原边反馈电源变换器中动态响应加速电路

摘要

原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，包括误差放大器、输出电压反馈端，开关管控制电路；产生两个不同占空比时钟的第一时钟对产生器；用于检测输出电压反馈端在连续两个时钟周期内变化大小的反馈检测电路，时钟选择电路，用于对输出电压反馈端电压采样的反馈采样电路。本发明所述的加速原边反馈动态响应的开关电源变换器，对输出电压反馈端的电压变化进行采样检测，根据反馈电压变化调整采样速度，对开关管的导通时间进行加速，加快了系统的动态响应速度，应用在原边反馈类开关电源中，克服了原边反馈开关电源在反馈方式上的缺陷和不足，提高了原边反馈型开关电源的动态响应特性。

权利要求

1.原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，包括误差放大器、输出电压反馈端、开关管控制电路、用于对输出电压反馈端电压采样的反馈采样电路（103）；其特征在于，还包括：产生两个不同占空比时钟的第一时钟对产生器；

用于检测输出电压反馈端在两个连续周期内变化大小的反馈检测电路（101），时钟选择电路（102）；

所述第一时钟对产生器的两个时钟输出端与时钟选择电路的输入端连接，所述反馈检测电路的输出端与时钟选择电路的选择控制端连接，所述反馈检测电路输出端、时钟选择电路的时钟输出端都与反馈采样电路的控制输入端连接；所述反馈采样电路的输入端与误差放大器的输出端连接；

所述反馈采样电路根据反馈检测电路输出端的电平高低，选择对误差放大器输出的误差信号采样时间，并输出采样电压到开关电源变换器的开关管控制电路。

2.如权利要求1所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述反馈检测电路包括跟随器（105）、比较器（106）、第一开关、第二开关、第一采样电容、第二采样电容和第三采样电容；以及产生两个不同占空比时钟的第二时钟对产生器；

所述第一开关连接在输出电压反馈端和跟随器（105）输入端之间，所述第一采样电容和第二采样电容分别连接在跟随器（105）的输入端和输出端；

所述第二开关连接在跟随器输出端和比较器（106）第一输入端之间，所述第三采样电容连接比较器（106）第一输入端；

所述跟随器的输入端和比较器（106）的第二输入端连接在一起，采样电容均为接地电容，所述比较器（106）的输出端作为反馈检测电路的输出端；

所述第二时钟对产生器的两个输出端分别连接第一开关和第二开关的控制端。

3.如权利要求2所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述反馈检测电路还包括计时恢复电路（104），所述比较器（106）的输出端与计时恢复电路（104）的输入端连接，所述反馈检测电路的输出端为计时恢复电路的输出端；

所述计时恢复电路从比较器的输出信号翻转时开始计时，在经历n个开关周期后将比较器输出信号恢复，n为预设值。

4.如权利要求2所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述第一开关连接第二时钟对产生器的占空比较小的时钟输出端。

5.如权利要求2所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述第二时钟对产生器产生的两个时钟的采样有效时间段不相重合。

6.如权利要求1所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述反馈采样电路包括与逻辑电路、开关管关断时钟产生器、连接在误差放大器（107）输出端的并联误差开关；

与逻辑电路的输入端分别连接反馈检测电路输出端和开关管关断时钟产生器输出端； 所述并联误差开关的两个控制端分别连接与逻辑电路的输出端和第一时钟对产生器的一个时钟输出端；

还包括连接输出电压反馈端和误差放大器（107）输入端的反馈开关，所述反馈开关的控制端与时钟选择电路的输出端连接；

所述开关管关断时钟产生器用于产生与开关管关断时间同相的关断时钟信号，所述关断时钟信号的占空比大于第一时钟对产生器的任意一个时钟的占空比。

7.如权利要求6所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述并联误差开关的输出端还连接有RC滤波器。

8.如权利要求6所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，其特征在于，所述开关管关断时钟产生器产生的时钟为退磁时钟信号。

说明书

原边反馈电源变换器中动态响应加速电路

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子领域，涉及开关电源类集成电路芯片，特别是一种原边反馈电源变换器中动态响应加速电路。

