针对到低负载操作的电源模式转换的调节

摘要

一种开关功率变换器包括控制器，该控制器被配置为通过确定操作模式之间的转换点而从第一操作模式转换为第二操作模式。该控制器使用功率变换器中所包括的开关在第一操作模式下进行操作的情况下已被导通的点作为基准点来确定在第二操作模式下何时导通开关。使用该基准点，该开关功率变换器确定用于对开关在第二操作模式中的开关周期进行调节的控制周期。

权利要求

1.一种开关功率变换器，包括：

变压器，包括耦合至输入电压的初级绕组以及耦合至所述开关功率变换器的输出的次级绕组；

开关，耦合至所述变压器的所述初级绕组，在所述开关导通时生成通过所述初级绕组的电流，并且在所述开关断开时不生成通过所述初级绕组的电流；和控制器，被配置为生成控制信号以导通或断开所述开关，所述开关响应于所述控制信号处于第一状态而导通，并且所述开关响应于所述控制信号处于第二状态而断开，其中：响应于所述开关功率变换器的所述输出处的电流电平小于第一电流电平但是大于第二电流电平，所述第二电流电平小于所述第一电流电平，所述控制器还被配置为基于第一操作模式生成所述控制信号；

响应于所述开关功率变换器的所述输出处的电流小于所述第二电流电平但是大于第三电流电平，所述第三电流电平小于所述第二电流电平，所述控制器还被配置为基于第二操作模式生成所述控制信号；并且其中在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间的转换点处，所述控制器还被配置为使用所述开关在转换至所述第二操作模式之前已被导通时的点作为基准点来确定在所述第二操作模式期间何时导通所述开关。

2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中在所述第二操作模式期间，所述控制器还被配置为在控制周期结束时导通所述开关，所述控制周期表示所述控制器在所述第二操作模式中进行操作时在所述基准点之外延长所述开关周期的时间量。

3.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述第一操作模式是波谷模式开关操作模式，在所述波谷模式开关操作模式中，所述开关在所述开关功率变换器的输出电压的局部最小值处被导通。

4.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述第一操作模式是脉冲宽度调制操作模式。

5.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述基准点根据波谷模式开关操作模式而确定，在所述波谷模式开关操作模式中，所述开关在所述开关功率变换器的输出电压的局部最小值处被导通。

6.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述基准点根据脉冲宽度调制操作模式而确定。

7.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述基准点与所述开关在所述第一操作模式中的断开持续时间的结束相一致。

8.一种控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括具有耦合至输入电压的初级绕组和耦合至所述开关功率变换器的输出的次级绕组的变压器、以及耦合至所述变压器的所述初级绕组的开关，在所述开关导通时生成所述初级绕组的电流，并且在所述开关断开时不生成所述初级绕组的电流，所述方法包括：生成控制信号以导通或断开所述开关，所述开关响应于所述控制信号处于第一状态而导通，并且所述开关响应于所述控制信号处于第二状态而断开，其中：响应于所述开关功率变换器的所述输出处的电流电平小于第一电流电平但是大于第二电流电平，所述第二电流电平小于所述第一电流电平，基于第一操作模式生成所述控制信号；

响应于所述开关功率变换器的所述输出处的电流小于所述第二电流电平但是大于第三电流电平，所述第三电流电平小于所述第二电流电平，基于第二操作模式生成所述控制信号；并且其中在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间的转换点处，使用所述开关在转换至所述第二操作模式之前已被导通时的点作为基准点来确定在所述第二操作模式期间何时导通该开关。

9.根据权利要求8所述的方法，其中在所述第二操作模式期间，在控制周期结束时导通所述开关，所述控制周期表示所述控制器在所述第二操作模式中进行操作时在所述基准点之外延长所述开关周期的时间量。

10.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一操作模式是波谷模式开关操作模式，在所述波谷模式开关操作模式中，所述开关在所述开关功率变换器的输出电压的局部最小值处被导通。

11.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一操作模式是脉冲宽度调制操作模式。

12.根据权利要求8所述的方法，其中所述基准点根据波谷模式开关操作模式而确定，在所述波谷模式开关操作模式中，所述开关在所述开关功率变换器的输出电压的局部最小值处被导通。

13.根据权利要求8所述的方法，其中所述基准点根据脉冲宽度调制操作模式而确定。

14.根据权利要求8所述的方法，其中所述基准点与所述开关在所述第一操作模式中的断开持续时间的结束相一致。

说明书

针对到低负载操作的电源模式转换的调节

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 本申请根据35U.S.C.§119(e)而要求享有2012年3月7日提交的共同未决的美国临时专利申请号61/608,031的优先权，其全文通过引用结合于此。

