLTq、可变放大器电路PGAi和PGAq、模数转换器电路ADCi和ADCq、和后端电路BE。除了这些电路之外，图2中图示的RFIC在特性上包括开关SWr、SWi和SWq、测试信号生成电路TSGEN、和校正电路块CALBK。

[0053] SWr选择来自LNA和TSGEN的输出信号中的一个并且将所选择的信号输出至MIXrx_I和MIXrx_Q。MIXrx_I使用来自LOGEN的本地信号LOrx_I，以把来自SWr的输出信号下转换成基带频带。MIXrx_Q使用来自LOGEN的本地信号LOrx_Q，以把来自SWr的输出信号下转换成基带频带。信号LOrx_I和LOrx_Q以90°的相位互相正交。MIXrx_I和MIXrx_Q执行直接转换和正交解调。虽然没示出，但是MIXrx_I和MIXrx_Q每一个包括差分电路，该差分电路在正极端子生成输出和在负极端子生成输出。

[0054] FL Ti（例如，低通过滤器）从来自MIXrx_I的输出信号中去掉不必要的谐波分量。PGAi基于与ADCi的输入范围相对应的增益放大了来自FL Ti的输出信号。ADCi把来自PGAi的输出信号转换成数字信号。FLTq（例如，低通滤波器）从来自MIXrx_Q的输出信号中去掉不必要的谐波分量。PGAq基于与ADCq的输入范围相对应的增益放大了来自FLTq的输出信号。
ADCq把来自PGAq的输出信号转换成数字信号。SWi把来自ADCi的输出信号输出至BE和CALBK中的一个。SWq把来自ADCq的输出信号输出至BE和CALBK中的一个。

[0055] 图2中图示的RFIC包括正常操作模式和校准模式。在正常操作模式中，SWr选择LNA侧作为输入源。SWi和SWq选择BE侧作为输出目的地。作为普通的接收操作，来自图1中图示的天线ANT的接收功率信号RX被转换成基带频带，并且然后被提供至BE。在正常操作模式中，根据需要使用校准模式一段时间（例如，加电序列）。在校准模式中，SWr选择TSGEN侧作为输入源。SWi和SWq选择CALBK侧作为输出目的地。

[0056] 例如，TSGEN生成测试信号RFtst，测试信号RFtst得自利用0.5MHz信号调制具有指定频率f_tx的高频信号。因此，RFtst包含f_tx±0.5MHz的频率分量。例如，频率f_tx同样被设置成图1中图示的本地信号LOtx。RFtst经由SWr输入到MIXrx_I和MIXrx_Q。如上所述，MIXrx_I和MIXrx_Q使用LOrx_I和LOrx_Q执行下转换。如果在MIXrx_I和MIXrx_Q中的每一个中存在差分平衡差，则二次调制间失真（IM2）发生。在本示例中IM2频率分量是1MHz。ADCi和ADCq把所述1MHz IM2频率分量转换成数字信号，然后经由SWi和SWq将其输入至CALBK。

[0057] 校正电路块CALBK包括放大器电路LAMPi和LAMPq、相位检测电路PHDET、和数字校正电路DGCTL。LAMPi放大来自SWi的输出信号（在本示例中1MHz）。LAMPq放大来自SWq的输出信号（在本示例中1MHz）。PHDET检测来自LAMPi的输出信号的相位和来自LAMPq的输出信号的相位。DGCTL根据检测PHDET中来自LAMPi的输出信号的相位的结果来改变MIXrx_I的差分平衡。DGCTL也根据检测PHDET中来自LAMPq的输出信号的相位的结果来改变MIXrx_Q的差分平衡。

[0058] 当允许DGCTL适当地改变MIXrx_I的差分平衡时，CALBK搜索与转变点等同的差分平衡，在来自LAMPi的输出信号中在所述转变点处相位反转大约180°。类似地，当允许DGCTL适当地改变MIXrx_Q的差分平衡时，CALBK搜索与转变点等同的差分平衡，在来自LAMPq的输出信号中在所述转变点处相位反转大约180°。在正常操作模式中，作为CALBK的搜索结果，MIXrx_I和MIXrx_Q使用所述差分平衡操作。