背景技术

[0002] 传统的反激式开关电源是副边反馈的类型，也就是采用光耦合器件来实现输出电压反馈和电气隔离。但是光耦合器的电流传输比受温度的影响较大，随着温度的变化，电流传输比会呈非线性变化，导致对输出电压的采样出现误差，影响在负载较重发热较大的电源中最为明显。由此就衍生出了原边反馈技术，相对于副边反馈类型的开关电源，原边反馈不采用光耦合器进行隔离反馈，直接从原边绕组或者原边辅助绕组上精确采样得到输出电压信号，解决了传统的光耦隔离带来的问题。同时，由于省去了光耦合器件和TL431两个芯片及其配合器件，原边反馈的变换器减小了系统的体积，降低了系统的成本，在锂电池充电器和小功率LED驱动等领域有巨大的优势。但是，由于反馈方式的不同，在原边反馈的变换器中，需要对辅助绕组进行采样来得到反馈电压。受采样时间的限制，采样的精度以及对负载变化的响应速度都受到变换器原边反馈技术的影响。采用传统原边反馈技术的变换器的动态响应特性都比较差。

[0003] 无论是电压型反馈控制开关电源还是电流型反馈控制开关电源，都包括误差放大器和输出电压反馈端FB，其中输出电压反馈端将开关电源的输出电压反馈到误差放大器的输入端，将实际的输出电压与设定值比较，将二者之间的误差放大成模拟电压信号输出到开关电源的开关管控制电路，以调整开关电源功率开关管的导通与关断。

[0004] 对于原边反馈的反激式开关电源，对输出负载的采样采用开关电容采样电路进行，根据采样信号直接调整开关管的开关，在开关管导通时，反馈端电压为负，不能正确反映输出，开关管关闭时，反馈端电压才能正确反馈输出端电压。原边反馈式的开关电源可以工作在连续工作模式（CCM）和断续工作模式（DCM）下，工作在断续工作模式下时，采样最好在退磁时间段内进行，这是因为退磁时间结束后，电压反馈端很容易进入振铃状态。

发明内容

[0005] 为克服现有原边反馈开关电源变换器对负载变化的动态响应速度慢，响应特性差的技术缺陷，本发明公开了一种原边反馈电源变换器中动态响应加速电路。

[0006] 本发明所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，包括误差放大器、输出电压反馈端，开关管控制电路；还包括：

[0007] 产生两个不同占空比时钟的第一时钟对产生器；

[0008] 用于检测输出电压反馈端在两个连续周期内变化大小的反馈检测电路，时钟选择电路，用于对输出电压反馈端电压采样的反馈采样电路；

[0009] 所述第一时钟对产生器的两个时钟输出端与时钟选择电路的输入端连接，所述反馈检测电路的输出端与时钟选择电路的选择控制端连接，所述反馈检测电路输出端、时钟选择电路的时钟输出端都与反馈采样电路的控制输入端连接；所述反馈采样电路的输入端与误差放大器的输出端连接；

[0010] 所述反馈采样电路根据反馈检测电路输出端的电平高低，选择对误差放大器输出的误差信号采样时间，并输出采样电压到开关电源变换器的开关管控制电路。

[0011] 优选的，所述反馈检测电路包括跟随器、比较器、第一开关、第二开关、第一采样电容、第二采样电容和第三采样电容；以及产生两个不同占空比时钟的第二时钟对产生器；

[0012] 所述第一开关连接在输出电压反馈端和跟随器输入端之间，所述第一采样电容和第二采样电容分别连接在跟随器的输入端和输出端；

[0013] 所述第二开关连接在跟随器输出端和比较器第一输入端之间，所述第三采样电容连接比较器第一输入端；

[0014] 所述跟随器的输入端和比较器的第二输入端连接在一起，采样电容均为接地电容，所述比较器的输出端作为反馈检测电路的输出端；

[0015] 所述第二时钟对产生器的两个输出端分别连接第一开关和第二开关的控制端。

[0016] 进一步的，所述反馈检测电路还包括计时恢复电路，所述比较器的输出端与计时恢复电路的输入端连接，所述反馈检测电路的输出端为计时恢复电路的输出端；

[0017] 所述计时恢复电路从比较器的输出信号翻转时开始计时，在经历n个开关周期后将比较器输出信号恢复，n为预设值。

[0018] 进一步的，所述第一开关连接第二时钟对产生器的占空比较小的时钟输出端。

[0019] 进一步的，所述第二时钟对产生器产生的两个时钟的采样有效时间段不相重合。

[0020] 优选的，所述反馈采样电路包括与逻辑电路、开关管关断时钟产生器、连接在误差放大器输出端的并联误差开关；

[0021] 与逻辑电路的输入端分别连接反馈检测电路输出端和开关管关断时钟产[0022] 生器输出端； 所述并联误差开关的两个控制端分别连接与逻辑电路的输出端和第一时钟对产生器的一个时钟输出端。

