本申请案涉及具有用于轻负载操作的休眠模式的隔离式回扫转换器。一种回扫转换器使用初级侧感测来感测输出电压以用于调节反馈。初级侧上的比较器检测所述输出电压是否已超过预定经调节电压达第一阈值以检测因由所述转换器产生的电流超过负载电流而产生的过电压条件。所述比较器的触发致使所述转换器进入非切换休眠模式，借此所述输出电压在一时间周期内下降。当所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达第二阈值时，控制同步整流器以接通、接着关断以在初级绕组中产生脉冲。在检测到所述脉冲之后，即刻终止所述休眠模式，且正常操作重新开始直到实现经调节电压或直到所述输出电压再次超过所述第一阈值。
1.一种用于操作转换器的方法，所述转换器具有变压器，所述变压器具有初级绕组及次级绕组，所述初级绕组耦合到电源及第一晶体管以用于在所述第一晶体管接通时使电流传导穿过所述初级绕组，所述次级绕组耦合到第二晶体管以用于在所述第二晶体管接通时使电流传导穿过所述次级绕组，所述转换器使用初级侧感测来感测输出电压，所述转换器具有最小工作循环，所述方法包括：使用初级侧感测来感测所述输出电压；
对于低于阈值电流的负载电流，以所述最小工作循环接通所述第一晶体管达第一时间间隔以通过所述初级绕组汲取电流；
在所述第一晶体管已关断之后，接通所述第二晶体管以通过所述次级绕组汲取电流以给输出电容器充电；
检测所述输出电压是否已超过预定经调节电压达第一阈值以检测因由所述转换器产生的电流超过所述负载电流而产生的过电压条件；
如果检测到所述过电压条件，那么停用至少所述第一晶体管以致使所述转换器进入休眠模式，借此所述输出电压在一时间周期内下降；
当在所述休眠模式中时，检测所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达第二阈值；
在检测到所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达所述第二阈值之后，即刻接通所述第二晶体管一段时间、接着关断所述第二晶体管以在所述初级绕组中产生脉冲；
在检测到所述初级绕组中的所述脉冲之后，即刻控制所述转换器以通过以下操作退出所述休眠模式：使得所述第一晶体管能够以一工作循环切换以提升所述输出电压直到实现经调节电压或直到所述输出电压再次超过所述第一阈值。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述检测所述输出电压是否已超过预定经调节电压达第一阈值以检测过电压条件的步骤包括：使用所述初级侧感测来检测所述输出电压。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述接通所述第二晶体管一段时间、接着关断所述第二晶体管以在所述初级绕组中产生脉冲的步骤包括：使所述第二晶体管接通达固定时间间隔。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述接通所述第二晶体管一段时间、接着关断所述第二晶体管以在所述初级绕组中产生脉冲的步骤包括：使所述第二晶体管接通直到穿过所述第二晶体管的电流达到阈值电流。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述初级绕组中的所述脉冲包括在所述初级绕组与所述第一晶体管之间的节点处的电压脉冲。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述初级绕组中的所述脉冲包括穿过所述初级绕组的电流脉冲。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述初级侧感测包括：在取样时间期间检测所述初级绕组的一端处的电压。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述初级侧感测包括：在取样时间期间检测由辅助绕组产生的电压。
9.根据权利要求1所述的方法，其中所述检测所述输出电压是否已超过预定经调节电压达第一阈值以检测过电压条件的步骤包括：将通过所述初级侧感测而感测的电压施加到比较器，其中所述比较器的输出触发所述休眠模式。
