基于最小二乘估计法的极发射器中的非线性频率失真的适应补偿

摘要

本发明公开基于最小二乘估计法的极发射器中的非线性频率失真的适应补偿。本发明涉及一种通信系统，其具有数模转换器、第一输入端、求和元件以及补偿单元。所述数模转换器构造为接收第一信号。所述第一输入端构造为接收相位调制信号。所述补偿单元包括一个或多个输入并且构造为在所述一个或多个输入的第一输入端测量第一信号的幅值采样并且根据所述一个或多个输入生成校正信号。所述校正信号至少部分地负责来自幅值调制路径的相位调制信号的所估计失真。所述求和元件构造为接收所述相位调制信号和所述校正信号并且生成校正的相位调制信号作为结果。

权利要求

1.一种通信系统，包括：

数模转换器，其构造为接收第一信号；

第一输入端，其构造为接收相位调制信号；

补偿单元，其具有一个或多个输入，所述补偿单元构造为在所述一个或多个输入的第一输入端获得第一信号的幅值采样并且根据所述一个或多个输入生成校正信号，其中所述校正信号用于(accountfor)来自幅值调制路径的失真；以及求和元件，其构造为接收所述相位调制信号和所述校正信号并且从中生成校正的相位调制信号。

2.根据权利要求1所述的系统，还包括：数字锁相环电路，其构造为从所述校正的相位调制信号生成载波相位调制信号。

3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述数字锁相环电路进一步构造为将频率偏差信号提供给所述补偿单元的所述一个或多个输入的第二输入端。

4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述频率偏差信号代表所述相位调制信号的瞬时频率偏差。

5.根据权利要求3所述的系统，其中，所述补偿单元构造为在所述一个或多个输入的第三输入端接收传输功率，并且所述补偿单元根据所述传输功率缩放所述校正信号。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一信号和所述相位调制信号为具有第一部分和第二部分的通信序列，其中所述补偿单元构造为在通信序列的第一部分中开发频率失真估计，并且在所述通信序列的第二部分中利用所述失真估计来生成所述校正信号。

7.根据权利要求6所述的系统，其中，所述第一部分是幅度斜坡部分并且所述第二部分是数据转换部分。

8.根据权利要求6所述的系统，其中，所述补偿单元构造为利用最小二乘估计来开发所述频率失真估计。

9.根据权利要求6所述的系统，其中，所述补偿单元构造为包括查阅表并且使用所述查阅表来开发所述频率失真估计。

10.根据权利要求9所述的系统，其中，所述第一信号是幅值调制信号并且所述幅值调制信号的当前幅值采样在所述查阅表中识别项目并且所识别的项目被用于生成所述失真估计。

11.根据权利要求6所述的系统，其中，所述补偿单元包括系数计算元件，其构造为开发由所述补偿单元用于开发所述幅值失真估计的二阶和三阶系数。

12.一种通信系统，包括：

转换器，其构造为提供相位分量信号和幅值分量信号；

插值元件，其构造为从所述幅值分量信号生成幅值调制信号；

数模转换器，其构造为从所述幅值调制信号生成幅值载波调制信号；

相频转换器，其构造为从所述相位分量信号生成相位调制信号；

补偿单元，其具有一个或多个输入，所述补偿单元构造为接收一个或多个输入信号并且根据所述一个或多个输入信号生成校正信号，其中所述一个或多个输入信号包括所述幅值调制信号幅值采样并且其中所述校正信号用于所述幅值调制信号的失真；

求和元件，其构造为接收所述相位调制信号和所述校正信号并且从中生成校正的相位调制信号；

数字锁相环，其构造为接收所述校正的相位调制信号并且生成相位载波调制信号；以及混频器，其将所述相位载波调制信号与所述幅值载波调制信号混合成输出发射信号。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，所述补偿单元构造为利用最小二乘估计来开发失真估计。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述补偿单元构造为至少部分地根据所述失真估计来生成所述校正信号。