[0059] 如上所述，IM2分量的相位与差分平衡相对应地反转180°，所述差分平衡最小化IM2分量幅度。根据第一实施例的高频信号处理器使用该特性来检测相位的180°反转和校正所述差分平衡。这可以容易地搜索并且高度精确地检测IM2分量的最小值。如上所述，检测IM2分量的振幅水平的技术需要比较IM2分量的振幅水平之间的精细幅度关系。检测操作自身可能是困难的。高度精确检测可能是困难的。放大器电路（例如，图2中的LAMPi或LAMPq）可以在先地放大振幅水平以促进检测或改进检测精确度。然而，放大器电路需要严格的线性度，因为该技术比较振幅水平之间的幅度关系。结果，增益是有限的。

[0060] 根据第一实施例的相位检测技术可以解决该问题，因为该技术仅仅需要检测明显的改变，即，相位的180°反转。即使IM2分量包含微细的振幅水平，图2中图示的LAMPi和LAMPq也可以将该振幅水平放大至足够的水平并且检测相位。LAMPi和LAMPq不需要线性度。该技术可以使用高增益放大器电路，诸如限幅放大器。

[0061] 图3A是图示图2中图示的高频信号处理器中IM2特性的示例的说明性示图。图3B是图示图3A中图示的特性机制的示例的原理图。图3A在F301改变了IM2校正参数（例如，图2中MIXrx_I的差分平衡）。特定的校正参数最小化IM2并且提供最优的校正点（图2中MIXrx_I的最优差分平衡）。如图3A所示，在F302，在最优校正点处相位显著地反转180°。图2中的校正电路块CALBK使用通过F302指示的相位特性来搜索最优校正点。

[0062] 图3B使用向量在原理上图示了IM2分量。图3B中，向量I表示在图2中的混频器电路MIXrx_I（或MIXrx_Q）在正极端子侧上生成的IM2分量。向量IB表示在图2中的混频器电路MIXrx_I（或MIXrx_Q）在负极端子侧上生成的IM2分量。最初，向量I和IB属于图3B中在F303图示的不同相位。随着差分输出进行，用于第一相位的合成IM2向量IM2发生并且对应于向量I-IB。在该状态中，改变IM2校正参数逆时针旋转向量I的相位和顺时针旋转向量IB的相位。向量I和IB互相接近。结果，合成IM2向量IM2保持了它的相位不变并且减小了它的幅度。

[0063] 图3B中图示的向量I和IB在图3A中图示的最优校正点处理想地导致I=IB。结果，合成IM2向量IM2（I-IB）等于零。然后，进一步地改变IM2校正参数逆时针旋转向量I的相位和顺时针旋转向量IB的相位。结果，向量I和IB如图3B中图示的在F304互相分离。在该阶段，合成IM2向量IM2（I-IB）具有与在F303的第一相位180°不同的第二相位。当IM2校正参数改变时，在保持第二相位的同时合成IM2向量IM2增加它的幅度。该示例假定向量I和IB具有相同的幅度。实际上，向量I和IB可以具有微小地不同的幅度。而且在该情况，合成IM2向量IM2的相位在最优校正点改变大约180°。

[0064] 测试信号生成电路和校正电路块的细节

[0065] 图4是图示图2中图示的高频信号处理器中的测试信号生成电路和校正电路块的更加详细的配置示例的电路框图。图4图示了图2中图示的测试信号生成电路TSGEN和校正电路块CALBK的详细的配置示例。LNA、MIXrx_I、MIXrx_Q、LOGEN、FLTi、FLTq、PGAi、和PGAq被配置为差分的。ADCi和ADCq分别从PGAi和PGAq接收差分输出信号并且把所述信号转换成单一数字信号。