10.根据权利要求9所述的方法，其中将所述比较器的所述输出施加到休眠模式锁存器，所述方法进一步包括：通过触发所述比较器而将所述锁存器控制为处于进入所述休眠模式的第一状态中，且当在所述初级绕组中检测到所述脉冲时将所述锁存器控制为处于退出所述休眠模式的第二状态中。
11.根据权利要求9所述的方法，其中所述比较器的所述输出触发控制休眠模式例程的状态机。
12.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：当所述负载电流高于所述转换器可递送的最小电流时，控制所述第一晶体管的工作循环以实现所述经调节电压。
13.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一晶体管为具有在所述初级绕组中的所述脉冲期间传导电流的漏极体二极管的第一MOSFET。
14.根据权利要求1所述的方法，其中所述在所述第一晶体管已关断之后接通所述第二晶体管以通过所述次级绕组汲取电流的步骤包括：通过检测来自所述次级绕组的信号而控制所述第二晶体管以接通及关断。
15.根据权利要求1所述的方法，其中所述检测所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达所述第二阈值的步骤包括：将对应于所述输出电压的电压与参考电压进行比较。
16.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：检测所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达所述第二阈值是由于低负载电流所致还是由于所述转换器未将充足电流供应到负载所致，其中如果所述下降是由于低负载电流所致，那么接通所述第二晶体管一段时间、接着关断所述第二晶体管以在所述初级绕组中产生脉冲。
变压器，其具有初级绕组及次级绕组，所述初级绕组耦合到电源；
第一晶体管，其耦合到所述初级绕组以用于在所述第一晶体管接通时使电流传导穿过所述初级绕组；
第二晶体管，其用于在所述第二晶体管接通时使电流传导穿过所述次级绕组；
调节器，其耦合到所述第一晶体管以用于控制所述第一晶体管的工作循环以在负载电流高于电流阈值时调节所述转换器的输出电压；
输出电压传感器电路，其耦合到所述变压器以用于使用初级侧感测来感测所述转换器的输出电压；
第二晶体管控制电路，其耦合到所述第二晶体管以用于将所述第二晶体管控制为接通或关断；
第一检测器，其耦合到所述输出电压传感器电路，经配置以用于检测所述输出电压已超过预定经调节电压达第一阈值以检测因由所述转换器产生的电流超过所述负载电流而产生的过电压条件；
休眠模式电路，其耦合到所述第一检测器，经配置以用于：如果检测到所述过电压条件，那么在休眠模式中停用至少所述第一晶体管，借此所述输出电压在一时间周期内下降；
第二检测器，其经配置以检测所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达第二阈值，且响应于此检测，接通所述第二晶体管一段时间、接着关断所述第二晶体管以在所述初级绕组中产生脉冲；及脉冲检测器，其经配置以检测所述初级绕组中的所述脉冲且响应于此检测而控制所述转换器以通过以下操作退出所述休眠模式：使得所述第一晶体管能够以一工作循环切换以提升所述输出电压直到实现经调节电压或直到所述输出电压再次超过所述第一阈值。
18.根据权利要求17所述的转换器，其中所述初级绕组中的所述脉冲包括在所述初级绕组与所述第一晶体管之间的节点处的电压脉冲，且所述脉冲检测器检测所述电压脉冲。
19.根据权利要求17所述的转换器，其中所述初级绕组中的所述脉冲包括穿过所述初级绕组的电流脉冲，且所述脉冲检测器检测所述电流脉冲。
20.根据权利要求17所述的转换器，其中所述休眠模式电路包括锁存器，所述锁存器具有起始所述休眠模式的第一状态且具有当在所述初级绕组中检测到所述脉冲时终止所述休眠模式的第二状态。
21.根据权利要求17所述的转换器，其中所述第一检测器为经耦合以将所述输出电压传感器电路的输出与参考电压进行比较的比较器。
22.根据权利要求17所述的转换器，其中所述第二检测器为经耦合以将对应于所述输出电压的电压与参考电压进行比较的比较器。
