本发明公开了一种频域信道响应的获取方法和设备，该方法包括：利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g；利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G；利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’；利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。本发明实施例中，可以提高信道估计的性能，尤其是可以有效提高小带宽下的信道估计性能。
1.一种频域信道响应的获取方法，其特征在于，包括：利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g；
利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G；
利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’；
利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g，之前还包括：根据如下公式获取各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值：其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号上导频位置的频域信道估计值， 为已知的导频序列， 为每个接收天线在每个端口的导频位置所取出的接收信号；
采用离散傅里叶逆变换IDFT方式或者镜像IDFT方式将各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值变换到时域，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g，包括：利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g：g＝ρ·a；其中，ρ为加权系数，表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值；或者，
利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g： j＝{j|j∈win}；其中，表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值；当采用IDFT方式取窗时，win＝{2N1+1,2N1+2,…,Npliot-N1}，当采用镜像IDFT方式取窗时，win＝{N2+1,N2+2,…,Npliot,Npliot+2,Npliot+3,…,2Npliot+
1-N2}；且N1＜0.5Nτ，N2＜2Nτ，且Nτ为时延最大径的时域位置，Npliot为时域信道响应的径数，且时域信道响应的径数为同一正交频分复用OFDM符号上的频域导频点个数。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G，包括：利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算噪声幅度平均值，并利用所述噪声幅度平均值计算所述第二噪声幅度门限值G。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算噪声幅度平均值，包括：利用如下公式计算所述噪声幅度平均值 且
其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，表示将各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应取绝对值后，将所述绝对值与第一噪声幅度门限值g进行比较，取出的信号径幅度值低于第一噪声幅度门限值g的信号径的索引值k，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，利用所述噪声幅度平均值计算所述第二噪声幅度门限值G，包括：利用如下公式计算所述第二噪声幅度门限值G： 其表示将各接收天线各端口各导频符号上的噪声幅度平均值 进行平均后乘以2，得到所述第二噪声幅度门限值G。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G，之后还包括：利 用 如 下 公 式 计 算 噪 声 功 率 估 计 值 且其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应， 表示将各接收天线各端口各导频符号的取绝对值后的时域信道响应 中所有幅度值低于第二噪声幅度门限值G的信号径作为噪声径，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 的平方取平均值。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’，包括：根据如下公式计算第三噪声幅度门限值G’：G'＝min(λ1·hmax,λ2·G)；其中，min表示取λ1乘以hmax以及λ2乘以第二噪声幅度门限值G的小值，λ1和λ2为预设数值，hmax为 的各径中幅度的最大值， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应，包括：确定 中所有幅度值高于第三噪声幅度门限值G’，且不在原始噪声窗内的信号径为初始有用信号径，所述 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应；
确定所述初始有用信号径和其两侧Δ范围内的信号径为有用信号径，所述Δ为预设数值；
将所有信号径中除了所述有用信号径之外的其他径置零，得到抑噪后的时域信号响应；
将所述抑噪后的时域信号响应变换到频域，得到抑噪后的频域信道响应。
10.一种频域信道响应的获取设备，其特征在于，包括：第一计算模块，用于利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g；