15.根据权利要求12所述的系统，还包括：系数估计器，其基于所述幅值调制信号的斜坡采样和所述相位调制信号的频率偏差采样来生成系数。

16.根据权利要求15所述的系统，其中，将所述系数作为第二输入提供给所述补偿单元的一个或多个输入。

17.一种在通信系统中估计失真的方法，所述方法包括：获得通信序列的第一部分的斜坡采样；

获得所述通信序列的所述第一部分的频率偏差采样；

根据所述斜坡采样和所述偏差采样来开发失真估计，其中所述失真估计估计由幅值调制路径导致的失真；以及根据所述失真估计和所述通信序列的数据部分的幅度采样生成校正信号。

18.根据权利要求17所述的方法，还包括：对所述通信序列施加所述校正信号来减小不想要的失真。

19.根据权利要求18所述的方法，其中，施加所述校正信号包括将所述校正信号与未校正的相位调制信号组合来产生校正的相位调制信号。

20.根据权利要求17所述的方法，其中，所述第一部分是训练序列并且包括传输功率的平滑的可控的增长。

说明书

基于最小二乘估计法的极发射器中的非线性频率失真的适

应补偿

背景技术

[0001] 对于便携的手持式装置，收发器结构的功率效率已经变成了重要的问题。下一代无线通信系统，蓝牙技术、WLAN、GSM-EDGD等等，为了达到高的数据速率，采用非恒定的包络调制方案。RF调制器概念的传统设计采用向量调制器结构，该结构本质上作为使用两个数模转换器(DAC)，两个混频器和一个线性功率放大器(PA)的单边带上升转换器(SSB)来操作。然而，这些结构功率效率不足，因为它们需要完全线性的信号路径。更进一步地，为了避免输出信号到VCO的寄生耦合，该向量调制器概念需要在移动印刷电路板(PCB)上的收发器和功率放大器的分离。因此，该向量调制器发射器方法在一些结构中已经被极调制器概念所取代。

[0002] 该极调制器概念将调制信号分离为幅值调制(AM)信号和相位调制(PM)信号。在极调制中使用的符号或点对应于在向量调制器概念中使用的笛卡尔坐标或从在向量调制器概念中使用的笛卡尔坐标变换而成。该极调制概念，除了别的以外，提供功率效率优势。然而，AM路径可能在PM路径中引入失真，导致数据丢失、减小带宽等等。

附图说明

[0003] 图1示出了QPSK信号的星座图。

[0004] 图2是示出根据本发明实施例的采用极调制的通信系统的简图。

[0005] 图3是示出根据本发明实施例的次级谐波与通信系统的DPLL的DCO的寄生耦合的图示。

[0006] 图4是示出根据本发明实施例的包括幅值补偿单元的DPLL系统的图示。

[0007] 图5A和图5B是示出没有补偿和具有补偿的对于4MHz峰值频率失真的8PSK星座图的图表。

[0008] 图6是根据本发明实施例的通信系统的框图。

[0009] 图7是示出可以被用于减小不想要的误差或失真的帧实例的图表。

[0010] 图8是示出如根据本发明实施例所提供的蓝牙极发射器的图示。

[0011] 图9是示出减小由于幅值调制信号而导致的相位和频率失真的方法的流程图。

[0012] 图10是示出二阶失真对比于最小二乘估计法失真的实例的图表。

具体实施方式

[0013] 本发明包括估计相位调制信号的失真并且基于所述估计来提供校正信号来校正或减小相位调制信号的失真的系统和方法。所述失真包括从幅值调制到频率调制效应所产生的那些失真。在通信序列的初始部分期间至少部分地计算所估计的失真。然后，所估计的失真与一个或多个其他输入一起用来生成校正信号。将校正信号与相位调制信号结合。

[0014] 本发明的一个实施例涉及具有数模转换器、第一输入、求和元件和补偿单元的通信系统。转换器构造为接收幅值调制信号。第一输入构造为接收相位调制信号。补偿单元包括一个或多个输入并且构造为在一个或多个输入的第一输入测量幅值调制信号的幅值采样并且根据一个或多个输入生成校正信号。校正信号至少部分用于(accountfor)来自幅值调制路径的相位调制信号的估计失真。求和元件构造为接收相位调制信号和校正信号并且生成校正后的相位调制信号作为结果。下面公开其他实施实例及其变型。