23.一种用于在低于阈值电流的负载电流下操作回扫转换器的方法，所述转换器具有变压器，所述变压器具有初级绕组及次级绕组，所述初级绕组耦合到电源及第一晶体管以用于在所述第一晶体管接通时使电流传导穿过所述初级绕组，所述次级绕组耦合到第二晶体管以用于在所述第二晶体管接通时使电流传导穿过所述次级绕组，所述转换器使用初级侧感测来感测输出电压，所述方法包括：检测所述输出电压是否已超过预定经调节电压达第一阈值以检测因由所述转换器产生的电流超过所述负载电流而产生的过电压条件；
如果检测到所述过电压条件，那么停用至少所述第一晶体管以致使所述转换器进入休眠模式，借此所述输出电压在一时间周期内下降；
当在所述休眠模式中时，检测所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达第二阈值；
在检测到所述输出电压已下降到低于所述预定经调节电压达所述第二阈值之后，即刻接通所述第二晶体管一段时间、接着关断所述第二晶体管以在所述初级绕组中产生脉冲；
响应于感测到所述脉冲，控制所述转换器以通过以下操作退出所述休眠模式：使得所述第一晶体管能够切换以提升所述输出电压直到实现经调节电压或直到所述输出电压再次超过所述第一阈值。
24.根据权利要求23所述的方法，其中所述初级绕组中的所述脉冲包括在所述初级绕组与所述第一晶体管之间的节点处的电压脉冲。
25.根据权利要求23所述的方法，其中所述初级绕组中的所述脉冲包括穿过所述初级绕组的电流脉冲。
具有用于轻负载操作的休眠模式的隔离式回扫转换器
技术领域
[0001] 本发明涉及使用同步整流器的DC-DC回扫转换器，且特定来说，涉及使用初级侧感测来检测输出电压的此种回扫转换器。
背景技术
[0002] 使用同步整流器的DC-DC回扫转换器是众所周知的。当需要输入级与输出级之间的隔离时，可通过用于调节反馈的各种方法来感测输出电压。用以在维持隔离的同时输送输出电压的一些方式包含使用光耦合器或在变压器的初级侧上使用辅助绕组。然而，那些方式需要额外电路、空间、功率及成本。
[0003] 检测输出电压的更讲究的方式是当功率开关在转换器的放电(或回扫)循环期间关断时感测所述功率开关的端子处的电压。功率开关的端子处的电压是由于次级绕组中的电流而产生。此所感测电压大致等于输入电压+N*VOUT，其中N为初级绕组与次级绕组的绕组比率。(为简单起见，忽略跨越同步整流器的电压降。)然而，此方案需要最小工作循环以便使感测是准确的，因为电流必须周期性地在次级绕组中流动以便形成初级侧感测电压。此方案通常还需要呈负载电阻器的形式的最小负载以便在放电循环期间在实际负载处于汲取很少或不汲取电流的待用模式中的情况下汲取最小电流。
[0004] 假如不存在最小负载电阻器且实际负载进入到极轻电流待用模式中或被切断连接，那么最小工作循环可能大于实现经调节输出电压所需要的工作循环，且输出电压将超过所要的经调节电平。因此，最小负载电流必须高于阈值电流以防止此情形。最小负载电阻器减小转换器的效率。
[0005] 虽然转换器可经控制而以甚至更低的工作循环切换以降低其可产生的最小负载电流，但工作循环的此降低会减小转换器对负载电流瞬态做出反应的能力。举例来说，假如负载在切换循环期间突然汲取增加的电流，那么输出电压可能在于接下来的循环中感测输出之前下降到低于负载恰当操作的阈值。
[0006] 图1图解说明一种类型的回扫转换器10，其使用最小负载电阻器R1且通过在于放电(或回扫)循环期间接通同步整流器MOSFET M2时检测初级绕组L1处的电压而检测输出电压VOUT。不使用光耦合器或辅助绕组来检测VOUT。
[0007] 变压器12具有初级绕组L1及次级绕组L2。MOSFET M1由输出调节与控制电路14控制以在充电循环期间将绕组L1连接在输入电压VIN(例如，电池电压)与接地之间。
[0008] 为了实现经调节VOUT，在经控制时间之后关断MOSFET M1，且接通同步整流器MOSFET M2。穿过绕组L2的电流被转移到处于所需电压的负载及平滑电容器C1。
[0009] 对于调节反馈，电路14在放电循环期间(电流流动穿过绕组L2)检测MOSFET M1的漏极处的电压，其中此电压与VOUT相关。通过变压器的初级侧处的信号感测输出电压有时称为初级侧感测。用户选择反馈电阻器RFB的值及参考电阻器RREF的值，使得(RFB/RREF)*Vref等于所要的经调节电压，其中Vref是施加到误差放大器的带隙参考电压。用于检测VOUT的此些初级侧感测电路是众所周知的且不需要加以详细描述。以引用的方式并入本文中且可在线获得的线性技术LT3573及LT3748回扫转换器的全数据表描述反馈电路的操作。此操作还描述于转让给本发明受让人且以引用的方式并入本文中的第7,471,522号及第7,463,497,号美国专利中。可使用其它已知的初级侧电压感测技术。
