一种电源的隔离转换电路

摘要

本发明涉及医疗器械电源技术领域，尤其涉及一种电源的隔离转换电路。所述电路，包括依次串联的开关模块、谐振模块、隔离模块、同步整流模块、取样放大模块、信号反馈隔离模块，还包括振荡过零控制模块、准跳跃PWM控制生成模块。本发明实施例具有以下优点：最大程度的避免了干扰；提高了电源效率；开关电源体积小。

权利要求

1.一种电源的隔离转换电路，包括依次串联的开关模块、谐振模块、隔离模块、同步整流模块、取样放大模块、信号反馈隔离模块，其特征在于，还包括振荡过零控制模块、准跳跃PWM控制生成模块；

所述振荡过零控制模块，其输入连接开关模块的输出，其输出连接开关模块的输入；用于将开关模块输出的电流波形的相位与自身产生的振荡脉冲的相位进行比较，再根据相位误差调整自身产生的振荡脉冲的相位，准确地控制输出的开关控制脉冲在谐振模块的过零点跳变；

所述准跳跃PWM控制生成模块，其输入接信号反馈隔离模块和振荡过零控制模块，其输出端接振荡过零控制模块；用于根据信号反馈隔离模块输出的反馈电压与内部基准电压的差值、并根据振荡过零控制模块输出的所述相位误差，产生一准跳跃PWM信号，将所述准跳跃PWM信号送入所述振荡过零控制模块，准确地控制在谐振模块的过零点，输出或不输出开关控制脉冲;所述准跳跃PWM控制生成模块具体包括：

基准电压生成单元，用于生成一基准电压；

参差调谐信号生成单元，用于比较所述反馈电压和所述基准电压的大小，生成包含电压差值信息的参差调谐信号；

相位同步、参差调谐计算单元，用于根据所述相位误差和参差调谐信号，计算所述准跳跃PWM信号的占空比，使所述准跳跃PWM信号的脉冲跳变准确的控制在谐振模块的过零点；

准跳跃PWM信号生成单元，用于根据所述占空比，生成所述准跳跃PWM信号。

2.如权利要求1所述隔离转换电路，其特征在于，所述准跳跃PWM控制生成模块还包括：信号激励单元，用于将微弱的准跳跃PWM信号放大，并起到高压隔离作用，防止所述振荡过零控制模块的高压干扰进入微弱电压的所述准跳跃PWM信号生成单元。

3.如权利要求1所述隔离转换电路，其特征在于，所述准跳跃PWM控制生成模块还包括：二次线性电源单元，用于对输入的一次电源进行削波，得到纯净的直流 电源。

4.如权利要求1所述隔离转换电路，其特征在于，所述基准电压生成单元输出的是一模拟电平电压，或者输出的是一数字时钟电压。

5.如权利要求1所述隔离转换电路，其特征在于，所述相位同步、参差调谐计算单元，由软件编程实现或者由数字电路硬件实现。

说明书

一种电源的隔离转换电路

技术领域

[0001] 本发明涉及医疗电源技术领域，尤其涉及一种电源的隔离转换电路。

背景技术

[0002] 医疗电源作为行业内高档电源之一，在其性能要求中，对电磁兼容要求及电源的稳定性要求是最重要的，在当前的医疗电源设计中，为了扩大使用范围，很多设计者都将电源的输入扩展当成设计方向之一，其中就有使用在汽车方面的医疗电源的设计。

[0003] 但这种设计中，面临了一个非常棘手的问题，汽车的火花干扰。我们知道，汽车在发动机工作的过程中，不但有发电机的电磁干扰，更有几万伏的火花塞点火干扰，这种干扰是很强的；另外汽车中的各种机电运行设备都产生极强的辐射干扰、主电路传导干扰，使医疗设备在正常工作时受到烦人的干扰，甚至无法正常工作、使医生产生误判。