[0015] 现在将参考附图描述本发明，在所有图中相同的附图标记用于指代相同的元件，并且所示出的结构和装置不必按比例绘制。

[0016] 图1示出了QPSK信号的星座图。相移键控(PSK)是通过改变或调制有时被称为载波信号的参考信号的相位来转换数据的数据调制方案。正交相移键控(QPSK)是使用四个相位的相移键控(PSK)的实例。

[0017] 表示PSK和QPSK的便捷方式是采用星座图，诸如图1中所示。所述星座图示出了复数平面中的符号或点，其中实轴和虚轴分别被称为相位轴和正交轴，因为它们相位分离90度。

[0018] 符号以90度的距离分布在圆上。符号的几何位置可以用笛卡尔坐标i(t)+j·q(t)jphase(t)或极坐标r(t)e 来表达。两种表达等价并且可以相互转化。

[0019] 图2是示出根据本发明实施例的采用极调制的通信系统200的简化图。系统200包括转换元件202、相频转换器204、数字锁相环(DPLL)206、插值元件208、数模转换器(DAC)210、混频器或组合器212以及补偿单元214。

[0020] 处理器(未示出)构造为从数字信号生成正交同相(I)(orthogonalin-phase)和正交相位(Q)(quadrature-phase)符号或符号分量。符号分量也被称为笛卡尔符号分量。笛卡尔符号分量，I和Q，由转换元件202接收。转换元件202将笛卡尔符号分量转换成幅值调制(AM)符号分量(r)和相位调制(PM)符号分量(φ)。在一个实例中，转换元件可包括坐标旋转数字计算机(CORDIC)。

[0021] 将相位分量提供给相频转换器204之后是DPLL206。相频转换器204将相位分量信号转换为相应的频率。然后将转换的信号提供给DPLL206，其之后生成变化的或以第一频率的相位调制载波信号。将相位调制载波信号提供给混频器212。

[0022] 幅值分量由插值元件208接收。插值元件208将作为数字信号的幅值调制信号格式化为所选采样率。将插值元件208的输出提供给数模转换器(DAC)210，其将数字信号转换为模拟信号。DAC210的输出提供模拟信号作为幅值调制载波信号。将幅值调制载波信号提供给混频器212。

[0023] 混频器212将相位调制载波信号与幅值调制载波信号组合。通过将AM载波信号的幅值调制到PM载波信号上来组合信号，从而产生输出信号。然后可以传输和/或放大所组合的信号。混频器212可利用许多合适的机制之一来组合载波信号。在一个实例中，混频器212是线性混频器。

[0024] DPLL206包括数控振荡器(DCO)。采用极调制代替向量调制，减小功率放大器输出信号对DCO的寄生耦合，由此减轻屏蔽印刷电路板(PCB)上的功率放大器与收发器之间空间的需要。

[0025] 应该理解的是，即使具有屏蔽，误差和失真也可能被引入相位调制信号。这些包括幅值调制到频率调制效应。例如，从功率放大器(未示出)到DCO的寄生频率调制可以将误差和失真引入相位调制信号。然而，本发明的发明人意识到，减轻由于寄生频率调制而导致的屏蔽的需求的一个方法是针对寄生频率调制补偿DCO操作。

[0026] 为了减小不想要的误差和失真，包括寄生频率调制，补偿单元214将校正信号提供给相位调制路径。校正信号用来预变形相位调制信号并且减小不想要的误差和失真。在一个实例中，为了预变形信号，将校正信号与相位调制信号相混合。

[0027] 补偿单元214从一个或多个输入中生成校正信号。所述输入包括幅值调制信号采样、频率误差采样、传动功率值等等的一个或多个。

[0028] 图3是示出二次谐波信号与通信系统300的DPLL的DCO的寄生耦合的图示。系统300包括DPLL302、混频器和驱动器元件304以及转换器或耦合器306。该图略微简化以便更加充分地示出寄生耦合。

[0029] 混频器和驱动器元件304接收来自未示出的元件的幅值调制载波信号和来自DPLL302的相位调制载波信号。转换器或耦合器306耦合天线(未示出)的输出信号。