[0010] 电路14继续以可变频率或固定频率控制MOSFET M1的工作循环以基于所感测的电压来调节VOUT。
[0011] 同步切换控制电路16可控制MOSFET M2以在恰当时间接通，或替代地，电路14可直接控制同步整流器MOSFET M2以在MOSFET M1关断时接通。MOSFET M1与M2通常永不在相同时间接通。二极管D2表示MOSFET M2的漏极体二极管。可使用许多常规技术来感测何时接通MOSFET M2。在一个实施例中，同步切换控制件16检测跨越MOSFET M2的电压。当MOSFET M1切断时，跨越MOSFET M2的电压将变为负(低于接地的漏极电压)，且此所感测的电压反转致使同步切换控制电路16接通MOSFETM2。当次级绕组L2电流斜降到零时，漏极电压将上升，从而致使同步切换控制电路16关断MOSFET M2。在MOSFET M1及M2接通及关断的每一循环的情况下，将电流脉冲提供到输出，其由电容器C1平滑以产生DC经调节输出电压VOUT。
[0012] 可使用各种其它常规方案来控制MOSFET M2的接通及关断以仿真二极管。
[0013] 输出调节与控制电路14可使用任何类型的常规技术来调节，包含电流模式、电压模式或其它模式。
[0014] 当负载电流高于特定阈值电流时，转换器10的常规操作用于准确地调节VOUT。然而，当实际负载电流降到低于阈值电流时，转换器10的所需最小工作循环产生太多电流且致使VOUT上升到高于经调节电压。此轻负载操作仍需要最小工作循环来取样初级绕组L1处的电压。在实际负载为具有汲取极少电力的待用模式的类型的情况下，转换器10具备最小负载电流电阻器R1以帮助耗散绕组L2电流，因此可使调节维持处于最小工作循环。替代地或联合地，使用齐纳二极管D3来确保VOUT不上升到高于阈值电平。电阻器R1及齐纳二极管D3为任选的，因为由实际负载汲取的最小电流可足以使调节大致维持处于最轻负载电流。
[0015] 图2图解说明针对相对低的工作循环操作穿过初级绕组L1的电流IL1、穿过次级绕组L2的电流IL2及MOSFET M1的漏极处的电压VD。
[0016] 在时间T1处，MOSFET M1接通以给初级绕组L1充电，从而致使斜变电流在绕组L1中流动。MOSFET M2在此时间处关断。
[0017] 在可变或固定时间之后，在时间T2处，MOSFET M1切断且MOSFET M2接通。此可处于最小工作循环。此停止初级绕组L1中的电流且致使穿过次级绕组L2的电流斜降同时给输出电容器C1充电且将电流提供到负载。在此放电循环期间，跨越MOSFETM1的电压与输出电压VOUT相关且在此时间期间由电路14取样。
[0018] 在时间T3处，次级绕组L2电流斜降到零且MOSFET M2关断以引起不连续模式。MOSFET M2可由通过检测跨越MOSFET M2的电压而检测穿过绕组L2的电流的轻微反转的电路关断。
[0019] 在时间T3之后，MOSFET M1的寄生电容及绕组L1的电感形成振荡槽电路，且跨越MOSFET M1的稳定电压是VIN。
[0020] 在时间T4处，MOSFET M1再次接通，且可为最小工作循环的循环重复。
[0021] 各种转换器电路的额外细节描述于转让给本发明受让人且以引用的方式并入本文中的第5,481,178号、第6,127,815号、第6,304,066号及第6,307,356号美国专利中。
[0022] 在转换器10的中到高电流模式期间，转换器10使工作循环或绕组L1中的峰值或平均电流变化以调节输出电压。
[0023] 在轻负载条件(例如待用模式)期间，重要地，转换器10汲取尽可能少的电流以增加系统效率或延长电池使用寿命。此些待用模式通常发生达相对长的周期。将期望不需要最小电流负载电路(例如，电阻器R1)或处于轻负载电流的最小工作循环以使得转换器10能够在实际负载处于其待用模式中时调节VOUT。通过消除最小电流电路或最小工作循环同时在实际负载正汲取零或极少电流时仍实现实质调节，将改进效率且将增加电池使用寿命。此外，在任何转换器解决方案中，将期望保持良好瞬态响应。
发明内容