[0004] 然而，汽车供电时的干扰解决技术的难点却不仅仅如此，更麻烦的是，各汽车的差异，新旧汽车的差异。汽车使用一段时间后，电机产生的火花、各电路产生的漏电干扰、发动机干扰等，都会发生重大变化，电磁干扰呈几何级上升。所以在这些电路的设计中，在现有市场的类似产品中，几乎所有遇到的现象是：试验时完全OK，但使用一段时间后就无法使用，或者在另一台汽车上就无法使用了。

[0005] 传统的医疗电源一般分EMC、PFC、电源主拓扑、次级整流稳压（简称整流稳压）几部分，有的电源虽然在描述上与上述表达不同，但都是这几部分。

[0006] EMC是电磁干扰滤除部分；

[0007] PFC是功率因数纠正部分；

[0008] 电源主拓扑是核心的转换电路部分；

[0009] 整流稳压是优化输出电流部分；

[0010] 为了实现汽车供电，目前的电源都在主拓扑部分后面设计成DC转换，将整流与DC/DC放在一起形成复合电路，称为DC转换。

[0011] 这样，当市电无输入时，将汽车输入接口引入汽车供电系统，DC转换电路就能实行各种转换的工作了，医疗设备也就可以用汽车供电了。虽然上述方式能解决汽车供电，但却正是这种方式，使汽车供电的干扰直接进入了医疗设备，造成很大的影响。

[0012] 为了解决这一现象，有的高档医疗电源，将AC输入部分的EMC部分增加在DC转换电路前面，以达到在一定程度上吸收内外干扰互串的问题。但相对汽车干扰，因其主要滤除的是高频干扰，对汽车的高低频复合干扰，其吸收作用就显得太弱小了，汽车强大的火花干扰几乎无阻地进入了医疗电源，并能通过电源进入医疗设备。

[0013] 我们知道，干扰的方式很多，但大体可分为传导、辐射和环路干扰三种主要形式。

[0014] 对于传导干扰，可以加装EMC电路消除干扰；

[0015] 对于辐射干扰，可以采取加屏蔽层的方式消除干扰。

[0016] 对于环路干扰，因其过程复杂，产生的原因也复杂，在各种干扰间，只要构成了闭合环路，就会出现干扰。这种干扰最难消除，同时，它和电路接线长短、PCB走线的方式等都有关系，大致认为，等于1/4波长的线长，接受的干扰最大。

[0017] 例如，辐射与地线之间的环路干扰，如图1所示。

[0018] 从图中我们可以看到，这种环路干扰，主要是通过辐射与地线的回路产生的；一般在低压供电时，我们都是用非隔离DC/DC方式，这就会出现某种形式的环路干扰，而很难避开。实践证明了这一点，在调试中，经辐射而产生的环路干扰，是无法消除的干扰，有时用电部分不采用公用电源，即使用电池供电，只要接上地线，马上就出现了很强的干扰。断开地线，干扰消失。这证明，只要能将地线隔离开来，就能有效的消除这种干扰。

[0019] 理论上，只要设计一个隔离电能传输电路，如图2所示，就可以达到消除这种干扰的目的。但实际设计时，却面临了很多问题，主要包括：隔离本身产生的干扰问题。

[0020] 图3是常见的采用汽车电源作为医疗电源的结构框图，可见，为了消除干扰，在汽车电源与DC转换之间加了隔离转换。

[0021] 为了对直流电进行隔离，我们必须对它进行斩波、整形，将直流电变成交流电。再由变压器进行隔离传输电能(虽然有另外的一些方式，例如光能传输、热能传输等，但因效率低、寿命短、设备庞大而受到极大的限制)；在这个过程中，电源本身又产生了很多谐波干扰，这是一个矛盾。

[0022] 为了解决这个问题，在隔离传输中，大家都设计成谐振方式，采用ZVS(零电压导通、下一个零电压或者零电流截止)模式来达到最大消除干扰的目的，这时，转换电路工作在正弦波状态，谐波最少，理论上完全无谐波。