[0066] 在图4中，TSGEN包括测试本地信号生成电路LOTSG、测试基带信号生成电路BBTSG、分频器电路DIVN、和测试混频器电路MIXtst。LOTSG生成具有指定频率f_tx的测试载波信号。频率f_tx优选地被设置为与图1中图示的用于发送的本地信号LOtx的频率相等。在这种情况下，可以和用于发送的本地信号生成电路（未图示）一样使用LOTSG，其生成LOtx。这可以防止电路面积增加。

[0067] BBTSG生成具有与基带频带相对应的指定频率（例如，1MHz）的振荡信号。DIVN通过指定分配比（例如，2）把振荡信号从BBTSG中分开。MIXtst将来自LOTSG的载波信号乘以来自DIVN的输出信号（例如，0.5MHz振荡信号）。换句话说，来自LOTSG的载波信号上转换来自DIVN的输出信号。结果，MIXtst生成具有f_tx±0.5MHz的频率分量的测试信号RFtst。在该示例中，LOTSG、BBTSG、DIVN、和MIXtst被配置为差分的。

[0068] 如图2所示，RFtst经由开关SWr输入至混频器电路MIXrx_I和MIXrx_Q。ADCi和ADCq把来自MIXrx_I和MIXrx_Q的输出信号转换成数字信号。来自ADCi和ADCq的数字信号经由开关SWi和SWq分别输入至校正电路块CALBK。CALBK包括带通滤波器BPFi和BPFq、放大器电路LAMPi和LAMPq、相位检测电路PHDET、数字校正电路DGCTL和模数转换器电路ADCtst。DGCTL提供了执行数字处理的逻辑运算电路。例如，DGCTL可以表示但是不限于状态机或小型处理器。

[0069] 当从MIXrx_I生成IM2分量时，BPFi经由SWi从自ADCi提供的数字信号提取IM2分量（例如，1MHz分量）。当从MIXrx_Q生成IM2分量时，BPFq经由SWq从自ADCq提供的数字信号提取IM2分量（例如，1MHz分量）。LAMPi把来自BPFi的输出信号放大至足够的水平。LAMPq把来自BPFq的输出信号放大至足够的水平。在本示例中，BPFi和BPFq提供数字滤波器。LAMPi和LAMPq提供数字放大器。ADCtst把来自BBTSG的振荡信号（例如，1MHz）转换成数字信号。ADCtst生成作为数字信号的测试基准振荡信号REFtst。

[0070] PHDET检测相对于REFtst（例如，1MHz）的相位的，来自LAMPi的输出信号的相位和来自LAMPq的输出信号的相位。根据来自PHDET的LAMPi的相位检测结果，DGCTL改变MIXrx_I的差分平衡。根据来自PHDET的LAMPq的相位检测结果，DGCTL改变MIXrx_Q的差分平衡。具体地，DGCTL设置差分平衡（假定是MIXrx_I的设置[1]）。DGCTL获取LAMPi的相位检测结果（假定是结果[1]），即，LAMPi的相位和REFtst的相位之间的相位差。然后DGCTL适当地改变该差分平衡（假定是MIXrx_I的设置[2]）。DGCTL获取LAMPi的相位检测结果（假定是结果[2]），即，LAM Pi的相位和REFtst的相位之间的相位差。

[0071] DGCTL找到上述的结果[1]和[2]之间的相位差。图3A中在F302，假设最小的波动范围得自上述的结果[1]和[2]之间的差分平衡（IM2校正参数）。如果结果[1]和[2]之间的相位差是大约180°，设置[1]或[2]提供了最优的校正点。如果结果[1]和[2]之间的相位差是大约0°，则DGCTL假定另一个差分平衡可以包含最优的校正点。然后DGCTL改变该差分平衡。DGCTL重复该处理以搜索MIXrx_I的最优校正点。在获取MIXrx_I的最优校正点之后，DGCTL类似地搜索MIXrx_Q的最优校正点。