[0024] 揭示一种回扫转换器，其使用初级侧感测来感测输出电压VOUT但不需要最小工作循环且不需要最小负载电流电阻器或齐纳二极管以在轻负载条件期间控制过电压。本发明涉及低电流操作模式。所述转换器可在高到中负载电流期间使用任何技术调节输出电压，例如电流模式、电压模式、连续传导模式(CCM)、边界传导模式(BCM)、不连续传导模式(DCM)、固定频率、可变频率等的任何组合。
[0025] 对于极低负载电流，当转换器以极低工作循环操作时，在接通功率开关与关断功率开关之间存在由于需要用反馈电路周期性地对输出电压进行取样所致的必要延迟。此意指，如果在最小接通时间期间负载正汲取比所提供的电流少的电流，那么输出电压将上升。假如在每一时钟循环的开始处接通功率开关，那么VOUT将继续增加。
[0026] 本发明使用初级侧感测在隔离式回扫转换器中实施休眠模式，当在低负载条件期间检测到VOUT超过高于标称经调节电压电平的特定阈值时，所述休眠模式迫使功率开关保持关断达相对长的时间周期。
[0027] 一旦初级侧感测检测到VOUT已超过高于标称经调节电压电平的阈值，输出调节与控制电路(在初级侧上)便停用功率开关及任何非本质电路使得其不在每一时钟循环的开始处(或在其常规接通时间处)接通。因此，起始其中不将进一步的电流脉冲提供到输出电容器且VOUT由于泄漏电流或低负载电流而缓慢地下降的休眠模式。在调节器的次级侧处，比较器检测下降的VOUT已降到低于标称经调节电压电平的特定阈值。此时，同步整流器由同步切换控制电路短暂地接通，所述同步切换控制电路通过次级绕组汲取短暂负电流。虽然此轻微地进一步减小VOUT，但可使所述减小最小化。此脉冲致使功率开关MOSFET的漏极处的电压增加到由初级侧感测电路感测的大约VIN+(N*VOUT)，其中N为初级-次级绕组比率。
[0028] 用以感测脉冲的替代方法是感测在次级开关关断之后穿过初级绕组及功率开关MOSFET的漏极体二极管的短暂电流脉冲。此可通过测量跨越与MOSFET串联的低值感测电阻器的电压或通过检测漏极电压小于零伏来完成。
[0029] 在休眠模式期间对此脉冲(电压脉冲或电流脉冲)的检测重新启用正常功率开关操作直到实现标称经调节电压电平为止。如果负载电流保持极低，那么转换器以最小工作循环操作且VOUT将再次最终超过高于标称经调节电压电平的阈值，此时休眠模式再次发生。因此，在低负载电流操作期间在两个阈值之间保持VOUT，而不需要任何最小负载电阻器或齐纳二极管。
[0030] 虽然在休眠模式期间暂时停止切换，仍通过在两个阈值之间调节输出电压来充分地控制对负载改变的瞬态响应。
[0031] 休眠模式技术可结合所有类型的初级侧感测电路且结合任何适合操作模式使用。
[0032] 虽然所揭示的实施例通过检测MOSFET开关的漏极处的电压而采用初级侧感测，但还可通过在输入侧上检测跨越辅助绕组的电压(其中所述电压与跨越次级绕组的电压相关)或借助任何其它类型的初级侧感测技术来实施初级侧感测。可接着在初级绕组或辅助绕组处感测用于从休眠模式唤醒的脉冲。
附图说明
[0033] 图1图解说明现有技术回扫转换器。
[0034] 图2图解说明在转换器提供轻负载电流时穿过图1中的变压器的绕组的电流以及跨越功率开关的电压。
[0035] 图3图解说明采用本发明的回扫转换器，其中当由于低负载电流或无负载电流而检测到过电压条件时所述转换器进入休眠模式。
[0036] 图4图解说明在休眠模式之前、期间及之后在轻负载下穿过图3中的变压器的绕组的电流、跨越功率开关的电压及输出电压。
[0037] 图5图解说明使用辅助绕组来感测输出电压及唤醒脉冲。
[0038] 图6是识别在使用本发明期间发生的各种事件的流程图。
[0039] 用相同编号标示相同或等效的元件。
具体实施方式
[0040] 图3表示使用输出电压VOUT的初级侧感测的许多类型的回扫转换器中的任一者。由于本发明仅涉及在低负载电流条件期间当发生过电压时转换器的操作，因此回扫转换器的任何常规方面可用于中到高负载电流。由于此常规电路为众所周知的，且存在多种类型(例如电流模式、电压模式、可变频率、固定频率等)，因此不需要详细描述此常规电路。图
1的转换器10的常规方面的描述适用于图3的转换器20。