[0023] 图4是目前效果最好的ZVS电路之一，我们先看一下这种设计的工作原理：

[0024] 图4包括：常用ZVS的工作原理示意图，参考点A的电流变化图和电压变化图，Q1、Q2为开关管，C1为谐振电容，L1为谐振电感，A点是电气参考点；

[0025] 我们将时间分为两段，t1和t2，这是两个时间段；将t0、tr、tx、ty、tz当成瞬间时间点。

[0026] 在静态下，Q1是截止的，Q2是导通的，这时电路未工作，是待机状态；

[0027] 当开始工作后，Q1先打开，持续时间为t1；这时A点的电流、电压会如附图4所示，电压直接升到VCC电源电压，而电流则从零开始上升，直到最高点ty；再慢慢下降，呈正弦波形；下降到tr时，电流为零，这时Q1截止，Q2导通，电流进入负半周状态，持续t2时间；达到绝对值最高点tz时，绝对值再慢慢减小，直到时间点tx，完成一个周期。这是整体的一个ZVS的工作过程。

[0028] 所以，在开关管打开的瞬间，电流为零，理论上，这时开关管的损耗为零。同时，因为开关过程中没有任何的功率波存在，这时的辐射也为零，干扰为零。

[0029] 参照图5A和图5B，我们将一个工作周期分成四部分来详细分析一下工作原理。

[0030] 图5A和图5B将一个周期的工作过程分成了a、b、c、d四个工作状态，Vo为原理图A点的电压变化，Io为流过谐振电路的电流；时间段分为t1、t2两个阶段。用t0、ty、tz表示状态转换的瞬间时间点；谐振环路内箭头方向为流过谐振电路的电流Io的方向。两只开关管的栅极驱动用驱动波形H表示；

[0031] 初始状态，开关管上电后，Q1截止，Q2导通，这是静态，未工作时的状态。

[0032] 工作开始的第一个状态，如图5A的a部分 所示，是Q1、Q2两只开关管的导通状态的改变，第一个驱动到来，Q1栅极变为高电平，由截止变为导通状态；同时Q2由高电平变为低电平，转为截止状态。这时A点电压变化如图5A的a部分 所 示，从0V转换到VCC电压，这个电压经电容C1、L1到电源地，构成回路。但根据电感特性，电感内部的电流不能突变，所以，在 的状态下，时间在t0的瞬间，电流为零，如图5A的a部分 的电流波形所示；随后，电感内部的电流开始变化，逐渐由零增大，不断为C1充电；当时间达到ty时刻，电流达到最大；当时间超过t0时，电流继续为C1充电，但因这时电容两端的电压的积累，开始呈现出对电流阻碍的作用，这时电流因电容的阻碍而减小；最后，电流最终因电容的阻碍达到0V，时间到达tr点。

[0033] 工作进入第二个状态，如图5A的b部分 所示。这时驱动脉冲转向，Q1栅极电平由高转低，Q2电平由低转为高，Q1截止，Q2导通。这时虽然开关管状态转换，但因电路中的电流为零（Q1由导通转为截止，上面的电压为零，Q2由截止转为导通，电流为流），这时的开关管损耗为零。这是tr瞬间。

[0034] 工作进入第三个状态，如图5B的c部分 所示，这时，电容内被充满了电，因Q2导通，电容里的电能通过Q2、L1构成回路，电流开始反方向放电，因电感L1内部的电流不能突变，其放电会如图5B的c部分 所示，呈正弦特性逐渐增大。当时间到达tz点时，电流达到最大，这时电感特性虽然呈电流增大的特性，但因电容内部的电能已经放掉一部分，剩余的部分不足以维持当前的电流，电流会开始下降。其特性也是呈正弦特性。

[0035] 工作进入第四个状态，如图5B的d部分 所示，随着电流的减小，在时间点tx瞬间，最终使电流达到0A，这时状态到了 d。电路恢复到初始状态，紧接着，电路会进入上述中的a状态，周而复始。

[0036] 整个的过程中，电流方向分两个方向，在t1时间内，电流是由Q1－C1－L1－GND，称为正向电流；在t2时间内，电流由C1－Q2－L1－Q2，称为反向电流。

