一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法

摘要

一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法，该装置包括电流互感器、电压互感器、AD采样板、主控装置、电压过零检测电路、通信控制装置、脉冲发生器、脉冲分配板、SPWM信号传输电路、2H桥级联逆变电路、滤波器、PLC、触摸屏和IO板；本发明的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置，其直挂式体现在这种拓扑结构的交流侧通过电网系统中的电抗器直接并网即可，而不需要通过变压器实现并网。采用改进ip-iq法的补偿指令电流检测算法，将系统电压跳变时的相角值φ加在无功电流检测过程中，这样可以对任意状态系统电压进行检测。同时，采用DSP+双FPGA组成结构，使装置在性能上达到了快速动态补偿的目的。

权利要求

1.一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法，采用的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置，包括电流互感器、电压互感器、AD采样板、主控装置、电压过零检测电路、通信控制装置、脉冲发生器、脉冲分配板、SPWM信号传输电路、2H桥级联逆变电路、滤波器、PLC、触摸屏和IO板；

所述AD采样板包括电流调理电路、电压调理电路和AD采样芯片；

所述电流互感器的输入端、电压互感器的输入端均连接至10kV电网，电流互感器的输出端连接电流调理电路的输入端，电压互感器的输出端连接电压调理电路的输入端，电流调理电路的输出端、电压调理电路的输出端均连接至AD采样芯片的输入端，AD采样芯片的输出端连接至主控装置的输入端，主控装置分别与通信控制装置、脉冲发生器、电压过零检测电路、2H桥级联逆变电路连接，通信控制装置连接PLC，PLC连接触摸屏，脉冲发生器的输出端连接脉冲分配板的输入端，脉冲分配板的输出端连接SPWM信号传输电路的输入端，SPWM信号传输电路的输出端连接2H桥级联逆变电路的输入端，2H桥级联逆变电路的输出端连接滤波器的输入端，滤波器的输出端连接至10kV电网，2H桥级联逆变电路另一输入端连接IO板的输出端，IO板的另一个输出端连接至通信控制装置；

其特征在于：该方法包括以下步骤：

步骤1：电流互感器和电压互感器分别实时采集10kV电网的三相逆变器侧的瞬时电流和瞬时电压，并将瞬时电流和瞬时电压经AD采样板传输至主控装置；

步骤2：主控装置根据瞬时电流和瞬时电压，对10kV电网进行无功电流检测，得到无功功率补偿电流；

步骤2.1：对采集到的瞬时电流和瞬时电压进行d-q坐标变换，即将d-q坐标系与三维直角坐标系以基波角频率ω进行同步旋转，得到瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq、电压的d轴分量和电压的q轴分量；

步骤2.2：根据瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq、电压的d轴分量和电压的q轴分量得到基波电压的幅值和相位；

步骤2.3：采用锁相环锁定A相瞬时电压的相位，产生瞬时电压的同步信号sinθ和cosθ，进而产生d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵；

步骤2.4：将瞬时电压的同步信号与基波电压的相位叠加，更新步骤2.3产生的d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵，进而得到无功功率补偿电流；

步骤3：计算无功功率补偿电流与三相逆变器侧的瞬时电流的差值，对该差值进行PI调节并将电流信号转换为电压信号，并将该电压信号与脉冲发生器中的电压三角载波进行比较输出SPWM脉冲；

步骤4：脉冲发生器对比较后输出的SPWM脉冲采用三角载波同相层叠开关频率优化的SPWM控制方法产生优化的SPWM脉冲，将优化的SPWM脉冲加入一个零序分量uZ，对优化的SPWM脉冲进行修正，得到无功补偿的SPWM脉冲；

其中，uA,uB,uC分别为10kV电网的A相、B相、C相的瞬时电压；

步骤5：无功补偿的SPWM脉冲信号经脉冲分配板进行分配，并在电压过零检测零点时触发2H桥级联逆变电路，当2H桥级联逆变电路产生故障时，将故障信号反馈至主控装置，并停止工作，否则执行步骤6；

步骤6：2H桥级联逆变电路输出的信号经滤波器滤波后，对10kV电网进行无功功率补偿；

步骤7：10kV电网的无功功率补偿状态数据通过IO板传输至通信控制装置，通信控制装置再将数据传递至PLC，PLC再将数据通过触摸屏显示出来。

说明书

一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法

技术领域

[0001] 本发明属于静止无功发生器装置技术领域，特别涉及一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法。