[0041] 对于中到高负载电流操作，转换器20周期性地接通MOSFET M1以给初级绕组L1充电。MOSFET M1的工作循环或峰值电流取决于MOSFET M1的漏极处的与VOUT相关的反馈电压，当同步整流器MOSFET M2接通且电流正流动穿过次级绕组L2时在特定时间处对VOUT进行取样。所述反馈电压用于使用电阻器RFB及RREF形成一值，对所述值进行取样并将其与施加到电压调节器控制电路34中的误差放大器的参考电压进行比较。由误差放大器产生的误差信号设定在循环期间MOSFET M1的接通时间(即，设定工作循环或峰值电流)使得施加到误差放大器的输入的电压相等。所述误差放大器及转换器20在中电流及高电流下的操作可为常规的。
[0042] 在图3中，当电流正流动穿过次级绕组L2时，电阻器RFB与初级绕组L1的节点处的电压为约VIN+(N*VOUT)，其中N为绕组L1中的匝数除以绕组L2中的匝数的比率。为简单起见忽略跨越MOSFET M2的小电压降。此节点也为MOSFET M1的漏极电压(VD)。
[0043] 反馈环路中的运算放大器24致使其反相输入26处的电压为大约VIN。因此，穿过电阻器RFB及PNP晶体管Q1的电流为(VD-VIN)/RFB，且跨越电阻器RREF的电压为(VD-VIN)*RREF/RFB。此电压由于MOSFET M1及M2的循环而变化且必须当MOSFETM2或二极管D2接通时在循环中的特定时间处进行取样以提供VOUT的准确读数。如果此取样时间是在穿过次级绕组L2的电流已斜降到大约零的时间，那么其可消除电阻或二极管降误差。
[0044] 图4图解说明在休眠模式之前、期间及之后在轻负载下穿过图3中的变压器12的绕组的电流、跨越MOSFET M1的电压VD及输出电压VOUT。
[0045] 在时间T5处，MOSFET M1接通以产生穿过初级绕组L1的斜变电流IL1。在时间T6处，MOSFET M1关断且MOSFET M2接通。此可为转换器20的用于使得能够对输出电压进行周期取样的最小工作循环。当穿过次级绕组L2的电流为大约零时，MOSFETM2由同步切换控制电路28关断。
[0046] 优选地，在电压VD的拐点30处对电阻器RREF处的电压进行取样，此大约在MOSFET M2关断的时间发生。
[0047] 取样与保持电路32在拐点30发生的时间处检测到峰值电压。检测峰值电压并接着保持所述峰值电压直到其被复位的取样与保持电路是众所周知的。对此拐点电压进行取样以用于回扫转换器中的初级侧感测描述于全部以引用的方式并入本文中的第5,305,192号、第7,463,497号及第7,639,517号美国专利中。
[0048] 取样与保持电路32将此反馈电压VFB(或经划分VFB)供应到电压调节控制电路34，此可为常规的。在一个实施例中，电压调节控制电路34包括在反相输入处接收VFB且在非反相输入处接收带隙参考电压(例如，1.22伏)的误差放大器。转换器20控制MOSFET M1的工作循环以均衡到误差放大器中的输入，此为常规的。
[0049] 如果转换器20为电流模式类型，那么将误差放大器的输出施加到比较器的一个输入，且另一输入对应于穿过MOSFET M1的斜变电流。与MOSFET M1串联的低值感测电阻器可用于感测所述电流。当电流斜坡达到对应于误差电压的极限时，MOSFET M1被切断。
[0050] 在另一实施例中，转换器20为其中电压调节控制电路34将误差信号与锯齿波形进行比较的电压模式类型。当其交叉时，关断MOSFET M1以建立精确地调节电压所需要的工作循环。
[0051] 可以固定频率或以可变频率将MOSFET M1接通回去。
[0052] 用于中到高负载电流的所有这些调节技术可为常规的。在图4中所使用的特定实例中，通过使MOSFET M1的关断时间变化来控制工作循环。
[0053] 现在将描述转换器20在休眠模式中的新颖操作。
[0054] 如图4中所展示，在时间T5之前，负载电流一直小于由转换器20递送的最小电流，且输出电压VOUT一直随着每一循环稳定地增加到高于标称经调节电压(VREG)，这是因为在最小工作循环下提供的电流大于负载电流。在时间T5处，MOSFET M1接通，且在时间T6处，MOSFET M1在最小接通时间之后关断。最小工作循环用于周期性地对输出电压进行取样。