[0037] 这就是ZVS的工作全过程。接下来，我们分析ZVS设计中的难点所在；

[0038] 如果负载恒定不变，则电路完全按照ZVS设计的思路进行工作，是没问题的，同时工作频率不变。但实际上，由于负载变化、输入电压变化等因素，其电路是在一个不稳定的情况下进行工作的，参照图6。有时，开关管Q1打开后，还未到时间点tr（过零点），输出的电能已经达到要求，如果继续让Q1导通，就会出现电能过剩，这时输出的电压会升高，达不到稳压的作用。于是，很多设计者不得不强制在tr前面进行对Q1判断，以达到稳定输出电压的作用。但这个时候，软开关就一定程度的变成了硬开关，不但效率低，干扰也会增加。

发明内容

[0039] 本发明所要解决的技术问题是：如何使输出的电压稳定，且不受各种干扰。

[0040] 在本发明实施例中，提出了一种电源的隔离转换电路，包括依次串联的开关模块、谐振模块、隔离模块、同步整流模块、取样放大模块、信号反馈隔离模块，还包括振荡过零控制模块、准跳跃PWM控制生成模块；

[0041] 所述振荡过零控制模块，其输入连接开关模块的输出，其输出连接开关模块的输入；用于将开关模块输出的电流波形的相位与自身产生的振荡脉冲的相位进行比较，再根据相位误差调整自身产生的振荡脉冲的相位，准确的控制输出的开关控制脉冲在谐振模块的过零点跳变；

[0042] 所述准跳跃PWM控制生成模块，其输入接信号反馈隔离模块和振荡过零控制模块，输出接振荡过零控制模块；用于根据信号反馈隔离模块输出的反馈电压与内部基准电压的差值、并根据振荡过零控制模块输出的所述相位误差，产生一准跳跃PWM信号，将所述准跳跃PWM信号送入所述振荡过零控制模块，准确的控制在谐振模块的过零点，输出或不输出开关控制脉冲。

[0043] 从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：

[0044] 1、最大程度的避免了干扰；

[0045] 2、提高了效率，因工作在ZVSW（ZVS+PWM）模式，理论上开关管损耗为零；

[0046] 3、开关电源体积变小，开关电源体积大的最重要的原因是发热引起的设计变化，因为散热片等原因，使电源体积大到了原来的一倍以上；而本发明提高了效率，体积有了一定程度减小。

[0047] 4、隔离转换，可用于低压，也可用于高压变换。

附图说明

[0048] 图1为辐射与地线之间的环路干扰示意图；

[0049] 图2为在辐射与地线之间的环路中加入隔离转换的示意图；

[0050] 图3为汽车电源加入隔离转换的示意图；

[0051] 图4为ZVS电路结构图；

[0052] 图5A为ZVS电路理论工作示意图的一部分；

[0053] 图5B为ZVS电路理论工作示意图的另一部分；

[0054] 图6为ZVS电路实际工作示意图；

[0055] 图7为本发明第一实施例电源的隔离转换电路的结构框图；

[0056] 图8为本发明第二实施例振荡过零控制模块和准跳跃PWM控制生成模块的内部结构框图；

[0057] 图9为本发明第三实施例电源的隔离转换电路的结构框图；

[0058] 图10为本发明准跳跃PWM信号、开关模块输出电流信号、开关模块控制信号的波形示意图。

具体实施方式

[0059] 下面将结合本发明中的说明书附图，对发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0060] 实施例一

[0061] 参见图7所示，本发明实施例提供了一种电源的隔离转换电路，包括依次串联的开关模块101、谐振模块102、隔离模块103、同步整流模块104、取样放大模块105、信号反馈隔离模块106，还包括振荡过零控制模块107、准跳跃PWM控制生成模块108；

[0062] 所述振荡过零控制模块107，其输入连接开关模块101的输出，其输出连接开关模块101的输入；用于将开关模块101输出的电流波形的相位与自身产生的振荡脉冲的相位进行比较，再根据相位误差调整自身产生的振荡脉冲的相位，准确的控制输出的开关控制脉冲在谐振模块的过零点跳变；

