电源再生转换器和电力转换装置

摘要

本发明提供电源再生转换器和电力转换装置。所述电源再生转换器包括：电力转换部，把从交流电源提供的交流电转换成直流电，并且把直流电转换成作为再生电力提供给所述交流电源的交流电；LCL滤波器，具有电抗器部和电容器，所述电抗器部包含串联连接在所述电力转换部和所述交流电源之间的多个电抗器，所述电容器的一端连接在所述电抗器部中的电抗器的串联连接点上；驱动控制部，基于交流电压指令控制所述电力转换部；以及电压指令补偿部，计算与作为所述电抗器的串联连接点电压的电容器电压对应的补偿值，并把所述补偿值加在向所述驱动控制部输入的交流电压指令上。

权利要求

1.一种电源再生转换器，其特征在于，该电源再生转换器包括：电力转换部，其把从交流电源提供的交流电转换成直流电，并且把直流电转换成作为再生电力提供给所述交流电源的交流电；

LCL滤波器，其具有电抗器部和电容器，所述电抗器部包含串联连接在所述电力转换部和所述交流电源之间的2个电抗器，所述电容器的一端连接于所述电抗器部中的所述2个电抗器的串联连接点；

驱动控制部，其根据交流电压指令控制所述电力转换部；以及电压指令补偿部，其计算与作为所述2个电抗器的串联连接点电压的电容器电压对应的补偿值，并把所述补偿值加在向所述驱动控制部输入的交流电压指令上，其中，所述补偿值是通过如下方式得到的：将利用低通滤波器对所述电容器电压进行滤波处理而得到的值乘以系数，由此得到所述补偿值。

2.根据权利要求1所述的电源再生转换器，其特征在于，所述交流电源是三相交流电源，

所述电抗器部和电容器按照所述交流电源的各相而设置。

3.根据权利要求2所述的电源再生转换器，其特征在于，所述各相的电容器的另一端相互连接。

4.根据权利要求2所述的电源再生转换器，其特征在于，所述各相的电容器的另一端连接于其他相的电抗器部中的所述2个电抗器的串联连接点。

5.根据权利要求2所述的电源再生转换器，其特征在于，该电源再生转换器还包括电流检测部，所述电流检测部检测流过所述电力转换部和所述三相交流电源之间的电流，所述电压指令补偿部根据由所述电流检测部检测出的电流和所述交流电压指令，估计所述电容器电压，并计算与估计值对应的补偿值。

6.根据权利要求1所述的电源再生转换器，其特征在于，该电源再生转换器还包括电压检测部，所述电压检测部检测所述电容器电压，所述电压指令补偿部根据由所述电压检测部检测出的所述电容器电压，计算所述补偿值。

7.一种电力转换装置，其特征在于，

该电力转换装置包括：

权利要求1～6中任意一项所述的电源再生转换器；以及连接于所述电源再生转换器的逆变器。

说明书

电源再生转换器和电力转换装置

[0001] 本申请基于2012年04月20日向日本特许厅提交的日本专利申请2012-097133号，因此将所述日本专利申请的全部内容以引用的方式并入本文。

技术领域

[0002] 本发明公开的实施方式涉及电源再生转换器和电力转换装置。

背景技术

[0003] 以往，公知的电源再生装置是电源再生转换器。电源再生转换器例如配置在控制电动机的逆变装置和三相交流电源之间。在电动机减速时，从电动机经由逆变装置向电源再生转换器供电。电源再生转换器利用开关元件把所述电力转换成交流电，并提供给三相交流电源。

[0004] 众所周知的是，电源再生转换器的通电方式有PWM控制方式和120度通电方式。在上述通电方式中，通过对开关元件进行开关来输出电压。因此输出电压包含高频成分。所以在电源再生转换器中，在三相交流电源和开关元件之间设置有滤波器。滤波器通过降低高频成分的影响，使输入输出电流平滑。

[0005] 所述滤波器包含电抗器和电容器。因此，滤波器成为产生共振现象的原因。对此，例如在日本专利公开公报特开2006-340466号记载的电源再生转换器中，通过在LCL滤波器中追加阻尼电阻，抑制了共振现象。

[0006] 然而，如日本专利公开公报特开2006-340466号所记载的电源再生转换器那样，如果在LCL滤波器中追加阻尼电阻，则会产生因阻尼电阻导致耗电增加和发热等缺点。此外，也会产生成本增加和难以使电源再生转换器小型化等缺点。

[0007] 此外，在通过长距离配线把三相交流电源连接在电源再生转换器上的情况下，线路的电感（电源阻抗）的大小与LCL滤波器的电感成分相比，变成不能忽略的程度。这使得电源再生转换器内的电流控制系统的响应性下降。因此有可能使三相交流电源侧的电流和/或电压产生振荡。