技术领域

[0003] 本公开涉及对开关功率变换器进行控制以在转换至低负载或空载状态时减少功率变换器的输出电源波形的失真。

背景技术

[0004] 对便携式电子设备所提出的效率要求对在有所变化的负载状态下调节功率形成了挑战。这些挑战包括在待机模式下几乎不消耗电力，而在设备针对有效功率模式操作而突然接入时提供全功率。并且对于许多利用电池进行操作的设备而言，这些对于省电的要求越来越关注于低负载和空载的能量节约。

[0005] 为了应对这些挑战，许多便携式电子设备使用了开关功率调节器，其基于负载状态以不同操作模式进行操作。例如，开关功率变换器通常在重负载状态期间使用PWM(脉冲宽度调制)而在轻负载状态期间使用PFM(脉冲频率调制)。PWM操作模式在包括导电损耗和开关损耗在内的动态损耗占据优势的较高负载状态下通常比PFM操作模式更具效率。另一方面，PFM操作模式在诸如开关功率变换器所拉动的静态电流之类的静态损耗占据优势的较低负载状态下通常比PWM操作模式更具效率。使用这些技术，多模式的开关功率变换器在更宽的负载状态范围上提供了有所提高的效率。

[0006] 但是，使用多模式操作可能通过从一种模式切换至另一种模式而在输出电压中引入失真。这些失真可能是由于开关功率变换器的调节在不同操作模式之间的转换点处的不连续所导致。例如，在来自两个操作模式的控制电压需求在转换点处有所不同时，可能出现不连续。这些差异会在转换点处产生所不期望的输出电压波纹数量。另外，在不了解开关功率变换器的变压器特性的情况下，根据用来对转换点(即，边界)任一侧的功率进行调节的操作模式来预先确定转换点可能是非常困难的。

发明内容

[0007] 实施例包括一种用于通过使用开关在第一操作模式下进行操作的情况下已被导通的点作为基准点确定在第二操作模式下何时导通开关来确定转换点处的操作状态，而从第一操作模式转换为第二操作模式的功率调节方法。使用该基准点，开关功率变换器确定用于对开关在第二操作模式中的开关周期进行调节的控制周期。在一个实施例中，该基准点与开关在第一操作模式中的断开持续时间的结束相一致。使用该基准点，该开关功率变换器能够确定转换时的操作状态，并且因此从诸如VMS(波谷模式开关)的第一操作模式平滑地转换为诸如PFM的另一种操作模式。使用该基准点来确定在第二操作模式下何时导通开关还允许控制器在变压器特性不可知的所有操作状态的情况下并且以使得减少在转换期间所不想要的输出电压波纹(其可能是不期望的)的方式对到PFM操作模式的转换进行调节。

[0008] 说明书中所描述的特征和优势并非是无所不包的，并且特别地，许多额外的特征和优势在考虑到附图和说明书的情况下对于本领域技术人员将是显而易见的。此外，应当注意的是，说明书中所使用的语言原则上已经出于可读性和指示性的目的而进行了选择，而并非被选择对发明主题进行限制或约束。

附图说明

[0009] 通过结合附图考虑以下详细描述，能够容易地理解本公开的实施例的教导。

[0010] 图1是图示根据一个实施例的开关功率变换器的电路图。

[0011] 图2A图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器在PWM操作模式中的操作波形。

[0012] 图2B图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器在VMS操作模式中的操作波形。

[0013] 图2C图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器在PFM操作模式中的操作波形。

[0014] 图3图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器在VMS操作模式中的操作。

[0015] 图4是用于图示根据一个实施例的在图1的开关功率变换器的操作模式之间的转换的图形。

[0016] 图5图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器用于使用停滞时间(Td)作为控制变量在转换到PFM操作模式时对开关周期进行调节的操作波形。

具体实施方式

[0017] 附图和以下描述仅通过说明而涉及本公开的优选实施例。从以下讨论应当注意的是，这里所公开的结构和方法的可替换实施例将容易被识别为在不背离本公开的原则的情况下可能被利用的可行的替换物。