第二计算模块，用于利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G；
第三计算模块，用于利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’；
获得模块，用于利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。
所述获得模块，还用于根据如下公式获取各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值： 其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号上导频位置的频域信道估计值， 为已知的导频序列， 为每个接收天线在每个端口的导频位置所取出的接收信号；
采用离散傅里叶逆变换IDFT方式或者镜像IDFT方式将各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值变换到时域，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应
所述第一计算模块，具体用于利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g：g＝ρ·a；其中，ρ为加权系数， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值；或者，利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g： j＝{j|j∈win}；其中，表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值；当采用IDFT方式取窗时，win＝{2N1+1,2N1+2,…,Npliot-N1}，当采用镜像IDFT方式取窗时，win＝{N2+1,N2+2,…,Npliot,Npliot+2,Npliot+3,…,2Npliot+
1-N2}；且N1＜0.5Nτ，N2＜2Nτ，且Nτ为时延最大径的时域位置，Npliot为时域信道响应的径数，且时域信道响应的径数为同一正交频分复用OFDM符号上的频域导频点个数。
所述第二计算模块，具体用于利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算噪声幅度平均值，并利用所述噪声幅度平均值计算所述第二噪声幅度门限值G。
所述第二计算模块，进一步用于利用如下公式计算所述噪声幅度平均值且 其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应， 表示将各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应 取绝对值后，将所述绝对值与第一噪声幅度门限值g进行比较，取出的信号径幅度值低于第一噪声幅度门限值g的信号径的索引值k，mean表示对取绝对值后的时域信道响应取平均值。
所述第二计算模块，进一步用于利用如下公式计算所述第二噪声幅度门限值G：其表示将各接收天线各端口各导频符号上的噪声幅度平均值 进行平均后乘以2，得到所述第二噪声幅度门限值G。
16.如权利要求10所述的设备，其特征在于，还包括：第四计算模块，用于利用如下公式计算噪声功率估计值
且 其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应， 表示将各接收天线各端口各导频符号的取绝对值后的时域信道响应 中所有幅度值低于第二噪声幅度门限值G的信号径作为噪声径，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 的平方取平均值。
所述第三计算模块，具体用于根据如下公式计算第三噪声幅度门限值G’：G'＝min(λ1·hmax,λ2·G)；其中，min表示取λ1乘以hmax以及λ2乘以第二噪声幅度门限值G的小值，λ1和λ2为预设数值，hmax为 的各径中幅度的最大值， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应。
所述获得模块，具体用于确定 中所有幅度值高于第三噪声幅度门限值G’，且不在原始噪声窗内的信号径为初始有用信号径，所述 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应；
确定所述初始有用信号径和其两侧Δ范围内的信号径为有用信号径，所述Δ为预设数值；
将所有信号径中除了所述有用信号径之外的其他径置零，得到抑噪后的时域信号响应；
将所述抑噪后的时域信号响应变换到频域，得到抑噪后的频域信道响应。
一种频域信道响应的获取方法和设备
技术领域
[0001] 本发明涉及通信技术领域，尤其是涉及了一种频域信道响应的获取方法和设备。
背景技术
[0002] 信道估计是指利用已知的发送导频信号和导频发送的时频位置，以及在相应的时频位置接收到的数据信号，获取空间信道信息的过程，即获得频域信道响应。如图1所示的信道估计过程示意图，以LTE(Long Term Evolution，长期演进)下行系统为例，且已知下行导频发送序列为S，接收到的信号为Y，空间频域信道为H+n，且H表示无线衰落信道的冲激响应，n表示高斯白噪声，则Y＝(H+n)·S，从而可以估计出频域信道响应
[0003] 为了进一步的提高信道估计的精度，并同时估计出噪声功率值，则还可以采用时域取窗的方法；其具体过程包括：先将频域信道变化到时域，再根据CP(Cyclic Prefix，循环前缀)长度或先验信息确定有用信号时延最大径的位置，然后取出不含有用信号功率的时域噪声径，计算噪声功率值，最后将噪声径去除变换回频域，以获得抑噪后的信道估计值。
[0004] 根据CP长度设置噪声窗的方法为：将CP长度作为系统中时延最大径的时延长度，计算噪声窗的位置；其中，在LTE系统中规定了CP在不同带宽下的Ts(采样点)个数NCP，FFT(Fast Fourier Transformation，快速傅里叶变换)点数NFFT，子载波数NSC，则时延最大径的时域位置可以表示为：