背景技术

[0002] 无功功率的补偿对电力系统电压质量的评估起着决定性的作用，电压是衡量电能质量的一个重要指标，质量合格的电压应该在供电电压偏移，电压波动和闪变，电网谐波和三相不对称程度这四个方面都能满足有关国家标准规定的要求，因此电力系统中的运行电压取决于无功功率的平衡。良好的无功补偿装置能够提高系统的静态和暂态稳定极限，提高了电压稳定性，进而提高电能质量，且能实现Mvar级大容量快速、可靠，动态补偿的要求。

[0003] 无功功率补偿装置的提高可以从两方面着手，一是控制算法，二是控制器的设计。大容量SVG(Static Var Generator静止无功发生器)装置的限制，在目前的技术下做到大容量、高电压SVG装置存在着许多制约因素，同时SVG装置控制器和保护装置的设计存在着难点。在SVG控制方法方面，必须准确实时的检测计算出无功电流，得到无功指令信号并通过控制方法产生相应的SPWM脉冲信号驱动级联2H桥逆变器中的开关器件，因此无功电流的准确实时的检测在SVG装置的设计中起着关键性的作用。在选择无功电流的检测算法时必须保证其快速性、准确性和灵活性。

发明内容

[0004] 针对现有技术存在的问题，本发明提供一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法。

[0005] 本发明的技术方案是：

[0006] 一种基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置，包括电流互感器、电压互感器、AD采样板、主控装置、电压过零检测电路、通信控制装置、脉冲发生器、脉冲分配板、SPWM信号传输电路、2H桥级联逆变电路、滤波器、PLC、触摸屏和IO板；

[0007] 所述AD采样板包括电流调理电路、电压调理电路和AD采样芯片；

[0008] 所述电流互感器的输入端、电压互感器的输入端均连接至10kV电网，电流互感器的输出端连接电流调理电路的输入端，电压互感器的输出端连接电压调理电路的输入端，电流调理电路的输出端、电压调理电路的输出端均连接至AD采样芯片的输入端，AD采样芯片的输出端连接至主控装置的输入端，主控装置分别与通信控制装置、脉冲发生器、电压过零检测电路、2H桥级联逆变电路连接，通信控制装置连接PLC，PLC连接触摸屏，脉冲发生器的输出端连接脉冲分配板的输入端，脉冲分配板的输出端连接SPWM信号传输电路的输入端，SPWM信号传输电路的输出端连接2H桥级联逆变电路的输入端，2H桥级联逆变电路的输出端连接滤波器的输入端，滤波器的输出端连接至10kV电网，2H桥级联逆变电路另一输入端连接IO板的输出端，IO板的另一个输出端连接至通信控制装置。

[0009] 所述通信控制装置和脉冲发生器均采用FPGA。

[0010] 所述通信控制装置是用于接收经IO板反馈的10kV电网的无功功率补偿状态数据并将该数据传输至触摸屏显示的装置。

[0011] 采用所述的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置进行无功补偿的方法，包括以下步骤：

[0012] 步骤1：电流互感器和电压互感器分别实时采集10kV电网的三相逆变器侧的瞬时电流和瞬时电压，并将瞬时电流和瞬时电压经AD采样板传输至主控装置；

[0013] 步骤2：主控装置根据瞬时电流和瞬时电压，对10kV电网进行无功电流检测，得到无功功率补偿电流；

[0014] 步骤2.1：对采集到的瞬时电流和瞬时电压进行d-q坐标变换，即将d-q坐标系与三维直角坐标系以基波角频率ω进行同步旋转，得到瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq、电压的d轴分量和电压的q轴分量；

[0015] 步骤2.2：根据瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq、电压的d轴分量和电压的q轴分量得到基波电压的幅值和相位；

[0016] 步骤2.3：采用锁相环锁定A相瞬时电压的相位，产生瞬时电压的同步信号sinθ和cosθ，进而产生d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵；

[0017] 步骤2.4：将瞬时电压的同步信号与基波电压的相位叠加，更新步骤2.3产生的d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵，进而得到无功功率补偿电流；

[0018] 步骤3：计算无功功率补偿电流与三相逆变器侧的瞬时电流的差值，对该差值进行PI调节并将电流信号转换为电压信号，并将该电压信号与脉冲发生器中的电压三角载波进行比较输出SPWM脉冲；

[0019] 步骤4：脉冲发生器对比较后输出的SPWM脉冲采用三角载波同相层叠开关频率优化的SPWM控制方法产生优化的SPWM脉冲，将优化的SPWM脉冲加入一个零序分量uZ，对优化的SPWM脉冲进行修正，得到无功补偿的SPWM脉冲；