发明内容

[0008] 一个实施方式的目的在于提供一种电源再生转换器和电力转换装置，可以抑制因LCL滤波器的共振现象和电源阻抗引起的三相交流电源侧的电流和/或电压的振荡。

[0009] 一个实施方式的电源再生转换器包括电力转换部、LCL滤波器、电压指令补偿部和驱动控制部。所述电力转换部把从交流电源提供的交流电转换成直流电，并且把直流电转换成作为再生电力提供给所述交流电源的交流电。所述LCL滤波器包括电抗器部和电容器，所述电抗器部包含串联连接在所述电力转换部和所述交流电源之间的多个电抗器，所述电容器的一端连接于所述电抗器部中的电抗器的串联连接点。所述驱动控制部根据交流电压指令控制所述电力转换部。所述电压指令补偿部计算出与作为所述电抗器的串联连接点电压的电容器电压对应的补偿值，并把所述补偿值加在向所述驱动控制部输入的交流电压指令上。

[0010] 按照一个实施方式，可以抑制因LCL滤波器的共振现象和电源阻抗引起的三相交流电源侧的电流和/或电压的振荡。

附图说明

[0011] 图1是表示第一实施方式的电源再生转换器的结构示例的图。

[0012] 图2是表示第一实施方式的电源再生转换器的控制部的结构示例的图。

[0013] 图3是表示三相交流电源和电力转换部之间的电流和电压的关系的图。

[0014] 图4是不进行电压指令修正时的LCL滤波器模型的框图。

[0015] 图5是表示第一实施方式的电容器电压检测器的结构示例的图。

[0016] 图6是进行了电压指令修正时的LCL滤波器模型的框图。

[0017] 图7是表示不进行电压指令修正时的电源再生转换器的控制结构的图。

[0018] 图8是表示第二实施方式的电源再生转换器的结构示例的图。

具体实施方式

[0019] 在下面的详细说明中，出于说明的目的，为了提供对所公开的实施方式的彻底的理解，提出了许多具体的细节。然而，显然可以在没有这些具体细节的前提下实施一个或更多的实施方式。在其它的情况下，为了简化制图，示意性地示出了公知的结构和装置。

[0020] 下面参照附图，对本发明公开的电源再生转换器和电力转换装置的实施方式进行详细说明。此外，本发明不限于以下所示的实施方式。

[0021] （第一实施方式）

[0022] 图1是表示第一实施方式的电源再生转换器的结构示例的图。如图1所示，第一实施方式的电源再生转换器1配置在三相交流电源2和逆变装置3之间。电源再生转换器1在三相交流电源2和逆变装置3之间进行电力转换。电源再生转换器1可以把交流电转换成直流电以及把直流电转换成交流电。即，电源再生转换器1可以进行双向电力转换。

[0023] 电力转换装置5包含电源再生转换器1和逆变装置3。电力转换装置5的运转状态可以在驱动电动机4的动力运转状态和向三相交流电源2进行电源再生的再生运转状态之间进行切换。

[0024] 在动力运转时，电源再生转换器1作为转换装置发挥功能。电源再生转换器1把从三相交流电源2提供的交流电转换成直流电。逆变装置3把由电源再生转换器1转换的直流电转换成交流电，并提供给电动机4。由此，电动机4被驱动。

[0025] 另一方面，在再生运转时，逆变装置3通过驱动其内部的开关元件，把因电动机4减速而在电动机4中产生的感应电动势转换成直流电。逆变装置3把所述直流电提供给电源再生转换器1。电源再生转换器1把从逆变装置3提供的直流电转换成交流电，并提供给三相交流电源2。由此，实现了电源再生。

[0026] 电源再生转换器1包括电力转换部10、LCL滤波器20、电流检测部21、电源电压检测部22、直流母线电压检测部23和控制部30。

[0027] 电力转换部10配置在三相交流电源2和逆变装置3之间。所述电力转换部10包括多个开关元件Q1～Q6、多个二极管D1～D6和平滑电容器C1。

[0028] 多个开关元件Q1～Q6进行了三相桥接。各开关元件Q1～Q6分别反并联连接有二极管D1～D6。此外，开关元件Q1～Q6例如也可以是包含IGBT和MOSFET在内的自消弧型半导体元件。

[0029] LCL滤波器20是具有低通特性的滤波器。LCL滤波器20使流过电力转换部10和三相交流电源2之间的输入输出电流平滑。所述LCL滤波器20具有分别对应于三相交流电源2的R相、S相、T相的串联连接的多个电抗器。此外，LCL滤波器20具有分别对应于三相交流电源2的三相的三个电容器。各电容器的一端连接在各相的电抗器的串联连接点上。各电容器的另一端相互（公共）连接。