[0023] 还包括连接输出电压反馈端和误差放大器（107）输入端的反馈开关，所述反馈开关的控制端与时钟选择电路的输出端连接；

[0024] 所述开关管关断时钟产生器用于产生与开关管关断时间同相的关断时钟信号，所述关断时钟信号的占空比大于第一时钟对产生器的任意一个时钟的占空比。

[0025] 进一步的，所述并联误差开关的输出端还连接有RC滤波器。

[0026] 进一步的，所述开关管关断时钟产生器产生的时钟为退磁时钟信号。

[0027] 本发明所述的原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，对输出电压反馈端的电压变化进行采样检测，根据反馈电压变化调整占空比的变化速度，对开关管的调整进行加速，加快了系统的动态响应速度，应用在原边反馈类开关电源中，克服了原边反馈开关电源在反馈方式上的缺陷和不足，提高了原边反馈型开关电源的动态响应特性。

附图说明

[0028] 图1示出本发明一种具体实施方式示意图；

[0029] 图2示出图1中所示电路各个信号的时序关系图；

[0030] 各图中附图标记名称为：101-反馈检测电路 102-时钟检测电路 103-反馈采样电路 104-计时恢复电路 105-跟随器106-比较器 107-误差放大器。

具体实施方式

[0031] 下面结合附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

[0032] 本发明所述原边反馈电源变换器中动态响应加速电路，包括误差放大器、输出电压反馈端，开关管控制电路；还包括：产生两个不同占空比同相时钟的第一时钟对产生器；用于检测输出电压反馈端在连续两个时钟周期内变化大小的反馈检测电路，时钟选择电路，用于调节功率管导通与关断的反馈采样电路；

[0033] 所述第一时钟对产生器的两个时钟输出端与时钟选择电路的输入端连接，所述反馈检测电路的输出端与时钟选择电路的选择控制端连接，所述反馈检测电路输出端、时钟选择电路的时钟输出端都与反馈采样电路的控制输入端连接；所述反馈采样电路的输入端与误差放大器的输出端连接；

[0034] 所述反馈采样电路根据反馈检测电路输出端的电平高低，选择对误差放大器输出的误差信号采样时间，并输出采样电压到开关电源变换器的开关管控制电路。

[0035] 开关电源的基本原理是通过检测输出端的模拟信号量，例如输出电压或电感电流，调整开关管的导通与关断时间，使输出电压、输出电流或输出功率达到使用者的设定值。

[0036] 本发明所述加速原边反馈动态响应要实现的发明目的和实现原理是：通过检测两个开关周期内输出电压反馈端的电压变化，调整采样的时间和内部控制开关管导通与关断的信号的变化速度。当负载出现大的波动时，输出电压会出现比较大的波动，反馈信号就是输出电压的表征，因此也会出现大的波动。反馈检测电路检测到反馈电压大的变化就会输出控制信号延长采样的时间并加速开关管控制信号的变化速度，的目的。

[0037] 为实现上述目的，本发明首先需要一个反馈检测电路，反馈检测电路用于检测连续两个开关管开关周期内输出电压反馈端的电压变化VD，并设定一个被比较值VR，在一个开关周期内，电压变化值VD大于或小于VR时，反馈检测电路输出电平不同的逻辑信号LLH。

[0038] 所述第一时钟对产生器用于产生两个不同占空比的同相时钟，这两个同相时钟用于后续的反馈采样电路对输出电压反馈端进行电压采样，使用占空比大的时钟，则反馈采样电路的采样时间较长，反之采样时间则较短。第一时钟对产生器的两个时钟输入到时钟选择电路中，时钟选择电路102受LLH信号控制，根据LLH信号的不同，选择占空比不同的时钟。时钟选择电路可以采用简单的二选一电路实现对两个输入时钟进行选择。

[0039] 反馈采样电路的采样时间越长，根据采样原理，在最常用的开关电容采样电路中，则在一个时钟周期内每次采样得到的模拟电压VA与上一周期相比，变化量越大。将得到的模拟电压输入到开关电源变换器的开关管控制电路，例如PWM（PULSE WIDTH MODULATION ，脉冲宽度调制）比较器中，直接调整占空比的大小。

[0040] 综合上述内容，设定当LLH信号表征VD大于VF时，控制第一时钟对产生器使用占空比较大的时钟对输出电压反馈端进行电压采样，使VA的变化量在一个周期内增大，加快了开关管控制信号调节速度，从而达到随负载变化，加速输出达到稳定的目的。

[0041] 反馈检测电路的目的是检测输出电压反馈端的电压在连续两个开关周期内的变化量VD是否超过VR。本领域内技术人员对检测一电压在一设定时间内的变化率是否超过一设定值有多种实现方式。发明人根据本发明的应用环境，提供一种如下所述的具体实现方式。