[0020]

[0021] 其中，uA,uB,uC分别为10kV电网的A相、B相、C相的瞬时电压；

[0022] 步骤5：无功补偿的SPWM脉冲信号经脉冲分配板进行分配，并在电压过零检测零点时触发2H桥级联逆变电路，当2H桥级联逆变电路产生故障时，将故障信号反馈至主控装置，并停止工作，否则执行步骤6；

[0023] 步骤6：2H桥级联逆变电路输出的信号经滤波器滤波后，对10kV电网进行无功功率补偿；

[0024] 步骤7：10kV电网的无功功率补偿状态数据通过IO板传输至通信控制装置，通信控制装置再将数据传递至PLC，PLC再将数据通过触摸屏显示出来。

[0025] 有益效果：

[0026] 本发明是基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置，其直挂式体现在这种拓扑结构的交流侧通过电网系统中的电抗器直接并网即可，而不需要通过变压器实现并网。本装置采用改进ip-iq法的补偿指令电流检测算法，将系统电压跳变时的相角值φ加在无功电流检测过程中，这样可以对任意状态系统电压进行检测。同时，由于本装置采用了DSP+双FPGA组成结构，使装置在性能上达到了快速动态补偿的目的。

附图说明

[0027] 图1为本发明具体实施方式的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置结构框图；

[0028] 图2为本发明具体实施方式的电流互感器与电流调理电路的电路连接原理图；

[0029] 图3为本发明具体实施方式的电压互感器与电压调理电路的电路连接原理图；

[0030] 图4为本发明具体实施方式的AD采样芯片AD7266BSU的电路原理图；

[0031] 图5为本发明具体实施方式的EP3C25Q240C8外扩SRAM的电路原理图；

[0032] 图6为本发明具体实施方式的DSP与FPGA之间的通信原理图；

[0033] 图7为本发明具体实施方式的过零检测电路原理图；

[0034] 图8为本发明具体实施方式的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置的电路拓扑结构图；

[0035] 图9为本发明具体实施方式的SPWM信号的光纤传输原理图；

[0036] 图10为本发明具体实施方式的IGBT 2H桥逆变单元结构示意图；

[0037] 图11为本发明具体实施方式的脉冲发生器逻辑结构图；

[0038] 图12为本发明具体实施方式的改进ip-iq无功功率电流检测原理图；

[0039] 图13为本发明具体实施方式的三角载波比较控制原理图；

[0040] 图14为本发明具体实施方式的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿方法流程图。

具体实施方式

[0041] 下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细说明。

[0042] 如图1所示，本实施方式的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置，包括电流互感器、电压互感器、AD采样板、主控装置、电压过零检测电路、通信控制装置、脉冲发生器、脉冲分配板、SPWM信号传输电路、2H桥级联逆变电路、滤波器、PLC、触摸屏和IO板；

[0043] 电流互感器的输入端、电压互感器的输入端均连接至10kV电网，电流互感器的输出端连接电流调理电路的输入端，电压互感器的输出端连接电压调理电路的输入端，电流调理电路的输出端、电压调理电路的输出端均连接至AD采样芯片的输入端，AD采样芯片的输出端连接至主控装置的输入端，主控装置分别与通信控制装置、脉冲发生器、电压过零检测电路、2H桥级联逆变电路连接，通信控制装置连接PLC，PLC连接触摸屏，脉冲发生器的输出端连接脉冲分配板的输入端，脉冲分配板的输出端连接SPWM信号传输电路的输入端，SPWM信号传输电路的输出端连接2H桥级联逆变电路的输入端，2H桥级联逆变电路的输出端连接滤波器的输入端，滤波器的输出端连接至10kV电网，2H桥级联逆变电路另一输入端连接IO板的输出端，IO板的另一个输出端连接至通信控制装置。

[0044] 通信控制装置是用于接收经IO板反馈的10kV电网的无功功率补偿状态数据并将该数据传输至触摸屏显示的装置。

[0045] 电流互感器的型号为CSM300B，电压互感器的型号为VSM025A，AD采样板包括电流调理电路、电压调理电路和AD采样芯片，其中，AD采样芯片的型号为AD7266BSU。