[0030] DPLL302包括DCO310、驱动器电路308、混频器312、低通滤波器314、元件316以及反馈元件318。混频器312接收相位信号并将之与来自低通滤波器314的输出信号相组合。混频器312的输出信号作为输入信号被提供到DCO310。元件316接收选择供DCO310使用的频率的频率控制字(FCW)。元件316也可进行其他作用。元件316的输出作为输入被提供到低通滤波器314。反馈元件318也将反馈信号作为输入提供到元件316。

[0031] DCO310接收混频器输出并且提供相位调制信号作为输出。DCO的输出由除法器308接收，该除法器向混频器和驱动器元件304提供相位调制载波信号。除法器308通过将信号的频率除以选定值，诸如2，来减小相位调制信号的的频率。除法器308的另一输出端向反馈元件318提供第二降低频率信号。

[0032] 在某些通信系统中，诸如蓝牙增强数据速率(BT-EDR)系统等，使用可变包络调制(envelope modulation)。然后，将来自混频器和驱动器元件304的输出信号与320耦合而返回到DCO310。该耦合320生成不想要的AM到FM的转换，该转换导致调制频谱的劣化并增加微分误差向量幅度。该不想要的转换也被称为寄生频率调制或二阶失真(H2)。可以如下所示补偿该寄生频率调制。

[0033] 图4是示出包括幅值调制单元402的DPLL系统400的图示。系统400在极发射器结构中补偿不想要的幅值到频率调制效应。该系统进行频率调制作为两(2)点调制。DCO410通过调制信号fmod_f以前馈方式直接调制。另外，将校正输入fmod_c加到静态频道字FCW上来校正或减小DCO410的预期相位调制。

[0034] 系统400包括补偿单元402、第一求和元件404、第二求和元件406、第一元件408，DCO410、第一除法器412、第二除法器414、sigma delta元件418、sigma元件420、TDC元件422、第三求和元件424、第二sigma元件426、第四求和元件428、环路滤波器430以及混频器432。

[0035] 补偿单元402根据一个或多个输入进行幅值到频率补偿，所述输入包括幅值调制信号“r”和频率偏差信号，也被称为误差信号。在一个实例中，频率偏差元件通过将DPLL输出与参考频率或另一频率比较来生成频率偏差信号。补偿单元向第一求和元件404提供校正信号，也被称为补偿输出“fcomp”，或补偿信号。在选择性实施例中，可以使用其他信号来替代幅值调制信号。在一个实例中，使用包络或包络信号来代替幅值调制信号。

[0036] 第一求和元件404接收校正信号fcomp和(未校正)相位调制信号fmod_f并从那里提供输出信号。输出信号也可以被称为校正相位调制信号。第二求和元件406接收来自第一求和元件的输出信号和来自混频器432的输出。第二求和元件406提供其对元件408和418输入之和作为输出。第二求和元件的输出信号也可被称为校正相位调制信号。

[0037] 第二求和元件406的输出由元件或平台408接收，然后将信号传给DCO410。第二求和元件406的输出也由sigma delta调制器或元件418接收。DCO410基于其来自平台408的输入和来自delta sigma元件418的输出生成DCO输出信号(fdco)。DCO输出信号之后由除法器电路416接收，除法器电路416包括第一除法器412和第二除法器414。第一除法器412将DCO输出信号频率除以二(2)，第二除法器414将DCO输出信号频率除以七(7)。将第二除法器414的输出提供给delta sigma元件481。

[0038] 第一sigma元件420或积分器和平台接收第一除法器412的输出并且将其输出作为第一sigma信号提供给第四求和元件428。TDC422元件也接收第一除法器的输出并且将输出提供给第四求和元件428。TDC422对参考频率(fref)和除法器412的输出进行操作。TDC构造为测量参考频率(fref)的相位与除法器412的输出的相位之间的时间延迟。来自TDC的输出是表示参考频率与除法器412的输出之间的相位/时间误差的数字字。

[0039] 第三求和元件424将校正输入fmod_c添加到频率控制字FCW。将总和提供给第二sigma元件426，该元件将第二sigma信号提供给第四求和元件428。第四求和元件428将TDC输出信号加到第二sigma信号上并减去第一sigma信号来提供相位检测器信号作为输出。相位检测器信号也被用作误差信号，并且在一个实例中采用数字字的形式。