[0055] 设定用于触发休眠模式的阈值VREG+10%，但可使用任何值。在图4中，通过将适合VREF2施加到比较器36的一个输入来设定此阈值。另一输入连接到VFB。一旦比较器36在时间T7处触发，其便将设定信号发送到休眠模式控制锁存器38。作为响应，休眠模式控制锁存器38控制电压调节控制电路34以切断或以其它方式变得被停用。此可通过关断将电力供应到电压调节控制电路34的开关来完成。还可在休眠模式中切断取样与保持电路32及其它非本质电路。因此，防止MOSFET M1接通。
[0056] 在时间T7到T8之间，假定负载为最小的且可处于待用模式中或被切断连接，且存在极少泄漏电流。在此时间期间，VOUT缓慢下降。T7到T8可为大约数毫秒或多分钟。在另一情景中，VOUT缓慢下降直到负载退出其待用模式且突然汲取电流以快速地降低VOUT。
[0057] 在时间T8处，作为一实例，VOUT与较低阈值VREG-10%交叉。此由比较器42在转换器20的输出侧上检测，其中VOUT(或经划分VOUT)耦合到比较器42的一个输入且VREF1耦合到另一输入。比较器42的输出连接到逻辑电路46(例如，“与”门)。逻辑电路46的另一输入耦合到计时器48的输出。计时器48检测MOSFET M2在循环期间接通的时间长度。如果所述时间长度低于短暂阈值，那么计时器48输出表示工作循环为低且因此存在轻负载条件的信号(例如，高信号)。如果计时器48检测到工作循环为高(MOSFET M2接通达相对长的时间)从而指示次级绕组L2在循环期间递送了高电流，那么计时器48输出表示低VOUT是由于负载汲取比可在最大工作循环下提供的电流更多的电流所致的逆信号(例如，低信号)。在所述高负载条件下，防止由MOSFET M2进行的通常结束休眠模式的发信号发生。计时器48为任选的，且如果需要其功能，那么可用各种其它类型的电路来替换所述计时器。
[0058] 因此，当比较器42及计时器48的输出两者均为高时，逻辑电路46将高信号输出到单稳态触发器50。单稳态触发器50输出具有固定持续时间的极短脉冲。此短脉冲耦合到同步切换控制电路28中的常规驱动电路以使MOSFET M2接通达脉冲持续时间。所述驱动电路可连接到“或”门以便由单稳态触发器50或同步切换控制电路28的常规部分控制，单稳态触发器50或同步切换控制电路28的常规部分在检测到初级绕组L1电压的反转(MOSFET M1切断)之后即刻自动接通MOSFET M2且当穿过次级绕组L2的电流达到零时自动关断MOSFET M2。
[0059] 当单稳态触发器50短暂地接通MOSFET M2时，在时间T8处，存在穿过次级绕组L2的短反向电流(图4中的脉冲52)，从而进一步降低VOUT，如图4中所展示。因此，所述脉冲应尽量地短。或者，可在达到特定反向电流电平之后关断MOSFET M2。
[0060] MOSFET M2的短暂接通、接着在检测到过电压时其切断是用于在初级绕组L1处产生可检测脉冲的目的。可将此脉冲检测为在MOSFET M2关断之后穿过初级绕组L1及MOSFET M1的漏极体二极管D1的反向电流脉冲(脉冲54)，或可将所述脉冲检测为在MOSFET M2接通时上升到VIN+(N*VOUT)的电压VD。图4图解说明用以检测对应于电阻器RREF处的脉冲的处于VD的电压脉冲的电路。此短脉冲短暂地接通MOSFETM3，此下拉休眠模式控制锁存器38的复位杆端子以对锁存器38进行复位。电阻器R2为用于在MOSFET M3关断时上拉复位杆端子的高值电阻器或可表示任何上拉电流源。
[0061] 代替检测电压脉冲，假如将检测穿过初级绕组L1的电流脉冲，那么跨越与MOSFETM1串联的低值感测电阻器的电压可由差分放大器感测且可将由所述放大器输出的电压脉冲施加到休眠模式控制锁存器38的复位端子。或者，可使用差分放大器来检测MOSFET M1的漏极处的电压VD，所述电压在体二极管D1导通时变为低于接地，从而类似地将电压脉冲发送到休眠模式控制锁存器38。
[0062] 在复位锁存器38之后，锁存器38即刻将用以唤醒的信号发送到电压调节控制电路34。此可通过控制晶体管开关以将电力重新施加到电压调节控制电路34及可能已在控制器20中关断的任何其它电路来进行。
[0063] 在时间T9处，MOSFET M1及M2开始以其正常调节方式再次切换以递增地提升VOUT。