[0030] 具体而言，在R相和电力转换部10之间配置有串联连接的多个电抗器L1r和L2r、电容器C1r。电容器C1r的一端连接在电抗器L1r和L2r的串联连接点上。在S相和电力转换部10之间配置有串联连接的多个电抗器L1s和L2s、电容器C1s。电容器C1s的一端连接在电抗器L1s和L2s的串联连接点上。在T相和电力转换部10之间配置有串联连接的多个电抗器L1t和L2t、电容器C1t。电容器C1t的一端连接在电抗器L1t和L2t的串联连接点上。而且，电容器C1r、C1s和C1t的另一端相互（公共）连接。把这种电容器连接方式称为星形连接。

[0031] 此外，电容器的连接结构不限于此。例如电容器C1r也可以连接在电抗器L1r和L2r的串联连接点与电抗器L1s和L2s的串联连接点之间。电容器C1s也可以连接在电抗器L1s和L2s的串联连接点与电抗器L1t和L2t的串联连接点之间。电容器C1t也可以连接在电抗器L1t和L2t的串联连接点与电抗器L1r和L2r的串联连接点之间。把这种电容器连接方式称为三角形连接。

[0032] 电流检测部21检测流过三相交流电源2的R相、S相、T相的各相与电力转换部10之间的电流。电流检测部21把检测结果输出到控制部30。电流检测部21例如也可以是利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流的电流传感器。

[0033] 电源电压检测部22反复持续检测从三相交流电源2输出的交流电压的瞬时值。具体而言，电源电压检测部22监视三相交流电源2的R相、S相、T相各相与LCL滤波器20之间的连接点。电源电压检测部22检测出这些连接点上的三相交流电源2的各相电压的瞬时值。电源电压检测部22把检测结果作为交流电压检测值VR、VS、VT输出。交流电压检测值VR是R相电压的瞬时值。交流电压检测值VS是S相电压的瞬时值。交流电压检测值VT是T相电压的瞬时值。

[0034] 直流母线电压检测部23反复持续检测电力转换部10的逆变装置3侧的直流电压的瞬时值。具体而言，直流母线电压检测部23检测平滑电容器C1的端子间电压值，并作为直流电压值Vdc输出到控制部30。

[0035] 控制部30控制电力转换部10。控制部30包括相位检测部31、A/D转换部32、直流链电压控制部33、电流控制部34和驱动控制部35。

[0036] 相位检测部31根据从电源电压检测部22输出的交流电压检测值VR、VS、VT，检测出三相交流电源2的电压相位，并作为电压相位检测值θrst输出。所述电压相位检测值θrst被输出到电流控制部34。电压相位检测值θrst用于电流控制部34中的电流控制。此外，根据交流电压检测值VR、VS、VT计算出三相交流电源2的相位的技术是公知技术，相位检测部31例如包含PLL（Phase Locked Loop：锁相环）等。

[0037] A/D转换部32通过对电流检测部21检测出的R相电流、S相电流、T相电流进行A/D转换，将其转换成作为数字值的相电流检测值IR、IS、IT。相电流检测值IR是R相电流的瞬时值。相电流检测值IS是S相电流的瞬时值。相电流检测值IT是T相电流的瞬时值。

[0038] 直流链电压控制部33根据从未图示的上位控制器接受的直流电压指令Vdc*，输出电流指令，以使平滑电容器C1的端子间电压保持固定。直流链电压控制部33是电压调节器（Automatic Voltage Regulator：AVR）。直流链电压控制部33对直流电压值Vdc和直* *流电压指令Vdc进行比较，例如通过进行PI控制，生成d轴电流指令Id 和q轴电流指令* * *
Iq。q轴电流指令Iq是有效电流的目标电流值。d轴电流指令Id 是无效电流的目标电*
流值。此外，在设功率因数为1的情况下，将d轴电流指令Id设为零。

[0039] 电流控制部34利用控制运算生成电压指令VR*、VS*、VT*，以使从直流链电压控制部* *33输出的与d轴电流指令Id以及q轴电流指令Iq 对应的d轴电流以及q轴电流流动。

[0040] 驱动控制部35根据从电流控制部34输出的电压指令VR*、VS*、VT*，生成驱动各开关元件Q1～Q6的PWM信号S1～S6。所述PWM信号S1～S6在高电平时是使开关元件Q1～Q6成为导通状态的导通指令。

[0041] 构成LCL滤波器20的电容器C1r、C1s、C1t的端子电压Vc是电抗器的串联连接点的电压。因此，下面有时把所述端子电压称为电容器电压Vc。第一实施方式的电流控制部34计算出与电容器电压Vc对应的补偿值，并把所述补偿值加在电压指令上。由此，可以抑制因LCL滤波器20共振而引起的电流和/或电压的振荡。此外，也可以抑制因长距离配线产生的线路电感（电源阻抗）而引起的电流和/或电压的振荡。下面对电流控制部34进行详细说明。