[0040] 相位检测器信号也被供给环路滤波器430，环路滤波器430将其输出提供给混频器432。环路滤波器430过滤并且处理相位检测器信号并提供频率控制字，频率控制字表示DCO410的瞬时操作频率与新期望的操作频率之间的误差或变化。

[0041] 极调制通信系统包括幅值调制路径和相位调制路径。幅值调制路径生成幅值调制信号和幅值载波信号。相位调制路径生成相位调制信号和相位载波信号。如果采用DPLL400的通信系统的幅值和相位调制路径完全匹配，则从PLL环路动态中去除发射信号，并且频率偏差信号，也被称为相位检测器信号，保持为零(0)。然而，载波信号的第二谐波的寄生耦合引起DCO410的寄生调制。DPLL试图通过采用校正输入(fmod_c)来校正感知到的相位调制。然而，DPLL400的低通特性使得DPLL400对于扰动的反应缓慢从而DPLL400仅实现寄生调制的有限抑制。结果，补偿单元402将相位检测器信号用作误差信号以更为有效地补偿寄生调制。

[0042] 包括频率偏差信号和幅值调制信号r[k]的一个或多个输入被补偿单元402用来生成校正信号。补偿单元402使用一个或多个适当方法来生成校正信号。在一个实例中，使用查阅表(未示出)方法。查阅表每个项目具有两个存储值，幅值调制信号的平方和立方幅度与查阅表中的瞬时地址相对应。误差信号用来更新查阅表中的地址。以相位检测器时钟速率的速率进行查阅表的更新，该速率是生成频率偏差信号的速率。为了更新该查阅表，首先将瞬时频率误差或变化确定为当前频率偏差值减去先前频率偏差值的差值再乘以步长参数。瞬时频率误差用来更新r[k-k0]的地址的表项目值，其中k0是补偿或校正信号输出值fcomp[k-k0]与当前频率偏差值p[k]之间的延迟。校正或补偿信号fcomp[k]也应当在时间上与传输载波信号s(t)一致。结果，补偿信号路径的延迟时间应当被调整为包络信号路径的延迟。

[0043] 图5A和图5B是示出对于4MHz峰值频率失真的8PSK星座图的星座图。该图是模拟并为了例举而提供而非处于限制目的。图5A描绘了没有补偿或校正的星座图。图5B描绘了具有如上面所示的补偿或校正的星座图。因此，可以看出具有补偿的星座图比没有补偿提供了更好的一致性且更接近星座点。

[0044] 此外，微分误差向量幅度(DEVM)值可被确定为具有和不具有补偿的所产生的输出信号。在不具有补偿时，获得DEVM均方根值为20.788，DEVM峰值为52.74且DEVM99值为30。在具有补偿时，获得DEVM均方根值为5.589，DEVM峰值为16.209，且DEVM99值为13.71。因此，可以看出上面显示的补偿导致DEVM值的减小。

[0045] 本发明的发明人意识到通信系统使用斜坡基的训练序列。斜坡典型为在特定时间段内传输功率的平滑的可控的增长。此系统的一个实例是GFSK斜坡，如蓝牙标准所需要的存在于所有蓝牙数据包中。GFSK斜坡可以被用作训练序列来描述由幅值调制到相位调制失真或效应(AM到FM失真)所产生的不想要的频率偏移的特征。不想要的频率偏移的特征描述然后可被补偿单元，诸如图4中的补偿单元402等，用于生成补偿信号来减小或校正不想要的频率偏移。

[0046] 图6是示出根据本发明实施例的通信系统600的框图。系统600包括向相位调制路径提供校正信号以便补偿不想要的失真或误差的补偿单元602，不想要的失真或误差包括不想要的频率偏移和其他幅值调制到频率调制效应。

[0047] 系统600包括接收诸如笛卡尔符号分量等符号分量并且将所接收到的符号分量转换成相位和幅值分量的转换元件624。将相位分量提供给频率调制元件622且将幅值分量提供给幅值调制元件620。