[0018] 现在将详细参考本公开的若干实施例，其示例在附图中进行图示。注意到，只要可行，可以在图中使用相似或相同附图标记并且其可以指示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的描绘本公开的实施例。本领域技术人员从以下描述将会容易地认识到，并不背离这里所描述实施例的原则的情况下可以采用这里所图示的结构和方法的可替换实施例。

[0019] 示例开关功率变换器电路

[0020] 图1是图示根据一个实施例的开关功率变换器100的电路图。开关功率变换器100是初级侧反馈反激式变换器，并且包括三个主要部分，即前端104、功率级和次级级。前端104在节点L、N连接至AC电压源(未示出)，并且包括由电感L1，电阻器R1、F1，二极管D1、D2、D3、D4以及电容器C2所构成的桥式整流器。在节点105处经整流的输入线电压经由电阻器R10和R11而被输入至控制器IC102的供电电压管脚Vcc(管脚1)。节点105处的线电压还连接至电力变压器T1-A的初级绕组106。电容器C5从经整流的线电压中去除高频噪声。前端部分在节点105处的输出是未调节的DC输入电压。

[0021] 功率级包括电力变压器T1-A、开关111和控制器IC102。电力变压器T1-A包括初级绕组106、次级绕组107以及辅助绕组108。控制器IC102经由开关111的导通和断开状态的控制来维持输出调节。开关111的导通和断开状态经由从控制器IC102的OUTPUT管脚(管脚5)所输出的控制信号110进行控制。控制信号110驱动开关111的基极(B)。开关111的集电极(C)连接至初级绕组，而开关111的发射极(E)连接至控制器IC102的ISENSE管脚(管脚4)并且经由感应电阻器R12连接至接地端。ISENSE管脚以跨感测电阻器R12的电压形式的感测通过初级绕组106和BJT开关111Q1的电流。控制器IC102根据节点109处变化的负载状态而采用如下文参考图2A-2C详细描述的调制技术(即，操作模式)来控制开关111的导通和断开状态、开关111的占空比，以及开关111基极电流的幅度。控制器IC102的GND管脚(管脚2)连接至接地端。虽然BJT开关Q1在图1的实施例中被用作开关111，但是根据这里的其它实施例，也可以使用功率MOSFET作为用于开关功率变换器100的开关111。

[0022] 次级级包括用作输出整流器的二极管D6以及用作输出滤波器的电容器C10。在节点109所产生的经调节的输出电压Vout被递送至负载(未示出)和预加载电阻器R14。预加载电阻器R14在空载状态下稳定功率变换器的输出。而且，ESD(静电放电)间隙(ESD1)耦合在初级绕组106和二极管D6之间。

[0023] 节点109处的输出电压被反映在辅助绕组108两端上，其经由由电阻器R3和R4所构成的电阻分压器而被输入至控制器IC102的VSENSE管脚(管脚3)。而且，虽然控制器IC102在启动时由线电压105进行供电，但是控制器IC102在启动之后以及正常操作中由跨辅助绕组108的电压进行供电。因此，二极管D5和电阻器R2形成用于对跨辅助绕组108的电压进行整流的整流器以便在启动之后和在正常操作期间用作到控制器IC102的VCC管脚(管脚1)的供电电压输入。电容器C9被用来存储在启动时在节点105来自线电压的能量或者在启动之后在开关周期之间来自跨辅助绕组108的电压的能量。

[0024] 自适应模式转换

[0025] 图2A-2C图示了图1的开关功率变换器在包括PWM(脉冲宽度调制)、VMS(波谷模式开关)和PFM(脉冲频率调制)操作模式在内的各种操作模式中的操作波形。为了提高开关功率变换器的轻负载效率，使用多种调制模式来在不同输出电流(负载)状态下对开关功率变换器进行调节。总体而言，针对这些操作模式中的每一种，图1的开关功率变换器以特定方式对应用于在该开关功率变换器中所包括的开关Q1的控制信号的占空比进行调节。占空比是指开关Q1在其间导通的开关周期的部分(通常表示为百分比)。

[0026] 例如，为了优化重负载状态下的功率效率，开关功率变换器100可以在一个实施例中使用PWM或者在另一个实施例中使用VMS来对控制器IC102的输出电压进行调节。在PWM操作模式中，通过调节开关在每个开关周期期间保持导通多久(即，导通脉冲宽度)，即，使用开关Q1的导通时间作为控制变量来改变开关的占空比，而开关周期保持恒定。例如，在PWM操作模式中，开关可以以100kHz的开关频率被导通(并且因此具有10μs的开关周期)。对于30％的占空比而言，开关Q1被控制为在每个开关周期导通3μs而断开7μs。