[0042] 本发明所述反馈检测电路101的具体实现方式包括跟随器105、比较器106、第一开关、第二开关、第一采样电容、第二采样电容和第三采样电容；以及第二时钟对产生器；

[0043] 所述第一开关连接在输出电压反馈端和跟随器输入端之间，所述第一采样电容和第二采样电容分别连接在跟随器的输入端和输出端；

[0044] 所述第二开关连接在跟随器输出端和比较器第一输入端之间，所述第三采样电容连接比较器第一输入端；

[0045] 所述跟随器的输入端和比较器的第二输入端连接在一起，采样电容均为接地电容，所述比较器的输出端作为反馈检测电路的输出端；

[0046] 所述第二时钟对产生器的两个输出端分别连接第一开关和第二开关的控制端。

[0047] 如图1所示，第一开关PM1导通时对输出电压反馈端进行采样得到本周期T1的采样电压 ，存储在第一采样电容C1上，通过跟随器105将此时第一采样电容上的电压复制到第二采样电容C2上。此时第二开关NM1关闭。

[0048] 第一开关PM1关闭后，第二开关NM1导通，此时跟随器105对第二采样电容C2和第三采样电容C3同时充电，使C3上的电压VFB 等于 。

[0049] 在下一周期T2，仍然是第一开关先导通，第二开关关闭，此时第一采样电容得到该周期T2内的采样电压 ，而第三采样电容C3的电压仍然不变为 ，比较器COMP2将与 比较，

[0050] 由于比较器的检测精度在集成电路设计中难以得到稳定的值，因此优选的利用比较器的失调电压来作为前述的预设值VR，理论上所有比较器都存在失调电压，但精确对称设计的比较器失调电压一般很小，约在几个毫伏左右，在本发明中不便使用，而且这样的失调电压也是不稳定的。

[0051] 为得到一个相对稳定的失调电压，可以在比较器中加入失调因素，所谓失调因素可以是在比较器的输入级设置不同的参数例如宽长比，或采用不同的结构，例如在比较器输入级仅一个输入管的源级串联一个电阻，从而引入与该电阻阻值密切相关的失调电压。该失调电压的取值可以设置在30-100毫伏。

[0052] 所述反馈检测电路还包括计时恢复电路104，所述比较器106的输出端与计时恢复电路104的输入端连接，所述反馈检测电路的输出端为计时恢复电路的输出端；所述计时恢复电路从比较器的输出信号翻转时开始计时，在经历n个开关周期后将比较器输出信号恢复，n为预设值，例如n可以设置为16。

[0053] 优选的，所述第一开关连接第二时钟对产生器的占空比较小的时钟输出端，由于第一开关直接连接输出电压反馈端引脚，引脚电压容易受外部电磁环境干扰，因此采样时间较短，可以设定在输出电压反馈端稳定后的较短时间内。

[0054] 第一时钟对产生器和第二时钟对产生器的功能是产生两个至少占空比不同的时钟，用于控制各个采样开关，不同占空比的时钟产生最简单的实现方式使用一个基准时钟，对该基准时钟的上升或下降沿进行延时处理从而增大占空比，或者对该基准时钟分频实现。需要说明，本发明中的占空比是指使开关开启的时间。例如对于PMOS管，低电平时间越长，占空比越大，NMOS管则相反。在图2中，CLK1对应连接在PMOS管，CLK2对应连接在NMOS管，则CLK1的占空比明显小于CLK2。

[0055] 本发明中的反馈采样电路的功能是对输出电压反馈端进行采样，并将采样得到的模拟电压输出到开关电源的开关管控制电路，其中采样时钟的占空比大小决定了采样时间的大小。而采样时钟为时钟选择电路根据LLH信号选择的输出时钟。

[0056] 本发明提供一种反馈采样电路103的具体实现方式，包括与逻辑电路、开关管关断时钟产生器、连接在误差放大器107输出端的并联误差开关；

[0057] 与逻辑电路的输入端分别连接反馈检测电路输出端和开关管关断时钟产[0058] 生器输出端； 所述并联误差开关的两个控制端分别连接与逻辑电路的输出端和第一时钟对产生器的占空比较大的时钟输出端。

[0059] 还包括连接输出电压反馈端和误差放大器107输入端的反馈开关，所述反馈开关的控制端与时钟选择电路的输出端连接；

[0060] 所述开关管关断时钟产生器用于产生与开关管关断时间同相的关断时钟信号，所述关断时钟信号的占空比大于第一时钟对产生器的任意一个时钟的占空比。

[0061] 并联误差开关为并联在误差放大器107输出端和反馈采样电路输出端的两个开关，这两个开关的控制端分别连接与逻辑电路的输出端和第一时钟对产生器的占空比较大的时钟输出端。