[0042] 图2是表示第一实施方式的电流控制部34的结构示例的图。如图2所示，电流控制部34包括3φ/dq转换器40、减法器41、42、电流调节器43、44、加法器45、46、51、52、电容器电压检测器47、48、乘法器49、50以及dq/3φ转换器53。此外，电压指令补偿部的一个例子包含加法器45、46、电容器电压检测器47、48以及乘法器49、50。

[0043] 3φ/dq转换器40根据相电流检测值IR、IS、IT计算出q轴电流值Iq和d轴电流值Id。具体而言，3φ/dq转换器40把相电流检测值IR、IS、IT转换成固定坐标上的垂直的2轴成分（α和β成分）。并且，3φ/dq转换器40根据相位检测部31检测出的电压相位检测值θrst，把αβ轴坐标系的成分（α和β成分）转换成由dq轴构成的旋转坐标系的q轴成分和d轴成分。

[0044] 减法器41计算出作为q轴电流指令Iq*和q轴电流值Iq的偏差的q轴电流偏差，并输出到电流调节器（Automatic Current Regulator：ACR）43。电流调节器43例如对q轴电流偏差进行PI控制。由此，电流调节器43生成使q轴电流偏差为零的q轴电压指令*Vq1，并输出到加法器45。

[0045] 加法器45通过把从乘法器49输出的q轴补偿值Vcmq加到q轴电压指令Vq1*上，* *生成q轴电压指令Vq2。加法器45把q轴电压指令Vq2输出到加法器51。加法器51把*
q轴电压指令Vq2和由未图示的解耦控制器生成的解耦补偿值相加。加法器51把加法结*
果作为q轴电压指令Vq输出到dq/3φ转换器53。

[0046] 此外，加法器51例如也可以把三相交流电源2的有效电压加在q轴电压指令Vq2*上。由此，还可以进行EMF补偿控制。此外，也可以由加法器51把ω（L＋Lg）Id加在q* *轴电压指令Vq2上，并且由加法器52把－ω（L＋Lg）Iq加在d轴电压指令Vd2 上。由此，还可以进行解耦补偿。在不进行解耦补偿和EMF补偿的情况下，电流控制部34也可以不具备加法器51和加法器52。

[0047] 电容器电压检测器47根据q轴电压指令Vq2*和q轴电流值Iq（也可以用q轴电*流指令Iq代替），生成与电容器电压Vc的q轴成分对应的补偿值Vcmq1。乘法器49将补偿值Vcmq1乘以增益系数K，生成q轴补偿值Vcmq。

[0048] 减法器42计算出作为d轴电流指令Id*和d轴电流值Id的偏差的d轴电流偏差，并向电流调节器44输出。电流调节器44例如对d轴电流偏差进行PI控制。由此，减法器*42生成使d轴电流偏差为零的d轴电压指令Vd1，并向加法器46输出。

[0049] 加法器46通过把从乘法器50输出的d轴补偿值Vcmd加在d轴电压指令Vd1*上，* *生成d轴电压指令Vd2。加法器46把d轴电压指令Vd2向加法器52输出。加法器52把*
d轴电压指令Vd2和由未图示的解耦控制器生成的解耦补偿值相加。加法器52把加法结*
果作为d轴电压指令Vd向dq/3φ转换器53输出。

[0050] 电容器电压检测器48根据d轴电压指令Vd2*和d轴电流值Id（也可以用d轴电*流指令Id代替），生成与电容器电压Vc的q轴对应的补偿值Vcmd1。乘法器50通过将补偿值Vcmd1乘以增益系数K，生成d轴补偿值Vcmd。

[0051] dq/3φ转换器53根据q轴电压指令Vq*和d轴电压指令Vd*，生成电压指令VR*、* *VS、VT，并向驱动控制部35输出。具体而言，dq/3φ转换器53例如根据以下公式（1）和* *
（2）计算出电压指令V和相位指令θa。

[0052] 电压指令V*＝（Vd*2＋Vq*2）1/2 …（1）

[0053] 相位指令θa*＝tan-1（Vq*/Vd*） …（2）

[0054] dq/3φ转换器53通过把电压相位检测值θrst加在相位指令θa*上，计算出相* * * *位θp。而且，dq/3φ转换器53根据电压指令V和相位θp，求出电压指令VR、VS、VT。例* *
如dq/3φ转换器53根据以下公式（3）～（5）求出R相电压指令VR、S相电压指令VS和T*
相电压指令VT。

[0055] VR*＝V*×sin（θp） …（3）

[0056] VS*＝V*×sin（θp－（2π/3）） …（4）

[0057] VT*=V*×sin(θp+(2π/3）） …（5）

[0058] 如上所述，实施方式的控制部30把与LCL滤波器20所包含的电容器的端子电压*Vc对应的q轴补偿值Vcmq加在q轴电压指令Vq1上。而且，控制部30把与LCL滤波器20*
所包含的电容器的端子电压Vc对应的d轴补偿值Vcmd加在d轴电压指令Vd1上。由此，可以抑制因LCL滤波器20的共振和电源阻抗而引起的三相交流电源2侧的电流和/或电压的振荡。