[0048] 幅值调制元件620以所选频率从幅值分量生成或调制幅值信号。幅值调制元件620以诸如40MHz等适当的频率操作，从而生成幅值信号。第二幅值调制元件604将幅值信号调制到更高的频率。在一个实例中，更高频率是160MHz。第三幅值调制元件606将幅值信号调制到载波频率。在一个实例中，载波频率是700MHz。然后将幅值信号提供给混频器
626。

[0049] 相位分量由相频转换器622接收，该转换器将相位分量转换成所选频率作为相位信号。在一个实例，所选频率是40MHz。在求和元件624中将相位信号加到补偿信号上。如上所述，补偿信号至少部分地补偿失真或误差，包括不想要的频率偏移。在调制元件310将相位信号转换成更高频率。在一个实例中，更高频率是160MHz。将相位信号提供给DPLL612，其输出表示相位调制载波信号。将相位调制载波信号提供给混频器626，在该处与幅值调制载波信号组合并且作为输出信号而提供。输出信号可被进一步放大、传输等等。

[0050] DPLL612也向同步元件608提供相位微分信号。将同步元件608的输出作为频率偏差信号提供给系数计算元件609。此外，与元件620的输出相对应的第一幅值信号被DT12延迟并且也被提供给系数计算元件609。系数计算元件609生成或计算特征系数，其作为输出被提供给补偿单元。在一个实例中，所述系数经由最小二乘估计而生成。

[0051] 频率偏差信号和由来自元件620的幅值信号形成并由DT1延迟的第二幅值信号被提供给补偿元件602。幅值补偿单元602，也被称为AM到FM补偿单元，根据频率偏差信号和由DT延迟的第二幅值信号生成校正信号。

[0052] 补偿单元602构造为以两个相位操作，即，估计相位和预变形相位。在估计相位中，补偿单元602或系数计算元件609利用帧的幅度斜坡部分和瞬时频率偏差值来估计相位调制失真，包括那些从幅值调制路径引入相位调制信号的失真，也被称为幅值调制到相位调制效应。这些效应包括二阶失真，诸如关于图3所示。

[0053] 幅度斜坡在帧构造的特定类型中出现，诸如GFSK调制等。DPLL612经由SYNC元件608提供“瞬时”频率偏差值或采样。可以以频率偏差信号的形式提供采样。H2失真效应由帧传输条件引起，该条件包括，但不限于，频道、最大功率、温度、芯片工艺等等。补偿单元602通过向求和元件624提供频率补偿或校正信号以利用所估计的失真来预变形相位调制信号。也注意到，频率补偿信号的时间延迟应当被调整为包络信号路径的延迟从而使频率补偿信号关于在混频器626处提供的输出信号及时地一致。

[0054] 应该理解的是系数计算元件609和补偿单元602可构造为分离元件和/或单独单元。

[0055] 在一个实例中，针对每个帧计算所估计的失真。然而，本发明的发明人意识到后续帧的训练(training)或斜坡部分可大体上与当前或先前帧相似。因此，在另一实例中，将所估计的失真重新利用一段时间或选定数量的帧来减小功率消耗和计算。

[0056] 图7是示出可用来减小不想要的误差或失真的帧的实例的图表。所示的帧的实例是根据蓝牙标准的加强数据速率(EDR)帧。帧包括训练或斜坡部分701和数据部分702。斜坡部分701在此例中是GFSK斜坡。数据部分702是EDR部分。另外，该图表示出了频率偏差值703。可见，斜坡部分701包括幅值的扫描(sweep)。斜坡701包括在所选时间段内幅度或传输功率的平滑可控增长。

[0057] 图8是示出如根据本发明实施例所提供的蓝牙极发射器800的图示。发射器800包括减小来自幅值调制路径的不想要的误差和失真的补偿单元822。图8示出了具有多个频率除法器的极发射器，频率除法器构造为生成三个不同的“频率区域”，其中发射器在每个频率区域中的操作取决于DCO频率的减小，该频率等于蓝牙操作频率(例如，4804到4960MHz)的两倍。应该理解的是图8示出了可用来生成许多频率区域的除法器构造的简例并且无意于作为限制性实例。