[0046] AD采样板主要对通过电压互感器和电流互感器采集的信号进行采样，采集了系统三相电压uS、系统三相电流iS、负荷电流ih、逆变侧输出的电流ig、逆变侧直流电容电压udc，总共9个模拟量输入。型号为TMS320F28335的DSP内部集成了16个转换通道12位AD转换器，具有2个采样保持器，因此在同一时刻只能采样2路模拟信号。本装置要同时采样13路信号在考虑预留信号时，需要16路AD转换通道，因此DSP控制器使用外扩AD采样芯片，即AD采样板中的AD采样芯片AD7266BSU。AD7266是一款Analog Device公司12-bit,高速，低功耗，逐次逼近的双通道同时采样AD芯片，因为AD7266允许信号电压范围为100mV到2.5V，所以在进入AD采样芯片前的电压、电流信号要进行调理才能进行采样。

[0047] 由于每路信号的调理电路原理一样，这里只对A相电流调理电路及AD采样芯片进行说明，如图2所示，电流调理电路与电流互感器CSM300B的连接如图2所示，电流调理电路采用两级放大电路，其中，信号HV_IA为电流调理电路的输出信号，电流互感器CSM300B的脚1与电源+15V相连，CSM300B的脚2与电源-15V相连，CSM300B的脚3分别与R20、R22、C31相连，CSM300B的脚4分别与地、R20、R21、C31相连，放大器U1A(LM2904DR2)的脚2分别与R21、C32、R23相连，放大器U1A的脚3分别与R22、R24、C33相连，放大器U1A的脚
4分别与VCC-5V、C37的一端相连，放大器U1A的脚8分别与VCC+5、C36的一端相连，C36的另一端、C37的另一端接地，放大器U1A的脚1分别与R23、R25的一端、C32相连，R25另一端分别与C35、R26相连，R26的另一端与R27相连，放大器U1B(LM2904DR2)的脚6分别与R27、R31相连，检测信号XADVREFA接R28，再接R29与LM2904DR2的脚5相连，放大器U1B的脚5分别与R29、R30相连，R30另一端接地，放大器U1B的脚7分别与R31、R32相连，C34另一端接地。

[0048] 图2中的第二级运算放大器构成了减法电路，外部信号HV_IA来自电流互感器对2H桥级联逆变电路的测量信号，由公式(1)可以看出，此信号叠加在信号VA上，起到降低第二级运算输出电压VE电平的作用。外部电压信号VREF是来自AD采样芯片4引脚输出的外部参考电压，外部参考电压范围由模拟输入所决定，可以得到第二级运算放大器的输出电压为:

[0049]

[0050] 其中：

[0051]

[0052] 在本实施例的电阻值已经选好，则由公式(2)得 且VREF范围在0～5V。因此通过式(1)减法电路的调理将双极性信号调整到单极性信号。并且电压信号VE在
0～1.25V之间，满足AD采样芯片的采样范围。则AD采样芯片如图4所示。AD采样的结果通过输出引脚DOUTA、DOUTB传输给DSP处理器进行进一步处理计算。

[0053] 直流电压调理电路原理图如图6所示，直流电压和交流电压采样都用霍尔电压互感器VSM025A，不同的是直流电压采样输出的是直流信号，经过两级电压跟随器的调理输出采样信号，所以不需要电压偏移。

[0054] 电压调理电路与电压互感器VSM025A的连接如图3所示，电压调理电路采用两级放大电路，电压调理电路中，电压互感器VSM025A的脚1接VCC+15V，VSM025A的脚2接VCC-15V，VSM025A的脚3分别与R33、R34、C48相连，VSM025A的脚4接AGND，放大器U3A(LM2904DR2)的脚3接R34，放大器U3A的脚2接脚1，U3A的脚4接VCC-5V与C49，U3A的脚8接VCC5V与C50，C49与C50接地，U3A的脚1分别接其脚2、R38，R38接R35，外来信号逆变侧直流电容电压udc接R35、R38，U3B的脚5接R35,脚6接脚7，U3A的脚7与R36相连，R36分别与AD7266BSU的脚18、整流器DAN217U的脚3相连，DAN217U的脚1与VCC3V3相连，DAN217U的脚2与AGND相连。