[0072] 已经描述了差分平衡（IM2校正参数）和最小波动范围之间的大约180°或0°的相位差。然而，实际上，一些错误可能出现。如果最小波动范围非常小，例如，最优校正点可能引起相位差稍微小于大约180°。DGCTL可以实际上使用90°作为确定阈值，可是不仅限于此。如果来自最小波动范围的相位差大于或等于90°，则DGCTL确定最优校正点是可用的。如果相位差小于90°，则DGCTL确定另一个差分平衡可能包含最优校正点。本发明不限于该技术。例如，可能的技术可以使用不止一个确定阈值并且搜索与最大相位差相对应的位置。无论使用哪个技术，如果差分平衡偏离最优校正点，则来自最小波动范围的相位差明显地减小（理想地0°）。该特性可以用于及早地估算最优校正点。在最优校正点处相位差明显地增加（理想地180°）。该特性可以用于高度精确地估算最优校正点。

[0073] 如图4和图2所示，CALBK的输入紧接着ADCi和ADCq。本发明不限于此。CALBK的输入仅需要紧接着MIXrx_I和MIXrx_Q。例如，来自PGAi和PGAq的输出可以是CALBK的输入。在ADCi和ADCq之后，CALBK执行用于放大和相位检测的数字处理。在PGAi和PGAq之后，CALBK执行用于放大和相位检测的模拟处理。然而，如上所述，CALBK把在给定时间点的相位（结果[2]）与在另一个时间点的相位（结果[1]）相比较。数字处理被认为比模拟处理更合理。从可能得自开关SWi和SWq的噪音的视点，CALBK的输入优选地紧接ADCi和ADCq。SWr可以位于MIXrx_I和MIXrx_Q之前并且从噪音或噪音系数（NF）的视点优选地位于的LNA之后。

[0074] 接收混频器电路的细节

[0075] 图5是图示图2中图示的高频信号处理器中的接收混频器电路的配置示例的电路图。图5中图示的混频器电路MIXrx等同于图2中图示的MIXrx_I和MIXrx_Q中的每一个。MIXrx包括两对差分对晶体管MNDP1和MNDP2、相移电路PHSFT、和后栅极（基板电势）控制电路BGCTL。图5也图示了图2中图示的本地信号生成电路LOGEN。PHSFT通过向来自LOGEN的本地信号添加指定相位差（例如，180°）来生成信号。MND P1包括两个NMOS晶体管MN1a和MN1b，它们的源极互相耦合共用。向该源极提供来自正极端子的高频信号RFin。MNDP2包括两个NMOS晶体管MN2a和MN2b，它们的源极互相耦合共用。向该源极提供来自负极端子的高频信号（/RFin）。RFin和/RFin等同于来自图2中SWr的输出信号。

[0076] 向MN1a和MN2b的栅极提供来自LOGEN的本地信号。经由PHSFT向MN1b和MN2a的栅极提供来自LOGEN的本地信号。MN1a的漏极耦合于共用的MN2a的漏极。该漏极在正极端子生成输出信号（电流信号）I。MN1b的漏极耦合于共用的MN2b的漏极。该漏极在负极端子生成输出信号（电流信号）IB。BGCTL适当地控制MN1a、MN1b、MN2a、和MN2b的反偏压（基板电势）。图5中的MIXrx被称为被动双平衡混频器（DBM）。图2中图示的MIXrx_I和MIXrx_Q不限于图5中图示的配置并且根据情况可以使用诸如Gilbert单元的主动DBM或单平衡混频器。然而，图5中的配置从功率消耗、线性度、和高速度的视点来说是优选的。