[0005] 如果采用IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)将频域变换到时域，时域信道响应的径数为同一OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)符号上的频域导频点个数Npliot，剩余径数为Npliot-Nτ，考虑到信号功率泄露会造成尾部包含有用信号功率的问题，实际可使用的噪声径更少，如取原始噪声窗{Nτ+1,Nτ+2,…,Npliot-0.5Nτ}；如果采用镜像IDFT将频域变换到时域，镜像时域信道响应的径数为 有用信号径的位置会对称的存在于 的范围内，可取原始噪声窗为{2Nτ+1,2Nτ+2,…,Npliot,Npliot+2,Npliot+3,…,2Npliot+1-2Nτ}。
[0006] 在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在以下问题：
[0007] 在LTE系统中支持多种带宽配置方案，其中最小带宽配置为1.4MHz，仅占用6个PRB(Physical Resource Block，物理资源块)，由于每个PRB上的导频数一致，因此对于小带宽来说，其导频数相对较少，在进行信道估计时可用的信息量较少，从而会导致噪声估计测量结果错误，信道估计性能下降。
[0008] 具体的，按照现有方式进行原始噪声窗的计算时，在小带宽下窗长很小，如在1.4M带宽下，该值为 如果采用IDFT将频域变换到时域，则时域信道响应的径数为12，剩余径数为6，考虑到尾部有用信号的功率泄露问题，实际可使用的窗长会更少，如果采用镜像IDFT将频域变换到时域，则镜像时域信道响应的径数为24，有用信号径的位置会对称的存在于 的范围内，剩余的噪声径近似为1，径数过少，从而导致噪声估计不准确。此外，在大时延场景下，有用信号径的功率会泄露到噪声窗边缘径，当窗内径数较少时，对噪声功率的估计值影响较大，从而对信号估计的抑噪效果产生影响。
发明内容
[0009] 本发明实施例提供一种频域信道响应的获取方法和设备，以提高信道估计的性能。为了达到上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：
[0010] 本发明实施例提供一种频域信道响应的获取方法，包括：
[0011] 利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g；
[0012] 利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G；
[0013] 利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’；
[0014] 利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。
[0015] 本发明实施例提供一种频域信道响应的获取设备，包括：
[0016] 第一计算模块，用于利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g；
[0017] 第二计算模块，用于利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G；
[0018] 第三计算模块，用于利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’；
[0019] 获得模块，用于利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。
[0020] 与现有技术相比，本发明实施例至少具有以下优点：本发明实施例中，可以提高信道估计的性能，尤其是可以有效提高小带宽下的信道估计性能。
附图说明
[0021] 为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0022] 图1是现有技术中的信道估计过程示意图；
[0023] 图2是本发明实施例一提供的一种频域信道响应的获取方法流程示意图；
[0024] 图3是本发明实施例二提供的一种频域信道响应的获取设备结构示意图。
具体实施方式
[0025] 下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0026] 实施例一
[0027] 本发明实施例一提供一种频域信道响应的获取方法，该方法可以应用于LTE和LTE-A(LTE-Advanced，高级LTE)等系统；且该方法可以应用于小带宽(即带宽小于预设带宽值)的噪声估计和信道估计(即获得频域信道响应)过程，本发明实施例中的小带宽主要是指：噪声窗内的时域径数小于一阈值的带宽配置，该阈值可以通过仿真确定；且该方法可同时应用于上下行信道估计过程；如图2所示，该频域信道响应的获取方法包括以下步骤：
[0028] 步骤201，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应。
[0029] 本发明实施例中，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应，具体包括：根据如下公式获取各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值：
采用IDFT方式或者镜像IDFT方式将各接收天线各端口各导频符号上导频位
置的频域信道估计值变换到时域，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应[0030] 其中，r表示接收天线，p表示端口，l表示导频符号， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号上导频位置的频域信道估计值， 为已知的各导频序列， 为每个接收天线在每个端口的导频位置所取出的接收信号，且 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应。