[0062] 当反馈检测电路输出端的输出信号为高电平有效时，与逻辑电路的输出信号与开关管关断时钟的关断时钟信号相同，此时与逻辑电路连接的开关导通，使并联误差开关的开关占空比与开关管关断时钟的占空比相同，而关断时钟信号的占空比大于第一时钟对产生器的任意一个时钟的占空比，因此此时反馈检测电路对输出端的采样时间被延长，使反馈采样电路的模拟电压VA变化值在一个开关管开关周期内增大，加快了开关管控制信号的调节速度。

[0063] 退磁时间是功率管关闭时间内，次级线圈向负载转移能量的时间，当原边反馈开关电源工作在断续工作模式（DCM）下，退磁时间结束后，原边电感由于电感、开关管源漏寄生电容形成振荡回路，这个振荡通过变压器耦合使反馈端电压容易进入振铃状态，如图2所示的FB波形所示，此时FB端波形为震荡状态，采样不可能得到正确结果。因此对反馈端的采样应该限制在退磁时间内。因此，所述开关管关断时钟产生器产生的时钟优选为退磁时钟信号，所谓退磁时钟信号，就是高电平为退磁时间，其余时间段为低电平的时钟信号，保证采样时间限制在退磁时间内。

[0064] 以图1至2为例说明这一过程，当反馈检测电路101输出的LLH信号为低时，并联误差开关的NM3关闭，实际以SA-CKB时钟信号作为采样时钟，而SA-CKB为第一时钟对产生器输出的占空比较大的时钟。当LLH信号为高时，与逻辑电路输出信号为关断时钟信号，这里关断时钟信号优选为退磁时钟信号Tdemg，并联误差开关实际以占空比大于SA-CKB的退磁时钟信号Tdemg信号作为采样信号。

[0065] 同时LLH信号的高低，也影响了反馈开关NM2的采样时间，LLH信号高时，时钟选择电路选择高占空比的SA-CKB作为采样信号，此时误差放大器107由于采样时间增加，采得的误差信号也相应增大。

[0066] 因此，在LLH信号为高时，实际增大了一个开关周期内对输出电压反馈端FB的采样时间，从而加快了针对开关管控制信号的调节速度。

[0067] 上述两方面的作用结果导致反馈采样电路的输出信号OCP_TR在一个周期内变化速度加快。OCP_TR信号的大小反应了负载的大小，OCP_TR信号的电压越高则负载越重，OCP_TR信号的电压越低则负载越轻。同时OCP_TR信号控制着开关晶体管的导通时间，OCP_TR信号的电压越高则导通时间越长，OCP_TR信号的电压越低则导通时间越短，OCP_TR信号变化的快慢决定了开关管在负载变化时开启时间调整的速度，并最终决定了控制环路的响应速度。

[0068] 图2中，在并联误差开关的输出端连接有由电阻R2和电容C4构成的RC滤波器，将采样信号滤波后输出到后续的开关电源控制电路。

[0069] 上述各个实施例中的开关可以采用NMOS、PMOS、晶体管等开关器件或传输门，开关的控制端即为MOS管的栅极或晶体管的基极。本领域技术人员根据传输电压，器件特性等参数选择开关类型，并对控制信号做相应的逻辑变换，对开关的简单替换显然落在本发明的保护范围之内。本领域技术人员有能力根据开关采样的一般原理，设计本发明中各个时钟的相位差，以保证采样精度，例如本发明中，如图2所示，针对图1的电路，第一时钟对产生电路产生的两个时钟SA-CKA和SA-CKB的上升沿重合，而第二时钟对产生电路产生的两个时钟CLK1和CLK2的上升沿具备一定延时。使所述第二时钟对产生器产生的两个时钟的采样有效时间段不相重合。所谓采样有效时间段，是指时钟信号使开关开启的时间，对图1至2所示的实施例中，CLK1连接的开关为PMOS管，因此低电平时间为采样有效时间，CLK2则相反。

[0070] 针对原边反馈的开关电源，采用本发明所述的加速原边反馈动态响应的开关电源变换器，对输出电压反馈端的电压变化速度进行采样检测，根据反馈电压变化速度调整开关管导通与关闭的变化速度，对开关管的调整进行加速，加快了系统的动态响应速度，应用在原边反馈类开关电源中，克服了原边反馈开关电源在反馈方式上的缺陷和不足，提高了原边反馈型开关电源的动态响应特性。

[0071] 前文所述的为本发明的各个优选实施例，各个优选实施例中的优选实施方式如果不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提，各个优选实施方式都可以任意叠加组合使用，所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明人的发明验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。