[0027] 如图2A所示，在PWM操作模式中，控制器IC102通过改变控制信号110的导通脉冲宽度(TONx)(并且因此改变开关Q1的导通时间)，同时保持开关周期(TP)(等于开关频率的倒数)恒定，而对开关功率变换器100的输出电压进行调节。随着调节降低(即，负载降低)，控制器IC102将导通脉冲宽度从TON1减小至TON4以减小输出电压。降低应用于开关111的导通脉冲宽度使得每个开关周期向电力变压器T1-A的初级绕组106传输更少的能量，这进而降低了开关功率变换器100的输出电压。相反地，随着调节增加(即，负载增加)，控制器IC102增加应用于开关111的导通脉冲宽度以增加开关功率变换器100的输出电压。增加开关111的导通脉冲宽度向电力变压器T1-A的初级绕组106传输更多的每周期能量，这进而增加了开关功率变换器100的输出电压。

[0028] 如图2B所示，在VMS操作模式中，通过对控制信号110的导通脉冲宽度和开关周期二者进行调节来改变开关111的占空比。特别地，在VMS操作模式中，导通脉冲宽度(即，TONx)根据PWM、PFM或者其它适当的转换器控制方案(即，操作模式)而变化。开关周期并非是预先确定而是有所变化的，原因在于开关在VSNESE信号的波谷(局部最小值)被导通，该VSNESE信号紧随或者以其它方式跟随所期望的开关导通时间而出现，上述开关导通时间如图3中进一步描述的由所采用操作模式(PWM或PFM)所计算。如之前结合图1所讨论的，信号VSNESE表示如辅助绕组108两端上所反映的节点109处的输出电压Vout。因此，无论是否使用了PWM或PFM还是其它一些其它操作模式，VMS操作模式以及这里所描述的相关联技术都能够使得使用任意控制方案的开关功率变换器100获益。

[0029] 图3图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器在VMS操作模式中的操作。在VMS操作模式下，针对开关功率变换器100的给定开关周期，控制器IC102基于脉冲宽度调制(PWM)、脉冲频率调制(PFM)或者其它适当的变换器控制方案(即，操作模式)而确定期望的开关导通时间。而且，控制器IC102预测对应于跨开关111的电压的局部最小值(波谷)的一个或多个时间。开关111随后在所预测的以紧随或以其它方式跟随根据操作模式所确定的期望的开关时间之后而出现的波谷处被导通。

[0030] 例如，如图1所示，VSNESE302表示控制器IC102的VSENSE管脚(管脚3)上的电压。VCE304表示跨开关111的电压。因此，在图1所示的其中开关111为BJT的实施例中，VCE304是BJT开关111的集电极和发射极之间的电压。在其他实施例中(未示出)，开关111可以是功率MOSFET，在这种情况下，VCE304将对应于功率MOSFET的漏极和源极之间的电压。如从图1的示意图上可以看出，VSNESE302实质上与跨变压器的辅助绕组108的电压成比例。VSNESE302和VCE304表现出几乎相同的时序特性。如以上所描述的，控制信号110表示控制器IC102的OUTPUT管脚(管脚5)上的电压。开关111在控制信号为高(HIGH)时为导通(闭合)，并且开关
111在控制信号110为低(LOW)时为断开(打开)。VVMS306、波谷指示器脉冲308和期望的开关脉冲310是控制器IC102内部的时序信号，它们的生成以及重要性在下文中参考图3进行详述。

[0031] 在时间tON312A，控制器IC102生成为高的控制信号110，导通(闭合)开关111。开关111保持闭合直至时间tOFF314A，控制信号110在那时根据控制器IC102的操作而变为低。如参考图2A对PWM操作模式所解释的以及将参考图2C针对PFM操作模式所解释的，tON312A和tOFF314A的特定时序由开关功率变换器100中所采用的特定操作模式(PWM或PFM)所确定。在开关111从时间tON312A至时间tOFF314A闭合的同时，这里称之为导通时间(开关111的导通脉冲宽度或导通周期)TON324，经整流的DC输入电压VIN105被应用于初级绕组106并且通过初级绕组106的电流增加。在导通时间TON324期间，跨辅助绕组108的电压由数学表达式所表示，其中NX是辅助绕组108的匝数，N1是初级绕组106的匝数，VIN是节点105处的整流DC输入电压，并且VX是跨辅助绕组108的电压。