[0064] 最初，误差电压(通常称为常规误差放大器的输出处的补偿电压VC)处于最小电压，其中所述最小电压表示在时间T7处的过电压状态。在一个切换循环之后，取样与保持电路32检测低VOUT，且因此电压调节控制电路34以增加的工作循环或电流极限操作以使VOUT快速斜升以实现标称经调节电压VREG。在图4的特定实例中，转换器20使用MOSFET M1的可变关断时间来控制输出电流，因此在高工作循环下(例如，当检测到低VOUT时)，致使MOSFET M1以其最大频率切换。对于其它调节方案，MOSFET M1的切换可处于固定频率。误差电压可替代地以高于其上次所处的值的值开始以便使VOUT更快速地斜升。
[0065] 如果负载电流保持为轻的或零，那么VOUT甚至在最小工作循环下也将再次从时间T9递增地增加而最终超过触发比较器36所必需的阈值以致使转换器20再次进入休眠模式。所述过程接着重复。
[0066] 通过在休眠模式周期内不切换MOSFET M1且关断非本质电路，转换器20大大地改进其效率。此为减小静态电流且在不需要电力时不将电力递送到VOUT端子的结果。在轻负载电流下不需要最小工作循环且不需要最小负载或输出电压箝位。转换器20快速地对负载瞬态(例如负载突然汲取更多电力)做出反应，因为VOUT一下降到低于阈值转换器20便从休眠模式唤醒。
[0067] 可使用许多其它类型的检测器及逻辑来检测触发休眠模式的过电压。
[0068] 在另一实施例中，由比较器36检测的过电压触发经编程以控制转换器20进入及退出休眠模式的各种方面的休眠模式状态机。可使用图3的实例的许多变化形式来实施本发明。
[0069] 在另一实施例中，使用变压器的输入侧上的辅助绕组来检测VOUT及通过MOSFETM2的接通及关断产生的脉冲。图5图解说明辅助绕组LAUX的实施例。由电阻器RFB及RREF组成的电阻器分压器提供对应于VOUT的电压以用于初级侧感测。将此电压提供到取样与保持电路32，取样与保持电路32产生用于控制MOSFET M1的工作循环或其峰值电流的反馈电压VFB(如先前所描述)以产生经调节电压。将反馈电压VFB提供到休眠模式比较器36，如先前所描述。在电阻器RREF处产生的唤醒脉冲产生用于休眠模式控制锁存器38的复位脉冲，也如先前所描述。
[0070] 调节可使用任何其它类型的初级侧感测。
[0071] 还可由于VOUT在两个阈值之间摆动而将转换器20的休眠模式操作视为滞后电压模式，或由于转换器20接通达短的周期接着关断而将其视为开关式控制器。还可由于周期性地发生脉冲突发以使VOUT斜升而将休眠模式视为突发模式。
[0072] MOSFET可代替地为双极晶体管。
[0073] 图6是图解说明由本发明的一个实施例执行的各个步骤的流程图。
[0074] 在步骤60中，假定转换器20通过使工作循环及/或切换电流极限变化以使用初级侧感测实现经调节电压而正常地操作。
[0075] 在步骤62中，负载电流减小到低于由转换器20递送的最小电流，例如因负载进入待用模式或被切断连接。
[0076] 在步骤64中，转换器以最小工作循环操作同时使用初级侧感测来感测输出电压。
[0077] 在步骤66中，输出电压上升到高于在标称经调节电压电平以上的特定阈值，这是因为最小工作循环对于负载电流来说仍过高。
[0078] 在步骤68中，通过初级侧感测来感测过电压，且停用功率开关电路及任何非本质电路以起始休眠模式。输出电压接着缓慢地下降。
[0079] 在步骤70中，在次级侧处检测到输出电压已下降到低于在标称经调节电压电平以下的特定电平。
[0080] 在步骤72中，短暂地接通同步整流器以产生反向电流脉冲，所述反向电流脉冲在初级绕组中的节点VD处产生高于VIN的电压脉冲。还在初级绕组中产生可代替电压脉冲而感测的反向电流脉冲。
[0081] 在步骤74中，检测所述脉冲(电压或电流)以产生唤醒信号。所述唤醒信号使得功率开关电路能够起始转换器的正常操作。
[0082] 在步骤76中，使输出电压斜升直到达到经调节电压电平为止。如果负载电流仍低于由转换器20递送的最小值，那么最小工作循环使输出电压递增地增加到超过高于标称经调节电压电平的特定阈值，且休眠模式再次发生。如果负载退出待用模式，那么将调整转换器的工作循环(或峰值切换电流)以维持经调节电压。
[0083] 所属领域的技术人员可在不进行过度实验的情况下且使用常规电路技术以许多方式设计各种功能块。
[0084] 尽管已展示及描述了本发明的特定实施例，但所属领域的技术人员将明了，可在其更广泛方面中做出改变及修改而不背离本发明。因此，所附权利要求书应在其范围内涵盖归属于本发明的真实精神及范围的所有此些改变及修改。