[0059] 在此，对电容器电压Vc的检测进行说明。图3是表示三相交流电源2和电力转换部10之间的电流和电压关系的图。在图3中，“Lg”表示电抗器L1r、L1s、L1t的电感。“L”表示电抗器L2r、L2s、L2t的电感。“C”表示电容器C1r、C1s、C1t的电容。此外，“Ls”表示将三相交流电源2和LCL滤波器20之间连接的线路的电感Lpr、Lps、Lpt（参照图1）。

[0060] “I”表示流过电力转换部10和LCL滤波器20之间的电流。“Ig”表示流过LCL滤波器20和三相交流电源2之间的电流。“Vgrid”表示三相交流电源2和LCL滤波器20的连接点的电压。“Vpwm”表示电力转换部10的交流电压指令。此外，“Vgrid’”表示三相交流电源2的电压。

[0061] 在控制部30不进行基于补偿值的电压指令修正的情况下，图3所示的LCL滤波器20的模型可以表示成下述公式（7）。此外，下述公式（7）与图4所示的框图对应。图4是图
3所示的LCL滤波器模型的框图。

[0062]

[0063] 此外，把电容为C的三个电容器三角形连接的电路和把电容为C/3的三个电容器星形连接的电路是等价的。因此，在把电容器C1r、C1s、C1t三角形连接的情况下，把相当于电容器C1r、C1s、C1t的电容的1/3的值代入公式（7）记载的电容C即可。

[0064] 在没有忽略LCL滤波器20中的电抗器L2r、L2s和L2t的内部电阻的电阻值Rn的情况下，上述公式（7）可以表示成下述公式（8）。

[0065]

[0066] 根据上述公式（8），电容器电压Vc可以表示成下述公式（9）。

[0067]

[0068] 如果把电容器电压检测器47、48设为估计器，则通过把上述公式（9）进行拉普拉斯变换，可以导出下述公式（10）。此外，电容器电压检测器47、48包含低通滤波器。ωn是电容器电压检测器47、48的低通滤波器的截止频率。

[0069]

[0070] 在此，对电容器电压检测器47、48的结构进行说明。电容器电压检测器47和电容器电压检测器48具有相同的结构。因此，下面对电容器电压检测器47的结构进行说明。图5是表示电容器电压检测器47的结构示例的图。

[0071] 如图5所示，电容器电压检测器47包括乘法器61、62、65、减法器63、66以及加法器64。

[0072] 乘法器61将q轴电流值Iq乘以电抗器L2r、L2s、L2t的内部电阻值Rn，并输出乘法结果IqRn。乘法器62将q轴电流值Iq乘以ωnL，并输出乘法结果IqωnL。

[0073] 减法器63从q轴电压指令Vq2*减去乘法器61的乘法结果IqRn。加法器64在减法器63的减法结果上加上乘法器62的乘法结果IqωnL。乘法器65将加法器64的加法结果乘以ωn/（s＋ωn）。减法器66从乘法器65的乘法结果减去乘法器62的乘法结果。

[0074] 减法器66的减法结果是电容器电压检测器47的输出（补偿值Vcmq1）。补偿值Vcmq1可以表示成下述公式（11）。公式（11）是与上述公式（10）对应的公式。补偿值Vcmq1*是补偿作为q轴成分的电压指令的q轴电压指令Vq1的补偿值。补偿值Vcmq1是通过用截止频率ωn的低通滤波器对q轴成分的电容器电压Vcq进行滤波处理而得到的值的估计值。

[0075]

[0076] 如上所述，实施方式的控制部30计算出与电容器电压Vc对应的补偿值，并把所述补偿值加在电压指令上。由此，可以抑制因LCL滤波器20的共振和电源阻抗引起的电流和/或电压的振荡。

[0077] 三相交流电源2侧的电流和/或电压的振荡包括：因LCL滤波器20的共振引起的振荡（共振引起的振荡）；以及三相交流电源2和LCL滤波器20之间的配线距离较长的情况下产生的因线路电感引起的振荡（线路电感引起的振荡）。在实施方式的电源再生转换器1中，可以抑制共振引起的振荡和线路电感引起的振荡双方。

[0078] 首先，对抑制共振引起的振荡的原理进行说明。在控制部30不进行基于补偿值的电压指令修正的情况下，如上所述，LCL滤波器20的模型可以表示成公式（7）。

[0079] 在三相交流电源2侧的线路电感（以下称为电源阻抗）较小的情况下，三相交流电源2和LCL滤波器20的连接点的电压Vgrid几乎不振荡。因此，Vgrid＝0（仅抽出变动成分并将其用上述公式（7）表示的情况）。在这种条件下，如果对上述公式（7）进行拉普拉斯变换，则LCL滤波器模型可以用下述公式（12）表示。

[0080]