[0077] 图6到图8是图示用于调整图5中图示的混频器电路中差分平衡（IM2校正参数）的不同示例方法的原理图。图6到图8在原理上图示了图5配置示例、相位检测电路PHDET、和数字校正电路DGCTL之间的关系。如图6到图8所示，来自混频器电路MIXrx的差分输出信号（I或IB）包含合成IM2向量，该合成IM2向量得自信号I的IM2分量和信号IB的IM2分量之间的向量差（I-IB）。PHDET检测合成IM2向量的相位。DGCTL监视PHDET的结果，PHDET检测了合成IM2向量的相位。当确定是否反转相位时，DGCTL适当地改变差分平衡（IM2校正参数）。

[0078] 根据图6中的示例，DGCTL改变相移电路PHSFT中的差分平衡（IM2校正参数）。例如，DGCTL允许PHSFT在大约180°的范围中改变相移量。由此DGCTL改变了在MN1a和MN1b之间的差分平衡以及在MN2a和MN2b之间的差分平衡。根据图7中的示例，DGCTL允许后栅极控制电路BGCTL改变差分平衡。例如，DGCTL允许BGCTL控制晶体管MN1a、MN1b、MN2a、和MN2b的后栅极以改变这些晶体管的阀值电压。由此BGCTL改变了差分平衡。

[0079] 根据图8中的示例，DGCTL允许负载电路LOAD改变差分平衡。如图8所示，混频器电路MIXrx实际上设置有负载（例如，电阻器元件）,其把输出信号（电流信号）I和IB转换成电压信号。DGCTL通过改变在I-侧负载幅度和IB-侧负载幅度之间的相对平衡来改变差分平衡。如图6到图8所示，可以使用不同的技术改变MIXrx的差分平衡。该实施例不限于改变差分平衡的技术并且仅需要根据混频器电路方案选择技术。如果使用了如图5中图示的被动的双平衡混频器，例如，该实施例可以使用图6到图8中图示的技术组合中的任一项或组合。如果使用了主动双平衡混频器，例如，该实施例可以使用改变差分对晶体管中的每一个的偏置电流平衡的技术。

[0080] 搜索最优的校正点（二分搜索）

[0081] 图9是图示用于在图2中图示的高频信号处理器中校正电路块以搜索最优校正点的示例方法的流程图。图10补充了根据图9中图示的流程图的实际操作的示例。如上所述，图2中图示的校正电路块CALBK（例如，数字校正电路DGCTL）使用在最优校正点处合成IM2向量的相位转变大约180°的特性，搜索最优校正点。因此，CALBK可以执行如图9和图10所示的二分搜索。

[0082] 图9假定IM2校正参数是m比特宽度控制（2m比特的可变范围）。校正电路块CALBK获取基准相位（ST[0]）。基准相位仅需要对应于可变范围两端中的一个。在该示例中，基准相位对应于作为确定点的零点。CALBK将IM2校正参数设置为点2(m-1)，即，可变范围中的中间点。根据第一次确定，CALBK把在确定点2(m-1)的相位与基准相位相比较（ST[1]）。如果在ST[1]作为比较结果的相位反转（例如，转变大约180°），则CALBK行进至ST[2]a并且执行第二次确定。如果相位没反转（例如，转变大约0°），则CALBK行进至ST[2]b并且执行第二次确定。如上所述，CALBK仅需要通过检查来自基准相位的相位差是大于或等于90°还是小于90°来确定相位是否反转，但不限于此。

[0083] 在ST[2]a，CALBK将IM2校正参数设置为通过从第一确定点减去2(m-2)找到的确定点2(m-1)-2(m-2)，并且把在该确定点的相位与基准相位相比较。在ST[2]b，CALBK将IM2校正参数设置为通过将2(m-2)与第一确定点相加找到的确定点2(m-1)+2(m-2)，并且把在该确定点的相位与基准相位相比较。如果相位反转为第一次确定的结果，则相位转变点存在于第一点和点2(m-1)之间。在ST[2]a，CALBK检验中间点的相位。如果相位没反转，则相位转变点存在于点2(m-1)和点2m之间。在ST[2]b，CALBK检验中间点的相位。