[0032] 返回参考图3，在时间tOFF314A，控制信号110变为低，这使得开关111打开并且突然中断通过初级绕组106的电流。正如下文将会更加详细解释的，通过初级绕组106的电流保持为零直至开关111的断开周期结束，即直至控制器IC102在时间tON312B再次导通开关111。如图3所示，电流的这一突然变化导致紧随时间tOFF314A的VSENSE302和VCE304的高频寄生振铃(parasitic ringing)。高频寄生振铃由变压器泄露电感和从BJT开关111的集电极和发射极可见的、与初级绕组106的等效并联寄生电容并联的寄生电容之间的谐振所引起，并且通常快速消失。在高频寄生振铃消失之后，VSENSE302和VCE304几乎保持平坦直至变压器复位，如图3中的时间tRESET316A所示。

[0033] tOFF314A和tRESET316A之间的持续时间在这里被称作变压器复位周期(TRST)326。在变压器复位周期TRST326期间，二极管D6导通并且跨次级绕组107的电压大致等于节点109处的输出电压(VO)(出于说明性澄清的目的，跨二极管D6的正向压降可以被认为是可忽略的)。因此，跨初级绕组106的电压(V1)可以关于输出电压109(VO)而被表示为 并且跨辅助绕组108的电压(VX)可以被表示为 其中N1，N2和NX分别是初级绕组106、次级绕组107和辅助绕组108的匝数。在变压器复位周期TRST326期间，VSENSE302根据如图1所示的由电阻R3和R4所组成的分压器所设定的比例因子而遵循跨辅助绕组108的电压。
与此同时，VCE304由表达式 所给出，其中VIN同样是节点105处的整流DC输
入。

[0034] 变压器复位时间TRST326由用于复位变压器铁芯的伏秒平衡要求所给出并且能够基于负载中的波动和开关功率变换器100内的其它因素在开关周期之间变化。在tRESET316A(变压器复位时间TRST326的结束)，二极管D6停止导通，引起变压器磁化电感，从而引起VSENSE302和VCE304发生谐振，该现象在这里被称作变压器振铃。由于变压器振铃所导致的VSENSE302和VCE304振铃的谐振频率(fRES)和谐振周期(TRES)328由从BJT开关111的集电极和发射极可见的、与初级绕组106的等效并联寄生电容并联的寄生电容所确定。在采用功率MOSFET作为开关设备(即，开关111)的其它实施方式中，由于变压器振铃所导致的VSENSE302和VCE304的振铃的谐振频率(fRES)和谐振周期(TRES)328由从功率MOSFET的漏极至源极可见的、与初级绕组106的等效并联寄生电容并联的寄生电容所确定。由于开关功率变换器100内的各种阻尼和损耗因素，VSENSE302和VCE304是具有谐振周期TRES328的衰减正弦信号。

[0035] 如图3所示，振铃所引发的电压振荡使得VSENSE302和VCE304周期性地接近或达到局部最小电压和局部最大电压。当开关111的断开时间相对谐振周期TRES328很长时，变压器振铃最终完全衰减并且VCE304稳定在VIN105，其中VIN105同样是节点105处的整流DC输入电压。VCE304由于变压器振铃而达到局部最小值的时间在这里被称作波谷320A、320B......320D。
例如，图3图示了第一波谷320A、第二波谷320B、第三波谷320C和第四波谷320D。虽然在图3中示出了四个波谷，但是在开关111在tON312B再次导通之前可以由比四个更多或更少的波谷。

[0036] 不同于控制器IC102所实施的VMS操作模式，常规的VMS操作模式将在处于期望的开关时序310之前的第一波谷320A处导通开关111(即，设置控制信号110为高)。因此，变压器中的复位的时间TRST326以及导通时间TON324中的波动将促进开关功率变换器100的开关功率的变化，并且迫使开关功率变换器仅以诸如PFM模式的可变开关频率控制模式进行操作。

[0037] 相反，控制器IC102所实施的VMS操作模式并不必在第一波谷320A处导通开关111(即，设置控制信号110为高)。而是，控制器IC102能够在变压器复位周期(tRESET316A)结束之后的任意时间导通开关111。该导通时间(图3中示为tON312B)根据开关功率变换器100所采用的操作模式(例如，PWM、PFM或其它适当操作模式)来确定。