[0055] AD采样芯片AD7266BSU的电路如图4所示，检测信号XADVREFA接U2B(LM2904DR2)的6脚和7脚，U2B(LM2904DR2)的5脚与AD7266的脚4、电容C40相连,C40另一端接地，U2B(LM2904DR2)的4脚一路接-5V电源，且另一路接电容C39再接地，U2B(LM2904DR2)的8脚接电源+5V，且经电容C38接地，检测信号XADVREFB接U2A(LM2904DR2)脚1、脚2，U2A(LM2904DR2)的脚3接AD7266的脚20与电容C41，C41另一端接地，AD7266的脚3与电源+5V，C45,C44相连，AD7266的脚5、脚6、脚19接地，电容C44,C45接地，AD7266的脚31接VCC3V3与电容C47一端，电容C47另一端接地，AD7266的脚32与电源+5V、电容C46一端相连，电容C46另一端接地，AD7266的脚1、脚29与地相连，AD7266的脚A0、A1、A2分别接DSP_AO、DSP_A1、DSP_A2，引脚DOUTA、DOUTB分别接DSP_DA、DSP_DB，SCLK与CS分别接DSP_SK、DSP_CS，AD7266的脚7接电流调理电路的电阻R32及C34，信号XAD_VREFA、XAD_VREFB作用是将芯片上的参考电压作为外部系统的参考，作为电压调理电路二级运放的同相电压输入，主要起控制电压范围的作用。

[0056] 通信控制装置和脉冲发生器均采用型号为EP3C25Q240C8的FPGA，主控装置采用型号为TMS320F28335的DSP。

[0057] EP3C25Q240C8及其外扩SRAM如图5所示，SRAM采用型号为EPCS4S18N的芯片，FPGA2的脚12与EPCS4S18N的脚5相连，FPGA2的脚14与EPCS4S18N的脚1相连，FPGA2的脚23与EPCS4S18N的脚6相连，FPGA2的脚24与电阻R9、R10相连，R9、R10并联后与EPCS4S18N的脚2相连，EPCS4S18N的脚6与其脚4之间连接电容C27，其脚4接地，EPCS4S18N的脚3、脚7、脚8接电源，EPCS4S18N的脚8与地之间接电容C28。

[0058] 本实施方式的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置的控制核心由DSP+双FPGA控制器组成。采用这种混合控制器是因为仅仅使用DSP处理控制算法和产生SPWM脉冲时，只能采用比较简单的控制算法来实现，然而对于高压大容量无功功率补偿(SVG)装置需要采用复杂且先进的控制算法，单DSP已经不能满足装置控制的要求，所以采用DSP+双FPGA控制方式。

[0059] 基于DSP+双FPGA结构的SVG无功补偿装置的控制器，DSP主要负责对采样信号处理，控制算法的完成，发出保护控制命令；FPGA1则根据DSP产生的无功补偿指令产生2H桥电路的SPWM脉冲信号；FPGA2主要完成与触摸屏间的通信。采用DSP+双FPGA控制结构的优越性在于：结构灵活可靠；通用性较强；通过软件编程即可修改不同的算法，适用于模块化设计；处理速度效率高并且其开发周期较短便于维护和扩展，适用于实时信号的运算与处理。

[0060] DSP与FPGA之间的通信原理如图6所示，该DSP+双FPGA结构中，DSP型号为TMS320F28335，主要负责对采样信号处理和发出保护控制命令；FPGA1(EPCS4S18N)则根据DSP产生的无功补偿指令产生2H桥级联逆变电路的SPWM脉冲信号，脉冲发生器FPGA1逻辑结构如图11所示；FPGA2(EP3C25Q240C8)主要完成与触摸屏间的通信。它们之间的通信是DSP的脚SPISIMOA与FPGA1的脚DIFFIO_L13p相连，DSP的脚SPISOMIA与FPGA1的脚DIFFIO_L13n相连，DSP的脚SPICLKA与FPGA1的脚RUP1相连，DSP的脚SPISTEA与FPGA1的脚RDN1相连，DSP的脚SCITXDA与FPGA1的脚DIFFIO_R9n相连，DSP的脚SCIRXDA与FPGA1的脚DIFFIO_R9p相连，FPGA2的脚214(XA0)与DSP的脚XA[0]相连，FPGA2的脚216(XA1)与DSP的XA[1]相连，依次类推FPGA2的IO口到239与DSP的到脚XA[18]相连，脚181(XRD)与DSP的脚XRD相连，脚182(XWR)与DSP的脚XWE相连，脚183(XD0)与DSP的脚XD[0]相连，脚184(XD1)与DSP的脚XD[1]相连，同样依次类推，FPGA2的IO口与DSP的脚XD15相连，脚240(FPGASEL)与DSP的脚XZCS2相连。