[0084] 如果相位在ST[2]a或ST[2]b反转，则CALBK类似地行进至ST[3]a（未图示）并且执行第三次确定。如果相位没反转，则CALBK行进至ST[3]b（未图示）并且执行第三次确定。类似的处理继续。第n次确定包括ST[n]a和ST[n]b。在ST[n]a，CALBK把基准相位与在通过从第（n-1）确定点减去2(m-1)找到的确定点的相位相比较。在ST[n]b，CALBK把基准相位与在通过将2(m-1)与第（n-1）确定点相加找到的确定点的相位相比较。如果相位在ST[n]a或ST[n]b反转，则CALBK类似地行进至ST[n+1]a（未图示）并且执行第（n+1）次确定。如果相位没反转，则CALBK行进至ST[n+1]b（未图示）并且执行第（n+1）次确定。

[0085] 最后，第m次确定包括ST[m]a和ST[m]b。在ST[m]a，CALBK把基准相位与在通过从第（m-1）确定点减去2(m-m)找到的确定点的相位相比较。在ST[m]b，CALBK把基准相位与在通过将2(m-m)与第（m-1）确定点相加找到的确定点的相位相比较。如果相位在ST[m]a或ST[m]b反转，则CALBK行进至ST[m+1]a。如果相位没反转，则CALBK行进至ST[m+1]b。在ST[m+1]a，CALBK登记与在第m次确定的确定点相对应的最优校正点。在ST[m+1]b，CALBK登记与通过将1与在第m次确定的确定点相加找到的点相对应最优校正点。

[0086] 图10中的示例假定，IM2校正参数适用于m=6（2m=64点）的可变范围而且第52点对应于最优校正点。在第一次确定，基准相位（在零点的相位）被反转至在第32点的相位。CALBK确定最优校正点存在于第32点和第64点之间。CALBK执行第二次确定，假定作为中间点的第48点是确定点。在第二次确定，基准相位不被反转至在第48点的相位。CALBK确定最优校正点存在于第48点和第64点之间。CALBK执行第三次确定，假定作为中间点的第56点是确定点。

[0087] 在第三次确定，基准相位被反转至在第56点的相位。CALBK确定最优校正点存在于第48点和第56点之间。CALBK执行第四次确定，假定作为中间点的第52点是确定点。在第四次确定，基准相位被反转至在第52点的相位。CALBK确定最优校正点存在于第48点和第52点之间。CALBK执行第五次确定，假定作为中间点的第50点是确定点。在第五次确定，基准相位不被反转至在第50点的相位。CALBK确定最优校正点存在于第50点和第52点之间。CALBK执行第六次确定，假定作为中间点的第51点是确定点。在第六次确定，基准相位不被反转至在第51点的相位。结果，CALBK确定第52点是最优校正点。

[0088] 根据图9中图示的流程图，CALBK把IM2校正参数的2m比特的可变范围分成两半。然后CALBK确定该范围的哪一部分包含最优校正点（相位转变点）。CALBK进一步地把包含最优校正点的范围分成两半并且确定该范围的哪一部分包含所述最优校正点。该处理执行m次。当执行m次时，该确定处理缩小了1比特最优校正点的范围。用于2m比特的搜索范围，二分搜索仅仅需要确定处理执行m次。可以在很短的搜索时间之内找到最优校正点。

[0089] 作为对比，考虑使用图3A在F301中图示的振幅水平检测来搜索最优校正点的情形。在这种情况下，难以使用二分搜索。例如，需要使用以下搜索技术。假定可变范围是64比特。例如，该搜索技术把该范围除以八比特以产生八个确定点。该搜索技术比较在确定点的IM2振幅水平以搜索与最小振幅相对应的确定点。该搜索技术逐个比特地扫描确定点的±4比特的范围以搜索振幅的最小点。该搜索技术总共需要16次确定处理。通过对比，图9中图示的搜索技术只需要总共六次确定处理。