[0038] 特别地，控制器IC102依据PWM、PFM或者适用于开关功率变换器的其它操作模式来确定期望开关时间tDESIRED322。控制器IC102独立于开关功率变换器100的变压器复位周期或谐振特性(例如，跨开关的电压的谐振周期)而确定期望开关时间tDESIRED322。也就是说，控制器IC102可以在不同于开关111的实际导通时间的每个开关周期中确定开关111的期望导通时间。因此，包括变压器复位周期TRST326或谐振周期TRES328在内的开关功率变换器100的谐振特性并不会约束控制器IC102所实施的操作模式或者不会影响期望开关时间tDESIRED322的确定。

[0039] 控制器IC102在所确定的期望开关时间tDESIRED322发出期望开关脉冲310。在一个实施例中，控制器IC102随后在预测紧随期望开关脉冲310出现的波谷320D处将控制信号110设置为高，如图3所示。例如，为了计算预测时序，跨开关的电压在局部最小值在该预测预测时序被预测在该局部最小值的实际出现之前，控制器IC102可以对电压反馈信号中所包括的谐振特性进行分析。例如，控制器IC102可以通过检查VVMS306的上升和下降沿的时序来执行电压反馈信号的特征分析以预测跨开关111的电压VCE304的波谷320A、
320B......320D可能出现的时间。在其他实施例中，控制器IC102可以在期望开关脉冲之后出现的任意波谷处将控制信号110设置为高。因此，根据这里实施例的VMS操作模式的一个实施例有利地在VCE304处于局部最小值(即，波谷320A、320B......320D)时导通开关111而并不对控制器IC102所采用的操作模式或开关频率进行限制。换句话说，控制器IC102独立于开关功率变换器100的谐振特性而基于所采用的操作模式来确定适当的期望开关时间tDESIRED322，并且随后使得开关111在紧随期望开关时间tDESIRED322的波谷320D处被导通。

[0040] 因此，符合这里所公开的实施例的VMS操作模式通过在不中断所采用的开关操作模式(例如，PWM、PFM等)的情况下采用波谷模式开关降低了开关功率变换器100的谐振特性中的波动的不利影响，同时仍然具有通过在波谷处(即，当跨开关111的电压处于局部最小值时)导通开关111而减小开关损耗的好处。因此，控制器IC102所实施的VMS操作模式的一个好处在于使得能够结合PWM操作模式进行基于低电压谐振的开关。控制器IC102所实施的VMS操作模式的另一个好处在于与比变压器复位周期TRST326所给出的那些开关周期更长的开关周期的兼容性，由此使得开关111可以是诸如BJT之类的慢速开关设备。

[0041] 如图3所示，在控制器IC102在时序tDESIRED322所生成的期望开关脉冲310和在波谷320D处的开关111的导通时间tON312B(即，控制信号110变为高)之间存在时序延迟。然而，该时序延迟并不会对开关功率变换器100的操作造成不利影响。谐振周期TRES328相对于开关功率变换器100的开关周期通常很短，从而期望开关脉冲310和tON312B之间的延迟一般并不明显。此外，该时序延迟的微小影响在节点109处的输出电压以及开关功率变换器100的其它参数中有所反映，因此控制器IC102所实施的PWM、PFM或其它基于反馈的控制方案在为后续开关周期确定导通时间和断开时间时自然会对时序延迟进行补偿。此外，从一个开关周期到下一个开关周期的时序延迟的略微波动随时间而对开关频率引入了固有高频颤动，这有利地减少了开关所产生的EMI。

[0042] 返回图2B，在VMS操作模式中，控制器IC102通过改变控制信号110的导通脉冲宽度(即，TON1、TON2和TON3)并且基于所检测的变压器绕组电压的波谷改变开关周期(即，TP1、TP2和TP3)而对输出电压进行调节。随着调节降低，在利用PWM所进行时，控制器IC102将控制信号110的导通脉冲宽度从TON1减小至TON3。通过减小导通脉冲宽度，开关111向电力变压器T1-A的初级绕组106传输更少的能量，这进而降低了开关变换器100的输出电压。然而，由于VMS操作模式确定在基于PWM所计算的期望导通时间之后出现的VSENSE信号波谷处的实际导通时间，所以实际导通时间将根据VSENSE中的振铃而随机变化，由此使得开关周期也发生变化。因此，在VMS操作中，开关111的导通时间随控制变量而变化，并且开关周期如波谷导通决定所确定的而变化。