[0058] 在第一区域802中，来自DCO808的输出信号SDCO的频率被频率除法器810划分来生成686MHz-708MHz的操作频率或者共同由除法器810和812生成343MHz-354MHz的操作频率。第一区域802中的频率被用作生成时钟信号，该信号驱动DAC818的采样生成具有期望频率的模拟幅值调制信号。

[0059] 在第二区域804中，来自DCO808的输出信号SDCO的频率进一步由除法器814划分来为特定数字操作生成171MHz-177MHz的操作频率。如图8所示，进一步的由4(或2，根据除法器810和812的选择使用)整除生成在幅值和调制两个路径中对于数字操作的信号。这些数字操作可包含由插值器(数个插值器)820对AM信号和/或PM信号(数个信号)
的CIC插值。

[0060] 在第三区域806中，来自DCO808的输出信号SDCO的频率进一步由除法器816划分来生成42MHz-44MHz的操作频率。如图8所示，进一步由4整除生成用于其他在诸如分别为CORDIC和脉冲整形滤波器等的极发射器的数据部分中的操作的信号。

[0061] 进一步的除法器(未示出)可用来划分42MHz-44MHz信号降至10-11MHz时钟信号以在第四区域808中应用。10-11MHz时钟信号可用在诸如DxPSK脉冲整形和/或定时控制等附加元件中的数字操作。

[0062] 补偿单元822在第三区域中操作以减小来自于幅值调制路径的不想要的相位信号误差和失真，也被称为幅值调制到频率调制效应。补偿单元822在通信序列的斜坡部分期间从斜坡值和频率偏移值(以频率偏移信号的形式)得出失真效应的估计。在通信序列的数据部分(数个数据部分)中，补偿元件822利用估计来预变形相位调制信号来减小不想要的误差和失真。

[0063] 图9是示出减小来自幅值调制信号的相位和频率失真的方法900的流程图。方法900利用通信序列的斜坡或训练部分来生成所估计的失真。然后，在数据部分中，所估计的失真与其他输入或信号一起用来校正或预变形信号以至少部分地用于并且减小所估计的或实际的失真。

[0064] 该方法开始于块902，在此处得到通信序列的斜坡部分的幅值调制信号的斜坡采样。通信序列包括幅值斜坡部分作为训练序列和数据部分。在一个实例中，根据蓝牙标准的数据包包括通信序列。在此实例中，斜坡部分是训练部分或GFSK斜坡，其包括从零扫描到最大值的幅值信号。上述图7提供了包括斜坡部分701的通信序列的实例。

[0065] 在块904获得或得出频率偏差值或采样。可以从诸如上面所显示的DPLL元件获得频率偏差值。频率偏差值是通过DPLL相位比较器采样的微分而获得的瞬时采样值。在一个实例中，以频率偏差信号的形式提供频率偏差值。

[0066] 在块906根据频率偏差值和斜坡采样在估计相位期间生成特征系数。特征系数用来生成失真估计。在一个实例中，进行频率偏差对于幅度的2和3阶多项式最小二乘拟合来产生特征系数。失真估计代表来自幅值调制路径的线性或非线性失真。

[0067] 在块908在通信序列的数据部分期间获得幅值调制信号的幅度采样。在数据部分期间也可以获得其他采样和/或信号，包括频率偏差采样、传输功率采样等。幅度采样和其他可能的输入与特征系数组合以生成所估计的失真。其他输入可以包括频率偏差采样、传输功率等。

[0068] 在块910处根据幅度采样在预变形相位到预变形相位调制信号的过程中利用所估计的失真。可以通过生成相位补偿信号，也被称为校正信号，并将其与相位调制信号组合来实现预变形。

[0069] 尽管下面将以上方法900例示并且描述为一系列行为或事件，但应当理解的是这些行为或事件的所例示顺序并不意味着限制性的。例如，某些行为可按不同的顺序发生和/或与除了在此处所例示和/或描述的之外的其他行为或事件同时发生。另外，不是所有例示的行为可被需要实施此处公开的一个或多个方面或实施例。另外，此处所描绘的一个或多个行为可在一个或多个单独的行为和/或相位中实施。