[0061] 如图6可以看出，DSP与FPGA1之间的通信采用异步串行SPI和SCI通信。DSP的SPI是一个高速同步的串行输入输出接口，允许可编程位长的串行位流(1-16位)以可编程的位传输率移入或移出设备，同时SPI支持主/从模式的多机通信，这里采用主控制器操作模式(主/从＝1即MASTER/SLAVE＝1),SPI通过SPICLKA(时钟)引脚为整个串行通信网络提供串行时钟。将计算得到SPWM的脉冲宽度的控制命令从SPISIMOA引脚输出，并锁存从SPISOMIA引脚输入的FPGA1脉冲发生器的反馈数据。SPI控制器的片选控制信号是通过SPISTEA引脚完成的，当DSP处理器发送数据给脉冲发生器FPGA1将SPISTEA引脚至低，待数据发送完毕后再将SPISTEA引脚至高。主控制器的SCI是一个双线异步串行端口，其支持CPU和其他使用标准零格式(NRZ)的异步外围设备间的数字通信。为了保证脉冲发生器准确的发生SPWM信号及在故障时有效的封锁脉冲将保护控制信号通过SCITXDA引脚输入到脉冲发生器，同时SCIRXDA接收FPGA1发送的反馈信号。

[0062] 为了避免DSP与FPGA之间通信传输速度慢，同时避免在大量数据的情况下处理数据延时长、实时性差，甚至出现数据拥塞现象，主控制器DSP在与FPGA2通信之间采用双口RAM通信方式。双口RAM芯片采用512K×16高速异步CMOSSRAM IS61LV51216。它是一个高度可靠耦合电路设计与创新技术结合的高性能、低功耗的设备。它与控制器的连接是通过多路复用的异步总线接口XINTF实现的，FPGA2要读取数据时，则通过使能FPGASEL引脚，当FPGASEL＝1时外部数据总线转换到16位数据总线，将DSP处理得到的显示数据整理好后通过双口RAM通信到FPGA2，经过进一步处理，最后通过RS485发送给显示屏及监控系统。读取完数据之后通过FPGASEL＝0该换回外部的数据总线进行其他程序的运算。

[0063] TMS320F28335片内存储器含有256K的Flash存储器和34K的SRAM，对于一个DSP系统来说，256K的Flash存储器可以满足程序的存储要求，34K的SRAM很可能不够用，因为在研发调试阶段，一般都是把程序装载在SRAM里运行，则需考虑扩展RAM用来装载程序，使编程速度和效率都会得到极大的改善。系统运行所需要的数据量比较大，需要足够的存储空间，因此也需要考虑进行外围扩展。本实施方式对DSP进行RAM扩展，包含电阻、电容及芯片EPCS4S18N。TMS320F28335的通信是FPGA2的脚12与EPCS4S18N的脚5相连，FPGA2的脚14与EPCS4S18N的脚1相连，FPGA2的脚23与EPCS4S18N的脚6相连，FPGA2的脚24与电阻R9、R10相连，R9、R10并联后与EPCS4S18N的脚2相连，EPCS4S18N的脚6与其脚4之间连接电容C27，其脚4接地，EPCS4S18N的脚3、脚7、脚8接电源，脚8与地之间接电容C28。

[0064] 为了保证本装置输出的交流电压与电网电压同频率，就需要一个检测同步信号电路来实现SPWM脉冲与电网同步。通过电压过零检测电路产生一个与电网同频率、其上升沿对应于电网信号正向过零的方波信号，利用TMS320F28335捕获单元对其过零检测，利用DSP的增强捕捉eCAP1引脚。同时作为DSP的同步中断源。当CPU发生中断时，在中断服务程序中采样瞬时电流值，从而检测电压、电流相位关系计算出功率因数角发送到触摸屏。同时此信号也作为脉冲发生器的同步信号。

[0065] 电压过零检测电路的原理如图7所示，包括电阻、电容、电压比较器LM311、光电转换器TLP1A、非门HD74HC14组成。其中，电压互感器VSMO25A的脚1与VCC+15相连，VSMO25A的脚2与VCC-15V相连，VSMO25A的脚3分别与R37一端、R39一端相连，VSMO25A的脚4分别与R37另一端、R38一端、LM311的脚3、地相连，R38另一端分别与R39另一端、R40一端相连，R40另一端与LM311的脚2相连，LM311的脚4接VCC-12V，LM311的脚1接地，LM311的脚7与R41一端、R43一端相连，LM311的脚8分别与VCC+12V、R43另一端相连，TLP1A的脚1分别与R41另一端、C51一端相连，TLP1A脚2分别与C51另一端、地相连，TLP1A脚16与VCC+3.3相连，脚15分别与C52一端、C53一端、R42一端、HD74HC14的脚1相连，C52另一端、R42另一端、C53另一端彼此相连且接地，HD74HC14的脚2与DSP FPGA_CAP相连。