[0081] 此外，如果上述公式（12）消去Vc、I、Ic，则可以表示成下述公式（13）。3

[0082] {(CLLg]s+(L+Lg)s}Ig=Vpwm... (13)

[0083] 而且，从电力转换部10的交流电压指令Vpwm到三相交流电源2的电流Ig（以下称为系统电流Ig）的传递函数Gs1（s）可以表示成下述公式（14）。

[0084]

[0085] 上述传递函数Gs1（s）的2次系数为零。因此，传递函数Gs1（s）是不衰减的系统，即，是振荡不收敛的系统。因而可以认为发生了因LCL滤波器20的共振而引起的振荡。

[0086] 另一方面，考虑对交流电压指令Vpwm进行修正的情况。在这种情况下，可以估计电容器电压Vc。把将所述电容器电压Vc乘以K/（Ts＋1）而得到的值加在交流电压指令（图6的Vpwm’）上。在这种情况下，LCL滤波器20的模型可以表示成图6所示的框图那样，此外，可以表示成下述公式（15）。

[0087]

[0088] 根据上述公式（15）可以得到下述公式（16）和（17）。

[0089]

[0090] {(CLLg)s3+(L+Lg)s}Ig=Vpwm ...(17)

[0091] 从上述公式（16）和（17）消去加法修正后的交流电压指令Vpwm。由此，可以得到下述公式（18）。

[0092]

[0093] 因此，从交流电压指令Vpwm’到系统电流Ig的传递函数Gs2（s）可以表示成下述公式（19）。

[0094]

[0095] 在所述传递函数Gs2（s）中存在全部次数s的系数。因此，传递函数Gs2（s）是衰减的系统，即，是振荡收敛的系统。所述衰减的程度可以用系数T和K来调整。因此，可以抑制共振引起的振荡。此外，如上述公式（19）所示，可以利用（LT＋LgT）s来得到阻尼效应。

[0096] 此外，在抑制共振引起的三相交流电源2侧的电压和/或电流的振荡的情况下，可以考虑检测三相交流电源2侧的电压Vgrid和对电压Vgrid进行反馈控制。可是，在电源阻抗小的情况下，三相交流电源2侧的电压Vgrid难以出现共振成分。因此，抑制这种共振并不容易。另一方面，估计或直接检测出的电容器电压Vc与电压Vgrid相比，与三相交流电源2侧的状态（例如电源阻抗的大小）无关。因此，通过利用电容器电压Vc，可以容易地抑制共振引起的振荡。

[0097] 下面对抑制因电源阻抗（线路电感）引起的振荡的原理进行说明。在控制部30不进行基于与电容器电压Vc对应的补偿值的电压指令修正的情况下，电源再生转换器1的控制结构如图7所示。图7是表示不进行电压指令修正时的电源再生转换器1的控制结构的图。

[0098] 如图7所示，电源再生转换器1具有电压调节器（AVR）、电流调节器（ACR）和相位检测器（PLL）。电压调节器（AVR）控制直流链电压（直流母线电压）。电流调节器（ACR）控制电源再生转换器1的输入输出电流（交流电流）。相位检测器（PLL）检测从三相交流电源2提供的交流电压的相位。在所述结构中，通过抑制各控制器的响应频带中的干扰，可以抑制因电源阻抗引起的控制干扰所产生的振荡。

[0099] 例如将电流调节器设计成可以得到任意的频率响应ωs。在这种情况下，设定成电压调节器的响应为ωs的1/5倍，而且相位检测器的响应为ωs的5倍。由此，可以避免各自的响应频带干扰。

[0100] 成为电流控制对象的电路模型可以表示成如上述图3那样。在仅考虑基波成分作为电流控制对象的情况下，Ic中所含的谐波成分可以忽略。这是由于因电源阻抗引起的振荡是低频的。此外，由于Ic的基波成分也小，所以可以认为I＝Igrid。在这种情况下，电流控制的模型公式可以表示成下述公式（20）。此外，Lg’表示把Ls和Lg相加后的电感。此外，R表示电抗器L（图1所示的L2r、L2s、L2t）的内部电阻。R0表示存在于三相交流电源2（Vgrid’）和电容器端子（Vc）之间的电阻。

[0101]

[0102] 假设电源阻抗为已知的。在这种情况下，在电流调节器的PI控制中，为了把响应频率设定为ωs，也可以根据电感（Lg’＋L）和内部电阻（R＋R0），进行以下的处理。此外，Kp表示PI控制的比例增益。Ti表示PI控制的积分时间。

[0103]

[0104] Kp=(L′g+L)ωs ...(22)

[0105] Ti=(L′g+L)/(R+R0) ...(23)