[0031] 进一步的，在采用IDFT方式将各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值变换到时域的过程中，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应 的方式为通过如下公式：
[0032] 在采用镜像IDFT方式将各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值变换到时域的过程中，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应 的方式为通过如下公式：
[0033]
[0034] 其中，上述Npliot为时域信道响应的径数为同一正交频分复用OFDM符号上的频域导频点个数。
[0035] 需要注意的是，针对各接收天线各端口各导频符号，需要分别执行后续相关步骤。
[0036] 步骤202，利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g。
[0037] 本发明实施例中，利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g的过程，具体包括但不限于以下方式：
[0038] 方式一、利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g：g＝ρ·a；其中，ρ为加权系数，可以由仿真确定，a为所有信号径幅度平均值，且 mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值。
[0039] 方式二、利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g(此时g为改进噪声窗内的信号径幅度平均值)： j＝{j|j∈win}；其中，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值。
[0040] 需要说明的是，改进噪声窗和原始噪声窗的区别在于，改进噪声窗中可以包含部分有用信号径，即噪声窗起始位置不需要以时延最大径为准，而是需要尽可能多的将噪声径包含进去。
[0041] 此外，IDFT方式和镜像IDFT方式的取窗方法不同，当采用IDFT方式取窗时，可以按照win＝{2N1+1,2N1+2,…,Npliot-N1}的方法取窗，当采用镜像IDFT方式取窗时，可以按照win＝{N2+1,N2+2,…,Npliot,Npliot+2,Npliot+3,…,2Npliot+1-N2}的方法取窗；其中，N1＜0.5Nτ，N2＜2Nτ，取值可由仿真确定，且Nτ为时延最大径的时域位置，Npliot为时域信道响应的径数，且时域信道响应的径数为同一OFDM符号上的频域导频点个数。
[0042] 步骤203，利用时域信道响应以及第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G。
[0043] 本发明实施例中，利用时域信道响应以及第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G，包括：利用时域信道响应以及第一噪声幅度门限值g计算噪声幅度平均值，并利用噪声幅度平均值计算第二噪声幅度门限值G。
[0044] 利用时域信道响应以及第一噪声幅度门限值g计算噪声幅度平均值，包括：将所有用于计算第一噪声幅度门限值g的所有信号径幅度与第一噪声幅度门限值g进行比较，取出幅度值低于第一噪声幅度门限值g的信号径，从而计算出噪声幅度平均值；具体的，可以利用 如 下 公 式 计 算 噪 声 幅 度 平 均 值 且表示将各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应
取绝对值后，将所述绝对值与第一噪声幅度门限值g进行比较，取出的信号径幅度值低于第一噪声幅度门限值g的信号径的索引值k，mean表示对取绝对值后的时域信道响应取平均值。
[0045] 利用噪声幅度平均值计算第二噪声幅度门限值G，包括：利用如下公式计算第二噪声幅度门限值G： 表示将各接收天线各端口各导频符号上的噪声幅度平均值 进行平均后乘以2，得到第二噪声幅度门限值G。
[0046] 本发明实施例中，基于上述得到的二噪声幅度门限值G，还可以进行噪声估计，以准确的估计小带宽下的噪声功率，从而根据噪声功率值滤除导频点信道估计的噪声，提高检测性能。
[0047] 本发明实施例中，可以取出 中所有幅度值低于第二噪声幅度门限值G的信号径作为噪声径，并计算噪声径功率平均值为噪声功率估计值；具体的，可以利用如下公式计算噪声功率估计值 且表示将各接收天线各端口各导频符号的取绝对值后的时域信道响应 中所有幅度值低于第二噪声幅度门限值G的信号径作为噪声径，mean表示对取绝对值后的时域信道响应的平方取平均值。
[0048] 需要注意的是，在采用镜像IDFT时，由于信号径 的幅度值恒为0，因此如果采用镜像IDFT，则还需要将信号径 去除。
[0049] 步骤204，利用第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’。
[0050] 本发明实施例中，利用第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’，包括：根据如下公式计算第三噪声幅度门限值G’：G'＝min(λ1·hmax,λ2·G)；其中，min表示取λ1乘以hmax以及λ2乘以第二噪声幅度门限值G的小值，λ1和λ2为预设数值，可以通过仿真确定，hmax为 的各径中幅度的最大值。
[0051] 步骤205，利用第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。
[0052] 本发明实施例中，利用第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应，包括：确定 中所有幅度值高于第三噪声幅度门限值G’，且不在原始噪声窗内的信号径为初始有用信号径；确定初始有用信号径和其两侧Δ范围内的信号径为有用信号径，Δ为预设数值，可通过仿真来确定；将所有信号径中除了有用信号径之外的其他径置零，得到抑噪后的时域信号响应 将抑噪后的时域信号响应变换到频域，得到抑噪后的频域信道响应