[0066] 同步信号取自电网的A相电压，电压互感器测量出A相电压信号，该电压信号经过电阻R37、R39分压，电阻R40限流后送给电压比较器LM311，7引脚输出的信号是与电网同频同相的方波信号。若此信号直接通入DSP与FPGA时驱动能力较弱，因此加入了TLP521光耦器件，一方面为了增强驱动能力，另一方面增强抗干扰能力。用TLL器件HD74HC14使50Hz方波信号的上升沿和下降沿更陡、斜率更大，经过此检测得到的方波信号即可被控制器识别。

[0067] SPWM脉冲发生采用全数字化的方法实现，其控制原理为三角载波与正弦调制波比较输出SPWM脉冲，三角载波设计为幅值频率固定，正弦调制波的频率恒定，幅值可调。因此经过比较输出可以得到脉冲宽度可调的SPWM脉冲。脉冲发生电路采用型号为EP3C40Q240C8的现场可编程的FPGA芯片。利用FPGA产生驱动脉冲比采用DSP产生脉冲更加可靠。因为采用微处理器产生脉冲，一旦微处理器死机，需要复位才能工作，时间较长，SVG必须停机。而采用FPGA编程产生驱动脉冲，FPGA不会重启动，即使出错也可能只是一个指令出错，不会导致整个FPGA工作不正常，所以也不会使SVG出现过电流、过电压，因而无需使SVG停机。采用FPGA芯片的另一个重要原因是SVG的主电路采用2H桥级联逆变电路，而对于DSP芯片很难实现SPWM波的调制，因此采用FPGA芯片。

[0068] DSP处理器负责完成AD采样控制计算，根据直接电流控制算法中补偿参考指令电流i′与逆变器输出电流i经过PI控制调节出调制系数k，通过串行通信将调制系数k送入FPGA，FPGA产生相应的SPWM波形。

[0069] SPWM信号的光纤传输原理图如图9所示，由于主控板容易受级联2H桥逆变主电路的强电磁干扰，为了避免这种影响及隔离高压信号和驱动信号，在设计中采用光纤用于SPWM信号的传输。由电阻、电容、SN75451BD、HFRB1521组成。其中，SPWM_1A_L分别与SN75451BD的脚2、脚1、脚8、C54一端、C55一端、R43一端、R45一端相连，SPWM_1A_R分别与R44一端、SN75451BD的脚7相连，VCC3V3分别与R43另一端、R44另一端相连，SN75451BD的脚4与地相连，SN75451BD的脚3分别与R45另一端、R46另一端、U14(HFRB1521)的脚1相连，SN75451BD的脚5分别与R46另一端、U15(HFRB1521)的脚1相连,U14(HFRB1521)的脚2与地相连。

[0070] 本系统的主回路采用2H桥级联逆变电路，该主电路将广义软开关技术应用到2H桥级联逆变器中，提高了整个装置的高效性和节能性，2H桥级联式多电平逆变器作为主回路的拓扑结构采用电压源型结构，以三角形连接方式，以便实现从感性到容性平滑的调节无功功率，其中的FC滤波器的作用是抑制谐波，防止电路产生谐振现象。其主电路拓扑结构如图8所示。

[0071] 本无功功率补偿装置应用到高压大功率场合，采用光纤用于SPWM信号的传输。其工作原理如图9所示，在传输过程中将脉冲信号转换成光信号来驱动IGBT。FPGA1控制器产生的SPWM脉冲信号，信号经过光纤发送器HFBR-1521进入光纤，沿着光纤传输到光接收器HFBR-2521，其光接收器HFBR-2521的原理与光发送器的相似。

[0072] 在本装置中，电压非正弦和负载不对称的条件，因此改进ip-iq检测理论，原理如图12所示。该理论结合d-q检测理论将系统电压跳变时的相角值φ加在无功电流检测过程中，这样可以对任意的电压进行检测，能检测出当系统发生故障或者振荡电压骤降时的相位跳变，再加上传统ip-iq对谐波和无功电流的实时检测性，消除了部分谐波的影响。同时为了保证SVG装置有效的对无功和谐波进行完全补偿，在检测过程中又加入了直流侧电容电压的检测，在逆变器直流侧电容电压保持稳定的前提下改进的ip-iq法才能够精确检测。