[0106] 可以认为电源再生转换器1通常设置在各种场合。因此，连接在电源再生转换器1上的电源阻抗是不固定的、未知的。因此，使用以L为基准的方法，即，使用使Kp＝Lωs、Ti＝L/R的方法。可是，在该方法中，与上述公式（22）相比，增益Kp减小了Lg’部分。因而响应变慢。所以电感Lg’（特别是设想外的电源阻抗Ls）使电流控制系统的响应性降低。
因此，电感Lg’成为在与电压调节器之间产生控制干扰的主要原因。

[0107] 另一方面，考虑对交流电压指令Vpwm进行修正的情况。在这种情况下，可以估计电容器电压Vc。把所述电容器电压Vc加在交流电压指令上。电容器电压Vc与因三相交流电源2的电源电压Vgrid’和三相交流电源2侧的电感Lg’造成的电压变动部分对应。电容器电压Vc可以表示成下述公式（24）。

[0108]

[0109] 如果将这种电容器电压Vc与交流电压指令Vpwm相加，则上述公式（20）所示的电流控制的模型公式可以得到下述公式（25）。

[0110]

[0111] 上述公式（25）可以根据上述公式（24）表示成下述公式（26）。

[0112]

[0113] 整理上述公式（26）后可以得到下述公式（27）。

[0114]

[0115] 上述公式（27）没有包含电源电压Vgrid’和三相交流电源2侧的电感Ls。因此，在电流控制的设计中，可以使Kp＝Lωs、Ti＝L/R。由此，能够与有无电源阻抗无关地按照设计值ωs设定电流响应。

[0116] 如上所述，本实施方式的电源再生转换器1把与电容器电压Vc对应的补偿值加在交流电压指令Vpwm（电压指令Vq1*、Vd1*）上。由此，可以使电流响应成为任意的设计值ωs。其结果，可以防止电流控制系统的响应恶化和因控制干扰造成的振荡。此外，与电容器电压Vc对应的补偿值也可以不是加在电压指令Vq1*、Vd1*上，而是例如加在电压指令Vq*、Vd*或电压指令VR*、VS*、VT*上。

[0117] （第二实施方式）

[0118] 下面对第二实施方式的电源再生转换器进行说明。在第一实施方式的电源再生转换器1中，可以估计电容器电压Vc。另一方面，第二实施方式的电源再生转换器1A具有检测电容器电压Vc的电容器电压检测部71。此外，在第二实施方式中，对于具有与第一实施方式所示的结构部相同功能的结构部采用了相同标记，并省略了说明。此外，为了便于说明，一部分结构未图示。

[0119] 图8是表示第二实施方式的电源再生转换器1A的结构示例的图。如图8所示，电源再生转换器1A包括电容器电压检测部71和控制部30A。

[0120] 电容器电压检测部71检测电容器C1r、C1s、C1t的端子电压Vcr、Vcs、Vct。电容器电压检测部71把检测结果转换成固定坐标上的垂直的2轴成分（α和β成分）。此外，电容器电压检测部71基于电压相位检测值θrst，把α和β成分转换成由dq轴构成的旋转坐标系的q轴成分和d轴成分。q轴成分是q轴电容器电压检测值Vcq，d轴成分是d轴电容器电压检测值Vcd。

[0121] 电容器电压检测部71向控制部30A的电流控制部34A输出q轴电容器电压检测值Vcq和d轴电容器电压检测值Vcd。电流控制部34A具有低通滤波器（LPF）72、73，来替代电容器电压检测器47、48。

[0122] LPF72通过用截止频率ωn对q轴电容器电压检测值Vcq进行滤波，生成补偿值Vcmq1。LPF73通过用截止频率ωn对d轴电容器电压检测值Vcd进行滤波，生成补偿值Vcmd1。乘法器49通过将补偿值Vcmq1乘以增益系数K，生成q轴补偿值Vcmq。乘法器50通过将补偿值Vcmd1乘以增益系数K，生成d轴补偿值Vcmd。其他的处理与第一实施方式的控制部30中的处理相同。

[0123] 这样，在电源再生转换器1A中，用截止频率ωn对检测出的电容器电压Vc（Vcr、Vcs、Vct）进行滤波，此后乘以增益系数K。由此可以得到补偿值Vcmq和Vcmd。把补偿值* *Vcmq和Vcmd加在电压指令Vq1和Vd1 上。由此，电源再生转换器1A与电源再生转换器
1相同，可以使电流响应成为任意的设计值ωs。其结果，可以防止电流控制系统的响应恶化和因控制干扰造成的振荡。此外，电压指令补偿部的一个例子包含LPF72、73以及乘法器
49、50。

[0124] 在上述的电源再生转换器1、1A中，通过调整电流调节器43、44中的PI控制的比例增益，可以调整衰减系数。由此，可以进行更合适的衰减系数的调整。

[0125] 此外，电源再生转换器1、1A也可以进行解耦补偿和EMF补偿。

[0126] 得到电容器电压Vc的方法例如包括以下方法。即，首先利用图2所记载的电源电压检测部22，检测三相交流电源2和LCL滤波器20的连接点的电压（图3记载的Vgrid）。在所述电压上加上电感Lg和系统电流Ig的乘积。在这种情况下，电源再生转换器1、1A优选具有用于检测系统电流Ig的电流检测器。