[0043] 在PFM操作模式中，开关111的占空比通过保持控制信号110的导通脉冲宽度恒定同时改变开关周期并因此改变开关频率而发生变化。例如，在PFM操作模式中，开关可以在每个开关周期导通5μs，但是开关频率可以在40kHz和130kHz之间变化。40kHz的开关频率对应于25μs的开关周期，并且因此该开关频率的占空比为20％(＝5μs/25μs)。对于130kHz的开关频率而言，开关周期为7.7μs，并且因此130kHz的占空比为65％(＝5μs/7.7μs)。

[0044] 如图2C所示，在PFM操作模式中，控制器IC102通过改变控制信号110的开关周期(即，TP1、TP2和TP3)同时保持控制信号110的脉冲导通宽度(TON)恒定而对输出电压进行调节。随着调节降低(即，负载降低)，控制器IC102将开关周期从TP1增加至TP3以降低输出电压。增加开关111的开关周期使得每个时间单位要向电力变压器T1-A的初级绕组106传输更少的能量(即，减小占空比)，这进而降低了开关变换器100的输出电压。相反地，随着调节增加(即，负载增加)，控制器IC102减小开关周期以增加开关变换器100的输出电压。减小开关
111的开关周期向电力变压器T1-A的初级绕组传输更多的每时间单位能量(即，增大占空比)，这进而增大了开关变换器100的输出电压。

[0045] 图4是图示根据一个实施例的图1的开关功率变换器的操作模式之间的转换。例如，如图4所示，控制器IC102在负载处于L2和L3之间(操作点1和0之间)时以PWM操作模式或VMS操作模式对开关功率变换器100进行操作，但是随后在负载等级L1和L2之间(操作点2和1之间)的低负载状态下以PFM操作模式对开关功率变换器100进行操作。控制器IC102对开关功率变换器100进行操作，使得在操作点1从非PFM操作模式(诸如PWM或VMS操作模式)转换至PFM操作模式，而针对所有操作状态在转换点处都没有任何不连续。

[0046] 假设开关功率变换器100在负载状态L2-L3下以PWM操作模式进行操作，当开关功率变换器100在操作点1从PWM操作模式转换为PFM操作模式时，导通时间(TON)值因为它是控制器IC102在PWM操作模式中所使用的控制变量而是已知的，并且开关周期(TP)的值因为其保持为恒定值而是已知的。因此，开关功率变换器100可以开始使用开关周期(TP)作为PFM操作模式的控制变量，在操作点1使用开关周期(TP)的已知值，并且在操作点1处从PWM到PFM操作模式的转换中不会出现不连续。

[0047] 另一方面，如果开关功率变换器在负载状态L2-L3下以VMS模式进行操作并且需要在操作点1针对低负载状态(L1-L2)转换为PFM操作模式，则操作点1处的开关周期(TP)是未知的，这是因为VMS操作模式在VSENSE信号的波谷点(其反映出开关功率变换器100的输出电压)处导通开关111，这根据开关功率变换器100的磁性组件中的谐振而表现出振铃，因此波谷点固有地是无法预测的。因此，当从VMS操作转换时，操作点1处的开关周期(TP)不是控制器IC102的已知值，并且控制器IC102因此将没有与在低负载状态下使用哪个开关周期(TP)作为操作点1的初始值来开始以PFM操作模式进行操作相关的信息。结果，控制器102将会使用可能与最终开关周期(TP)有所不同的值在操作点1处从紧处于开关功率变换器之前的VMS操作模式转换到PFM操作模式。这进而会导致开关功率变换器100的输出电压调节中的不连续以及所不期望的节点109处的输出电压波纹。

[0048] 因此，为了在操作点1从VMS操作模式转换至PFM操作模式而没有不连续，控制器IC102定义了调节变量Td(停滞时间)，其用作基准点来确定在边界处(即，操作点1)以及在PFM操作模式期间何时导通开关111。Td在包括PWM、VMS和PFM在内的所有操作模式下用作控制变量来控制开关周期。Td＝0的基准点意味着开关111在根据所采用的PWM或PFM的操作模式所计算的期望导通时间处导通。在操作点1处的从VMS到PFM操作模式的转换点处，Td＝0表示开关111将在转换至PFM操作模式之前在之前的操作模式(VMS或PWM)下被导通的点。例如，如果控制器IC102在操作点0和操作点1之间使用VMS操作模式，则基准点可以是被确定为紧处于在操作点1处转换为PFM操作模式之前的实际导通时间的波谷点。该波谷点被设置在Td＝0并且开关功率变换器随后使用Td作为控制变量以在PFM操作模式中对开关功率变换器进行控制。由于使用了停滞时间Td并且这样的停滞时间Td在转换点(操作点1)处被设置为已知值，所以开关功率变换器并不会经历开关功率变换器100的输出电压调节中的不连续以及节点109处所不期望出现的输出电压波纹。