[0063] 所述准跳跃PWM控制生成模块108，其输入接信号反馈隔离模块106和振荡过零控制模块107，输出接振荡过零控制模块107；用于根据信号反馈隔离模块103输出的反馈电压与内部基准电压的差值、并根据振荡过零控制模块107输出的所述相位误差，产生一准跳跃PWM信号，将所述准跳跃PWM信号送入所述振荡过零控制模块107，准确的控制在谐振模块的过零点，输出或不输出开关控制脉冲。

[0064] 下面举例说明所述电源的隔离转换电路的工作流程：

[0065] 振荡过零控制模块107，是由振荡、过零控制两个功能组成的。它的工作任务是：形成一个振荡信号，送到开关模块101，控制开关管的导通与关断；同时，谐振模块102的过零时间又反馈给振荡过零控制模块107，将传回来的相位与自身的振荡脉冲的相位进行比较，再根据相位误差，调整输出的振荡脉冲的相位，最终达到准确的控制在谐振电路的过零点打开或关闭开关管的目的。

[0066] 谐振模块102的能量被变压器T耦合到次级，送至同步整流模块104。

[0067] 同步整流模块104，因技术成熟通用，不在本发明范围内，在这里不再赘述。整流后的纹波电流，经滤波电容滤波后，输出给医疗设备或其它用电设备。

[0068] 取样放大模块105，将整流后的电流取样放大，送给反馈信号隔离模块106（信号隔离光耦）。

[0069] 反馈信号隔离模块106，由光耦将检测分析信号传递给准跳跃PWM控制生成模块108。

[0070] 准跳跃PWM控制生成模块108，将检测分析信号与内部的基准电压比较，判断输出电压Vout是否需要调整（升高或降低），如果需要调整，对谐振模块102送来的过零检测信号进行分析，计算PWM信号的占空比，生成一个准确对准过零点的准跳跃PWM信号，并输送给振荡过零控制模块107。

[0071] 振荡过零控制模块107，根据谐振模块102的相位信息、准跳跃PWM信号，生成一个正确的ZVSW开关控制信号，工作一个周期完成。

[0072] 正常工作时，各模块时时监控、并时时调整，周而复始地工作，达到一个稳定的电压输出。

[0073] 综上所述，电源主要增加了环路干扰阻断功能，为实现该功能，本发明提供了一种电源的隔离转换电路，包括：振荡过零控制模块107、开关模块101（Q1、Q2）、谐振模块102（C1、L1）、隔离模块103（变压器T、其初级线圈L1同时作谐振部分）、同步整流模块104、取样放大模块105、反馈信号隔离模块106（光耦U）、准跳跃PWM控制生成模块。

[0074] 所述电路采用ZVSW模式，ZVSW采用两级调调制方式，一级为准谐振调制，二级为PWM调制。二级PWM采用准跳跃式调制方式，只在过零点时才发出调制转换信号（PWM信号）。

[0075] 所述电路采用了2级隔离模块，将输入与输出隔离，达到断开环路干扰的目的；可以有效的阻止汽车火花干扰，产品能使用在汽车供电上。

[0076] 实施例二

[0077] 参见图8所示，在本发明的一实施例中，所述振荡过零控制模块107具体包括：

[0078] 相位纠正单元1071，用于将开关模块101输出的电流波形的相位与自身产生的开关控制脉冲的相位进行比较，再根据相位误差调整自身产生的开关控制脉冲的相位；

[0079] 振荡单元1072，用于根据预设的频率和所述相位误差，产生开关控制脉冲。

[0080] 需要说明的是，振荡过零控制模块107产生的控制脉冲，跳变点都准确的落在谐振模块的过零点，从而消除了开关管的损耗和干扰。其具体实现电路可由现有技术中的多种电路实现，并不限于某一种形式，在本发明中不做过多阐述。

[0081] 参见图8所示，在本发明的一实施例中，所述准跳跃PWM控制生成模块108具体包括：

[0082] 基准电压生成单元1081，用于生成一基准电压；

[0083] 参差调谐信号生成单元1082，用于比较所述反馈电压和所述基准电压的大小，生成包含电压差值信息的参差调谐信号；

[0084] 相位同步、参差调谐计算单元1083，用于根据所述相位误差和参差调谐信号，计算所述准跳跃PWM信号的占空比，使所述准跳跃PWM信号的脉冲跳变准确的控制在谐振模块的过零点；