[0070] 下面的讨论示出了生成失真估计的机制，其包括幅值调制到频率调制效应。

[0071] 如上所示获得在下文中被标注为m1到mN的幅度斜坡采样和在下文中被标注为y1到yN的瞬时频率偏差采样。所述幅度斜坡采样可以以幅值调制信号的形式来提供并且频率偏差采样可以以频率偏差信号的形式来提供。在帧的斜坡或训练部分中获得斜坡采样和频率偏差采样。在一个实例中，对于在26MHz采样的1微秒斜坡获得26个斜坡和频率偏差采样。在另一个实例中，对于3微秒斜坡获得75个斜坡和频率偏差采样。诸如超过26的大量的采样减小了相位噪声效应。进行频率偏差采样相对于幅度斜坡采样的2和3阶多项式最小二乘拟合。拟合目的在于确定对于a2和a3的最优或适合值和二阶和三阶多项式系数。

[0072] 在N个采样中进行估计，其中Y是表示频率偏差采样y1到yN的向量，M是表示斜坡采样m1到mN的阵列。A是表示2阶和3阶系数a2和a3的系数向量。

[0073] Y＝MA

[0074]

[0075] 系数向量A的最小二乘估计等于：

[0076]

[0077] 一旦获得2阶和3阶系数a2和a3，就可以估计H2效应并且可以对通信的剩余部分，诸如剩余帧施加补偿。所校正的相位调制信号，标注为ycorrected，可以从下列等式中获得，其2 3
中y表示相位调制信号(未校正)并且[mm] 表示校正信号。

[0078]

[0079] 上面的计算涉及相当多的算术运算。M的计算复杂性为O(2N)的数量级。H的计算复杂性为(8N+8)的数量级。W的计算复杂性为(2N)的数量级。整体计算复杂性为(12N+8)的数量级。通过利用所存储的预计算值来降低复杂性。例如，可以使用已知的斜坡形状来预计算M和H矩阵并且对于斜坡的给定峰值幅度存储M和H矩阵在查阅表中(假设斜坡形状已知并且没有改变，但峰值幅度依据当前的Tx功率达到上升坡末端)。预计算的H矩阵之后可通过单矩阵/向量乘法而被用于估计H2系数a2和a3。这导致复杂性从O(12N+8)降到O(2N)。

[0080] 图10是示出H2失真对如上所示获得的最小二乘H2估计的实例的图表。所述图表描绘了x轴上的采样和y轴上的频率。采样以GFSK斜坡获得并包括26个采样。

[0081] 在线1001上显示H2失真并且在线1002上显示最小二乘H2估计。可以看出，最小二乘H2估计追踪并大体上相似于H2失真。

[0082] 当利用预计算的H矩阵时，根据传输功率进一步缩放所校正的相位调制信号。基于传输功率的比例因子然后可被应用于适应校正信号，也被称为补偿输出信号。所述比例因子，表示为alpha，是幅度采样m和幅度参考值mref的函数。幅度参考值可以是考虑用于估计相位的所存储H矩阵的计算的最大斜坡值。等式如下所示：

[0083] α＝m/mref

[0084]

[0085] α＝m/mref

[0086]

[0087]

[0088] 可以从下面的等式获得表示为ycorrected的校正相位调制信号，其中y表示相位调制信号(未校正)。等式的剩余部分表示补偿信号。

[0089] 特别地关于由上面描述的元件或结构(组件、器件、电路、系统等)执行的各种功能，用来描述这些元件的术语(包括提到的“装置”)意在对应于，除非另有说明，任何执行所描述元件的指定功能(例如，在功能上等效)的元件或结构，即使与所公开的结构在功能上并不等效亦是如此，所公开的结构在此处执行根据本发明所例示的示例性实施方式的功能。另外，尽管可关于若干实施方式的仅一个公开了本发明的特征，但该特性可与可能期望的并且对于任意给定或特定应用有利的其他实施方式的一个或多个其他特征相结合。此外，至于术语“包括了”、“包括”、“具有”、“有”、“带有”或其变型用在具体实施方式和权利要求中，这些术语意在以类似于术语“包含”的方式而作为包括性的。