[0090] 根据本发明的第一实施例的高频信号处理器和无线通信系统可以典型地允许校正电路块执行校正处理并且减少可能在接收电路中发生的二次调制间失真。校正电路块检测IM2向量的相位转变点以搜索最优校正点。这使得能够促进搜索操作，增加搜索精确度，并且缩短搜索时间。

[0091] 第二实施例

[0092] 图11A和图11B图示了根据本发明第二实施例的高频信号处理器中的示例问题。图11A图示了具有与图2中图示的配置类似的配置的高频信号处理器RFIC。第一实施例提供了单独地校正图11A中的I-侧（混频器电路MIXrx_I）和Q-侧（混频器电路MIXrx_Q）的示例。然而，实际上，MIXrx_I和MIXrx_Q可以同时操作。如图11A所示，由于泄漏信号LK_IM2包含在MIXrx_I和MIXrx_Q之间的IM2分量，所以IQ干扰可能发生。

[0093] 如果IM2校正参数对于I-侧（MIXrx_I）改变，则最优校正点出现在图11B中图示的Q-侧（MIXrx_Q）和I-侧上。即使I-侧和Q-侧被反转，该情况也可能发生。例如，得自MIXrx_I的IM2分量泄漏至MIXrx_Q并且叠加在得自MIXrx_Q的IM2分量上。即使I-侧和Q-侧被反转，该情况也可能发生。如果IQ干扰出现，则I-侧的校正参数影响Q-侧并且Q-侧的校正参数影响I-侧。仅仅独立地校正I-侧和Q-侧可能不能提供实际操作的最优校正点。考虑到IQ干扰，如果I-侧校正和Q-侧校正交替地重复,则搜索时间可能增加。为了解决该问题，第二实施例提供了考虑IQ干扰影响的最优校正点的搜索技术。

[0094] 图12是图示用于根据本发明的第二实施例的高频信号处理器以搜索最优校正点的示例方法的示例图。在S1201，图11A中校正电路块CALBK改变I-侧的IM2校正参数（Pi）并且搜索最优校正点（Ii），该最优校正点（Ii）最小化了I-侧的IM2分量（IM2_I）的值。IQ干扰改变了Q-侧的IM2分量（IM2_Q）并且产生了最小化IM2_Q的点（Qi）。CALBK搜索Qi和Ii。在S1201，Q-侧的IM2校正参数（Pq）不变并且固定为默认（0）。

[0095] 在S1202，CALBK改变Q-侧的IM2校正参数（Pq）并且搜索最优校正点（Qq），该最优校正点（Qq）最小化了Q-侧的IM2分量（IM2_Q）的值。IQ干扰改变了I-侧的IM2分量（IM2_I）并且产生最小化IM2_I的点（Iq）。CALBK搜索Iq和Qq。在S1202，I-侧的IM2校正参数不变并且固定为默认（0）。图12图示了为方便起见使用振幅水平的IM2_I和IM2_Q。实际的搜索方法使用如在第一实施例中描述的相位信息。

[0096] 最后，在S1203，CALBK使用在S1201和S1202找到的Ii、Qi、Iq、和Qq来执行如下的等式（1）和（2）。等式（1）考虑到IQ干扰来计算I-侧的最优校正点Ical。等式（2）考虑到IQ干扰来计算Q-侧的最优校正点Qcal。

[0097] Ical=Ii·Qi·（Iq-Qq）/（Iq·Qi-Ii·Qq）（1）

[0098] Qcal=Qq·Iq·（Qi-Ii）/（Qi·Iq-Qq·Ii）（2）

[0099] 等式（1）和（2）如下导出。图13A和图13B补充了图12。如图13A和图13B所示，纵轴表示IM2_I[V]。横轴表示I-侧的IM2校正参数（Pi）（图13A）和Q-侧的IM2校正参数（Pq）（图13B）。它们之间的相关性假定是线性的。在考虑IQ干扰之后，Ical表示与最小IM2_I相对应的Pi值，并且Qcal表示与最小IM2_Q相对应的Pq值。Ical和Qcal假定具有以下等式（3）中表达的关系。