[0127] 本领域技术人员可以容易地导出进一步的效果和变形例。因此，本发明的更宽范围的方式不限于以上所述的特定的详细且代表性的实施方式。因此，可以在不脱离权利要求及其等同物所定义的整体技术思想或范围的情况下进行各种变形。

[0128] 此外，本发明的电源再生转换器也可以是以下第一～第四电源再生转换器。第一电源再生转换器包括：电力转换部，其将从三相交流电源提供的交流电向直流电转换，以及从直流电向交流电转换以向所述三相交流电源进行再生；LCL滤波器，包括多个电抗器和电容器，多个所述电抗器分别串联连接在所述电力转换部和所述三相交流电源的各相之间，所述电容器的一端连接于所述电抗器的串联连接点，所述各相的电容器的另一端公共连接；电压指令生成部，生成电压指令；电压指令补偿部，计算与所述电抗器的串联连接点电压对应的补偿值，并把所述补偿值加在所述电压指令上；以及驱动控制部，基于由所述电压指令补偿部加上补偿值后的交流电压指令，控制所述电力转换部。

[0129] 第二电源再生转换器包括：电力转换部，将从三相交流电源提供的交流电向直流电转换，以及从直流电向交流电转换以向所述三相交流电源进行再生；LCL滤波器，包括多个电抗器和电容器，多个所述电抗器分别串联连接在所述电力转换部和所述三相交流电源的各相之间，所述电容器的两端连接于各相的所述电抗器的串联连接点之间；电压指令生成部，生成电压指令；电压指令补偿部，计算与所述电抗器的串联连接点电压对应的补偿值，并把所述补偿值加在所述电压指令上；以及驱动控制部，基于由所述电压指令补偿部加上补偿值后的交流电压指令，控制所述电力转换部。

[0130] 第三电源再生转换器在第一或第二电源再生转换器的基础上，还包括电流检测部，所述电流检测部检测流过所述电力转换部和所述三相交流电源之间的电流，所述电压指令补偿部根据由所述电流检测部检测出的电流和所述交流电压指令，估计所述电抗器的串联连接点电压，并计算与估计值对应的补偿值。

[0131] 第四电源再生转换器在第一或第二电源再生转换器的基础上，还包括电压检测部，所述电压检测部检测所述电抗器的串联连接点电压，所述电压指令补偿部计算与由所述电压检测部检测出的所述电抗器的串联连接点电压对应的补偿值。

[0132] 此外，本发明的电力转换装置也可以是以下的第一或第二电力转换装置。第一电力转换装置包括连接于三相交流电源的电源再生转换器和连接于所述电源再生转换器的逆变器，所述电源再生转换器包括：电力转换部，将从所述三相交流电源提供的交流电向直流电转换，以及从直流电向交流电转换以向所述三相交流电源进行再生；LCL滤波器，包括多个电抗器和电容器，多个所述电抗器分别串联连接在所述电力转换部和所述三相交流电源的各相之间，所述电容器的一端连接于所述电抗器的串联连接点，所述各相的电容器的另一端公共连接；电压指令生成部，生成电压指令；电压指令补偿部，计算与所述电抗器的串联连接点电压对应的补偿值，并把所述补偿值加在所述电压指令上；以及驱动控制部，基于由所述电压指令补偿部加上补偿值后的交流电压指令，控制所述电力转换部。

[0133] 第二电力转换装置包括连接于三相交流电源的电源再生转换器和连接于所述电源再生转换器的逆变器，所述电源再生转换器包括：电力转换部，将从所述三相交流电源提供的交流电向直流电转换，以及从直流电向交流电转换以向所述三相交流电源进行再生；LCL滤波器，包括多个电抗器和电容器，多个所述电抗器分别串联连接在所述电力转换部和所述三相交流电源的各相之间，所述电容器的两端连接在各相的所述电抗器的串联连接点之间；电压指令生成部，生成电压指令；电压指令补偿部，计算与所述电抗器的串联连接点电压对应的补偿值，把所述补偿值加在所述电压指令上；以及驱动控制部，基于由所述电压指令补偿部加上补偿值后的交流电压指令，控制所述电力转换部。

[0134] 出于示例和说明的目的已经给出了所述详细的说明。根据上面的教导，许多变形和改变都是可能的。所述的详细说明并非没有遗漏或者旨在限制在这里说明的主题。尽管已经通过文字以特有的结构特征和/或方法过程对所述主题进行了说明，但应当理解的是，权利要求书中所限定的主题不是必须限于所述的具体特征或者具体过程。更确切地说，将所述的具体特征和具体过程作为实施权利要求书的示例进行了说明。