[0053] 进一步的，在采用IDFT得到频域信道响应的过程中，可以通过如下公式实现：在采用镜像IDFT得到频域信道响应的过程中，可以通过如下公式实现：
[0054] 综上所述，本发明实施例中，可以较为准确的估计小带宽下的噪声功率，提高检测性能；而且可以有效提高小带宽下的信道估计性能，尤其在大时延场景下，性能提升明显。
[0055] 实施例二
[0056] 基于与上述方法同样的发明构思，本发明实施例中还提供了一种频域信道响应的获取设备，如图3所示，该设备包括：
[0057] 第一计算模块11，用于利用时域信道响应计算第一噪声幅度门限值g；
[0058] 第二计算模块12，用于利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算第二噪声幅度门限值G；
[0059] 第三计算模块13，用于利用所述第二噪声幅度门限值G计算第三噪声幅度门限值G’；
[0060] 获得模块14，用于利用所述第三噪声幅度门限值G’获得抑噪后的频域信道响应。
[0061] 所述获得模块14，还用于根据如下公式获取各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值： 其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号上导频位置的频域信道估计值， 为已知的导频序列， 为每个接收天线在每个端口的导频位置所取出的接收信号；
[0062] 采用离散傅里叶逆变换IDFT方式或者镜像IDFT方式将各接收天线各端口各导频符号上导频位置的频域信道估计值变换到时域，获得各接收天线各端口各导频符号的时域信道响应
[0063] 所述第一计算模块11，具体用于利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g：g＝ρ·a；其中，ρ为加权系数， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值；或者，
[0064] 利用如下公式计算第一噪声幅度门限值g： j＝{j|j∈win}；其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值；当采用IDFT方式取窗时，win＝{2N1+1,2N1+2,…,Npliot-N1}，当采用镜像IDFT方式取窗时，win＝{N2+1,N2+2,…,Npliot,Npliot+2,Npliot+3,…,
2Npliot+1-N2}；且N1＜0.5Nτ，N2＜2Nτ，且Nτ为时延最大径的时域位置，Npliot为时域信道响应的径数，且时域信道响应的径数为同一正交频分复用OFDM符号上的频域导频点个数。
[0065] 所述第二计算模块12，具体用于利用所述时域信道响应以及所述第一噪声幅度门限值g计算噪声幅度平均值，并利用所述噪声幅度平均值计算所述第二噪声幅度门限值G。
[0066] 所述第二计算模块12，进一步用于利用如下公式计算所述噪声幅度平均值且 其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应， 表示将各接收天线各端口各导频符号的时域信
道响应 取绝对值后，将所述绝对值与第一噪声幅度门限值g进行比较，取出的信号径幅度值低于第一噪声幅度门限值g的信号径的索引值k，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 取平均值。
[0067] 所述第二计算模块12，进一步用于利用如下公式计算所述第二噪声幅度门限值G：其表示将各接收天线各端口各导频符号上的噪声幅度平均值 进行平均
后乘以2，得到所述第二噪声幅度门限值G。
[0068] 该设备还包括：第四计算模块15，用于利用如下公式计算噪声功率估计值且 其中， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应， 表示将各接收天线各端口各导频符号的取
绝对值后的时域信道响应 中所有幅度值低于第二噪声幅度门限值G的信号径作为噪声径，mean表示对取绝对值后的时域信道响应 的平方取平均值。
[0069] 所述第三计算模块13，具体用于根据如下公式计算第三噪声幅度门限值G’：G'＝min(λ1·hmax,λ2·G)；其中，min表示取λ1乘以hmax以及λ2乘以第二噪声幅度门限值G的小值，λ1和λ2为预设数值，hmax为 的各径中幅度的最大值， 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应。
[0070] 所述获得模块14，具体用于确定 中所有幅度值高于第三噪声幅度门限值G’，且不在原始噪声窗内的信号径为初始有用信号径，所述 表示第r个接收天线上第p个端口的第l个导频符号的时域信道响应；确定所述初始有用信号径和其两侧Δ范围内的信号径为有用信号径，所述Δ为预设数值；将所有信号径中除了所述有用信号径之外的其他径置零，得到抑噪后的时域信号响应；将所述抑噪后的时域信号响应变换到频域，得到抑噪后的频域信道响应。
[0071] 其中，本发明装置的各个模块可以集成于一体，也可以分离部署。上述模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。
[0072] 通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
[0073] 本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。
[0074] 本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述进行分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。
[0075] 上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
[0076] 以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。