[0100]

[0101] 等式（4）从图13A和图13B之间的几何关系中导出。反射等式（4）在等式（3）上导出等式（5）。类似地为Q-侧导出等式（6）。等式（5）和（6）被解算为联合等式以导出等式（1）和（2）。

[0102]

[0103]

[0104]

[0105] 除了第一实施例中描述的各种影响之外，根据第二实施例的高频信号处理器可以考虑到IQ干扰的影响来更高度精确地搜索最优校正点。具体地，图12中点Qi或点Iq可能减小振幅水平。点Qi或点Iq可能在该振幅水平上很难被探测到。然而，该实施例使用相位来检测这些点。图11A中放大器电路LAMPi和LAMPq可以充分地放大这些点并且容易地并且高度精确地检测这些点。根据图10中示例（m=6）因为搜索Ii、Qi、Iq、和Qq只需要24次确定处理，所以可以缩短搜索时间。通过对比，如果考虑到IQ干扰，I-侧和Q-侧的校正被交替地重复很多次，则直到最终的检测可能需要不止24次确定处理。

[0106] 第三实施例

[0107] 第三实施例描述了与第二实施例不同的最优校正点搜索技术。图14是图示用于根据本发明的第三实施例的高频信号处理器以搜索最优校正点的示例方法的流程图。根据第三实施例的高频信号处理器被配置成类似于图2和图4中图示的高频信号处理器RFIC。在图14中的S1401，高频信号处理器RFIC打开或激活接收前端块（诸如LNA、MIXrx、和BE的图1中的接收电路，或图2中的除TSGEN以外的电路）。在S1402，然后RFIC打开或激活测试信号生成电路（图2和图4中的TSGEN）。

[0108] 在S1403，RFIC（例如，校正电路块CALBK）关闭或去激活Q-侧混频器电路（图2和图4中的MIXrx_Q）。在这种状态中，RFIC使用测试信号生成电路TSGEN和CALBK来校正I-侧IM2或者搜索图2和图4中的MIXrx_I的IM2校正参数。在S 1404，RFIC（例如，CALBK）关闭I-侧混频器电路（图2和图4中的MIXrx_I）并且打开Q-侧混频器电路。在这种状态中，RFIC使用TSGEN和CALBK来校正Q-侧IM2或者搜索图2和4中的MIXrx_Q的IM2校正参数。例如，如果本地信号的输入、LOrx_I或LOrx_Q停止或至输出LOrx_I或LOrx_Q的缓冲电路停止，则关闭或去激活混频器电路。然而，本发明不限于此。

[0109] 在S1403和S1404搜索MIXrx_I和MIXrx_Q的IM2校正参数。在S1405，RFIC把这些IM2校正参数登记至MIXrx_I和MIXrx_Q并且完成IM2校正。该搜索方法可以容易地并且迅速地校正IM2而不被IQ干扰影响。相比于根据第二实施例的技术，如果MIXrx_I和MIXrx_Q同时操作，则根据第三实施例的技术可能在最优校正点引起错误。在这种情况下，根据第二实施例的技术是更有利的。然而，根据第二实施例的技术可能引起图12中的Qi或Iq超出IM2的可变范围。在这种情况下，根据第三实施例的技术是更有利的。

[0110] 尽管已经描述了本发明的特定优选的实施例，但是应清楚地理解本发明不限于此而可以在本发明的精神和范围之内被另外不同地实施。

[0111] 具体地，根据该实施例的高频信号处理器和无线通信系统有益地适用于具有直接转换接收电路和执行基于FDD发送和接收的高频信号处理器，并且适用于具有高频信号处理器的移动电话。另外，根据该实施例的高频信号处理器和无线通信系统适用于执行基于TDD发送和接收的高频信号处理器，并且适用于各种无线通信系统，诸如无线LAN（局域网）和蓝牙（注册商标）。