[0073] 采用所述的基于10kV电网的直挂式无功功率补偿装置进行无功补偿的方法，流程如图14，包括以下步骤：

[0074] 步骤1：电流互感器和电压互感器分别实时采集10kV电网的三相逆变器侧的瞬时电流和瞬时电压，并将瞬时电流和瞬时电压经AD采样板传输至主控装置；

[0075] 步骤2：主控装置根据瞬时电流iA，iB，iC和瞬时电压uA，uB，uC对10kV电网进行无功电流检测，得到无功功率补偿电流；

[0076] 步骤2.1：对采集到的瞬时电流和瞬时电压进行d-q坐标变换，即将d-q坐标系与三维直角坐标系以基波角频率ω进行同步旋转，得到瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq、电压的d轴分量和电压的q轴分量；

[0077] 三相的瞬时电压uA，uB，uC的d-q坐标变换公式如下

[0078]

[0079]

[0080]

[0081] 其中，相位角θ＝ωt，TABC/dq为d-q坐标系与三维直角坐标系的变换系数；

[0082] 根据式(3)的电压d-q坐标变换公式求出电压d轴分量ud和q轴分量uq，再经过低通滤波器LPF分离出直流分量 可得到：

[0083]

[0084]

[0085] 步骤2.2：根据瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq、电压的d轴分量和电压的q轴分量得到基波电压的幅值和相位；

[0086] 基波电压的幅值U表示如下：

[0087]

[0088] 基波电压的相位φ表示如下：

[0089]

[0090] 步骤2.3：采用锁相环(PLL)锁定A相瞬时电压的相位，产生瞬时电压的同步信号sinθ和cosθ，进而产生d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵C2；

[0091]

[0092] 其中，C1为clarke变换与三维直角坐标系的转换矩阵，

[0093]

[0094] 则，d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵

[0095] 步骤2.4：将瞬时电压的同步信号与基波电压的相位叠加，更新步骤2.3产生的d-q坐标系与clarke变换之间的转换矩阵，进而得到无功功率补偿电流；

[0096] 将C2中的θ改进为θ*＝θ+φ，即将瞬时电压的同步信号与基波电压的相位叠加，则C2更新为C′2。

[0097]

[0098] d-q坐标系与clarke变换之间的转换公式为

[0099]

[0100] 瞬时有功功率分量i′p和瞬时无功功率分量i′q经低通滤波器得到直流分量断开无功功率分量 分离出基波有功电流分量为：

[0101]

[0102] 则无功功率补偿电流为：

[0103]

[0104] 步骤3：计算无功功率补偿电流与三相逆变器侧的瞬时电流的差值Δi，对该差值进行PI调节并将电流信号转换为电压信号，并将该电压信号与脉冲发生器中的电压三角载波进行比较输出SPWM脉冲；

[0105] 三角载波比较控制原理如图13所示，，将无功功率补偿电流与三相逆变器侧的瞬时电流的差值Δi经过PI调节后再与三角载波进行比较，通过PI调节器将电流信号转换为电压信号，然后再与电压三角波进行比较输出SPWM脉冲波。在滞环比较后加入D触发器，实现定时时钟信号，保证在一个三角载波周期内同一个桥臂上的IGBT开关状态保持不变，使得IGBT的开关频率恒等于三角载波的周期频率。其中，PI经过计算取：

[0106]

[0107] 其中，kp为PI调节器的比例系数，kI为PI调节器的积分系数，Lo为负荷量，ωΔ为三角载波角频率，udc为逆变侧直流电容电压。

[0108] 步骤4：脉冲发生器对比较后输出的SPWM脉冲采用三角载波同相层叠开关频率优化的SPWM控制方法产生优化的SPWM脉冲，将优化的SPWM脉冲加入一个零序分量uZ，对优化的SPWM脉冲进行修正，得到无功补偿的SPWM脉冲，脉冲发生器逻辑图如图11所示；

[0109] 将2个幅值和频率均相同的三角载波层叠在横轴上侧和下侧，再与一个加入零序分量uZ的正弦调制波进行比较，从而产生SPWM脉冲波形

[0110]

[0111] 其中，uA,uB,uC分别为10kV电网的A相、B相、C相的瞬时电压；

[0112] 步骤5：无功补偿的SPWM脉冲信号经脉冲分配板进行分配，并在电压过零检测零点时触发如图10所示的2H桥级联逆变电路，当2H桥级联逆变电路产生故障时，将故障信号反馈至主控装置，并停止工作，否则执行步骤6；

[0113] 步骤6：2H桥级联逆变电路输出的信号经FC滤波器滤波后，对10kV电网进行无功功率补偿；

[0114] 步骤7：10kV电网的无功功率补偿状态数据通过IO板传输至通信控制装置，通信控制装置再将数据传递至PLC，PLC再将数据通过触摸屏显示出来。