[0049] 控制周期表示当以PFM模式操作时，控制器IC102的时间量延长了开关周期超过了基准点(即，Td＝0)。在PFM操作模式下，控制器IC102在控制周期结束时导通开关111，使得能量被传输至电力变压器T1-A的初级绕组106。例如，返回图4，当负载等级从L2降低至L1时，控制器IC102通过(从操作点1处的Td＝0)增加Td而对占空比进行调节，这进而增加了控制周期，并且因此增加了开关周期。并且通过增加开关周期，控制器IC102使得向电力变压器T1-A的初级绕组传输更少的能量，这降低了开关功率变换器100的输出功率等级。

[0050] 因此，通过使用停滞时间Td对操作模式之间的转换进行调节，控制器IC102能够独立于变压器特性而跨所有操作状态对从任意其它类型的开关调节操作模式到PFM操作模式的连续转换进行调节。也就是说，不同于其它控制器，控制器IC102能够在不了解匝数比、磁化电感、变压器复位周期或者在PFM操作模式期间影响开关周期的其它特性的清下确定要在到PFM操作模式的转换点处使用的开关周期。

[0051] 图5图示了根据一个实施例的图1的开关功率变换器用于对开关周期进行调节以便使用停滞时间(Td)作为控制变量转换至PFM操作模式的操作波形。例如，图5示出了开关功率变换器100在PFM操作模式下使用Td作为控制变量而对开关周期TP_reg进行调节的操作波形，其中Td基于控制器IC102在VMS操作模式(或者紧处于到PFM的转换之前的一些其他操纵模式)下将何时导通开关111。TON表示开关111在PFM操作模式下的导通脉冲宽度，并且TP_reg表示PFM操作模式下的开关周期。在正常的PFM操作模式下，开关111在时间Ta1、Ta2和Ta3导通。但是当转换至PFM操作模式时，要在转换点(图4中的操作点1)使用的初始开关周期是未知的，原因在于控制器102由于开关周期由VMS操作模式中何时出现波谷这一事实所给出而没有紧处于转换周期之前的开关循环中的开关周期P_reg的信息。并且在VMS操作模式中出现波谷的时序取决于控制器IC102并不具有与之相关信息的开关功率变换器的不可预测的磁性特性。

[0052] 因此，为了确定在从另一操作模式(例如，VMS操作模式)转换至PFM操作模式的转换点何时导通开关111，控制器IC102使用开关111在之前操作模式中已被导通的时间来定义基准点。这里，使用VMS操作模式作为之前模式，开关111已在波谷检测点504和506被导通，波谷检测点504和506在之前的VMS操作模式下分别对应于假想开关导通时间Tb2和Tb2。因此，VMS操作模式下的开关周期由TP_VMS所表示，作为第一开关循环从Ta1到Tb2的时间周期，以及后续开关循环从Ta2到Tb3的时间周期。TP_reg和TP_VMS之间的差表示控制变量Td，其对应于控制器IC102延长开关周期超过开关111在之前模式中已被导通的基准点(即，Td＝0)的时间量。因此，通过定义停滞时间(Td)作为控制变量，控制器IC102能够确定在从任意非PFM操作模式到PFM操作模式的转换点处的操作状态。通过确定转换点处的操作状态，控制器IC102允许在开关功率变换器的变压器特性不可知的情况下跨所有操作状态到PFM操作模式的连续转换，

[0053] 通过阅读本公开，本领域技术人员将会理解用于开关功率变换器的另外可替换的设计。例如，虽然图1所示的控制器IC102及其应用电路是基于反激式变换器的初级侧反馈控制，但是本公开的相同原则也可应用于基于次级侧反馈控制的可替换设计。类似原则可以和升压类型的开关功率变换器或具有其它拓扑的开关功率变换器一起使用。因此，虽然已经图示并描述了本公开的特定实施例和应用，但是将要理解的是，本公开并不局限于这里所公开的确切构造和组件并且可以对这里所公开的本公开的方法和装置的配置、操作和细节进行对于本领域技术人员而言将是显而易见的各种修改、变化和改变而并不背离本公开的精神和范围。