[0085] 准跳跃PWM信号生成单元1084，用于根据所述占空比，生成所述准跳跃PWM信号。

[0086] 需要说明的是，准跳跃PWM控制生成模块108产生的准跳跃PWM信号，跳变点都准确的落在谐振模块的过零点，从而消除了开关管的损耗和干扰，同时控制开关控制脉冲的工作周期，来调整电源的输出Vout的电压值。其具体实现电路可由现有技术中的多种电路实现，并不限于某一种形式，在本发明中不做过多阐述。

[0087] 实施例三

[0088] 参见图9所示，在本发明的一实施例中，所述准跳跃PWM控制生成模块108还包括：

[0089] 信号激励单元1085，用于将微弱的准跳跃PWM信号放大，并起到高压隔离作用，防止所述振荡单元1072的高压干扰进入微弱电压的所述准跳跃PWM信号生成单元1084。

[0090] 参见图9所示，在本发明的一实施例中，所述准跳跃PWM控制生成模块108还包括：

[0091] 二次线性电源单元1086，用于对输入的一次电源进行削波，得到纯净的直流电源。

[0092] 需要说明的是，所述基准电压生成单元1081输出的是一模拟电平电压，或者输出的是一数字时钟电压。从抗干扰能力上来看，优选输出数字时钟电压；从电路设计复杂程度来看，优先输出模拟电平电压。

[0093] 需要说明的是，所述相位同步、参差调谐计算单元1083，由软件编程实现或者由数字电路硬件实现。

[0094] 在本发明的一实施例中，所述隔离转换电路还包括驱动电路109，用于提高所述开关控制脉冲的驱动能力。

[0095] 下面举例说明：

[0096] 先从波形分析入手，参见图10。

[0097] 图10是一个ZVS工作的频率，开关管Q1和Q2在谐振电路的过零点，切换状态（导通或者截止），当输出电压Vout冲高时，要减少电能的输入，本发明采用了两级调谐方式。

[0098] 第一级，通过将谐振模块的相位反馈、锁定开关管控制信号的相位，使开关管的切换严格控制在谐振电路的过零点；

[0099] 第二级，通过调节开关管控制信号脉冲的数量，达到稳压的目的，类似于调整PWM脉冲的占空比，所以，这个发明为ZVSW，准谐振调宽式电路。

[0100] 例如，持续输出开关管控制信号脉冲时，输出的电能是50W，而实际需要是40W，本发明采用谐振脉冲的PWM调制方式，准跳跃PWM信号高低电平占空比为4:1，且跳变点准确的控制在谐振电路的过零点，于是，根据准跳跃PWM信号，开关管控制信号脉冲每输出4个周期，就停止1个周期，这样功率就能减少到原来的4/5。图10a为准跳跃PWM信号的波形图，图10b为没有经过PWM信号控制的开关模块电流输出的波形图，图10c为经过PWM信号控制的开关模块电流输出的波形图。开关模块控制信号与开关模块电流信号的相位保持一致，开关模块控制信号停止1个周期，则开关模块电流输出停止1个周期。

[0101] 这种工作模式，每次的PWM信号调节控制点均在谐振电路的过零点，所以它的调节是“无损调节”，意思是软开关无损耗调节模式。

[0102] 本发明所提供的电路，有以下优点：

[0103] 1、最大程度的避免了干扰；

[0104] 2、提高了效率，因工作在ZVSW（ZVS+PWM）模式，理论上开关管损耗为零。

[0105] 3、体积小，开关电源体积大的最重要的原因是发热引起的设计变化，因为散热片等原因，使电源体积大到了原来的一倍以上；而本发明提高了效率，体积有了一定程度减小。

[0106] 4、隔离变换，可用于低压，也可用于高压变换。

[0107] 以上对本发明所提供的一种电源的隔离转换电路进行了详细介绍，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。