开环GNSS信号载波跟踪方法和系统转让专利
申请号 : CN201310498374.6
文献号 : CN103499824B
文献日 : 2014-06-18
发明人 : 严昆仑 , 郭文飞 , 章红平 , 牛小骥
申请人 : 武汉大学
摘要 :
本发明公开了一种资源优化的开环GNSS信号载波跟踪方法和系统，包括：对接收机接收的GNSS信号进行载波剥离和伪码相关获得I\Q积分值序列，根据I\Q积分值序列获得两组GNSS信号参数估计值，并基于两组GNSS信号参数估计值调整载波发生器和伪码发生器。本发明除了具有开环接收机利用FFT变换进行频率估计的优势外，在现有的方案上进行了优化设计，相比于FFT变换的方法，本方法较大的节省了硬件资源的开销，有效的降低了硬件设计的复杂度。
权利要求 :
1.资源优化的开环GNSS信号载波跟踪方法，其特征在于：
对接收机接收的GNSS信号进行载波剥离和伪码相关获得I\Q积分值序列，I表示对GNSS信号采样得到的中频同相信号，Q表示对GNSS信号采样得到的中频正交信号；根据I\Q积分值序列获得两组GNSS信号参数估计值，并基于两组GNSS信号参数估计值调整载波发生器和伪码发生器；所述的两组GNSS信号参数估计值为载波多普勒频率残余估计值和伪码相位误差估计值，载波多普勒频率残余估计值通过对特定频点进行离散傅里叶变换得到，特定频点数量为不小于3的奇数，序号k＝1的频点为特定频点之一，除序号k＝1的频点外，其他特定频点两个一组满足条件：同组内的特定频点序号与 的差值的绝对值相等，N为离散傅里叶变换点数，根据灵敏度要求选择不同数值。
2.如权利要求1所述的资源优化的开环GNSS信号载波跟踪方法，其特征在于：
在对特定频点进行离散傅里叶变换之前，对I\Q积分值序列进行平方。
3.如权利要求1所述的资源优化的开环GNSS信号载波跟踪方法，其特征在于：
对特定频点的进行离散傅里叶变换时，对离散傅里叶变换进行加窗处理。
说明书 :
开环GNSS信号载波跟踪方法和系统
技术领域
[0001] 本发明涉及卫星导航定位系统，尤其涉及在高灵敏度接收机中跟踪微弱卫星信号或者强度快变信号的开环GNSS信号载波跟踪方法和系统。
背景技术
[0002] GNSS（全球导航卫星系统）接收机接收开阔环境中正常强度的卫星信号，然后对信号进行捕获、跟踪和解调。卫星信号由载波、伪码和导航电文组成，由于卫星与接收机的相对运动，接收机端接收到的卫星信号的载波频率与卫星发送信号的标称频率会有区别，即存在多普勒效应。由于多普勒效应的存在，伪码相位也会发生变化。接收机进行跟踪就是为实现载波多普勒频率的估计以及码相位偏移的估计，从而调整载波发生器与伪码发生器。传统的GNSS接收机中载波多普勒频率以及码相位偏移利用闭环跟踪系统通过反馈方式实现跟踪。
[0003] 然而在卫星信号强度较弱的情况下，为了实现对卫星信号的跟踪，需要加长积分时间，降低环路更新频率。环路噪声带宽Bn与积分时间T的乘积应满足Bn*T<0.5，因此在积分时间T增大时最大环路噪声带宽Bn必须减小，此时环路很难保证稳定并且当环路噪声带宽减小后跟踪动态下降，此外噪声带宽减小后晶振相位抖动造成的影响会急剧上升。当在城市环境中，信号由于建筑遮挡等原因会出现信号强度快速变化的现象，此种环境下闭环跟踪系统也不能很好的跟踪卫星信号。
[0004] 鉴于闭环跟踪系统在上述情况下的不适用，部分接收机开始使用开环快速傅里叶变换（FFT）跟踪方法，该方法直接利用当前多对I/Q积分值的平方进行FFT变换，从而得到载波多普勒残余，在得到载波多普勒残余之后将其补偿到载波发生器中使载波发生器产生的本地载波与接收信号的载波频率同步。该方法避免了闭环系统的不稳定性，同时又具有加长积分时间带来的增益，能够较好解决上述问题。
[0005] 虽然基于FFT变换可获得较精确的频率估计值，然而直接在硬件系统中进行FFT变换相当耗费资源，而且使用不灵活且是属于计算密集型。公告号为CN100399044C的中国专利提供了一种基于信道化滤波器的开环跟踪GPS信号的方法，虽然较传统的开环FFT跟踪方法更为灵活，但却无法达到开环FFT跟踪方法的精度，且由于未对I\Q积分值进行平方操作，在进行累加积分时必须将I\Q限制在一个数据比特之内，导致灵敏度难以进一步提高。
发明内容
[0006] 针对现有技术存在的问题，本发明基于开环快速傅里叶变换（FFT）跟踪法，提供了一种资源优化的开环GNSS信号载波跟踪方法和系统。
[0007] 本发明的基本思想为：
[0008] 传统的开环快速傅里叶变换（FFT）跟踪法会计算所有频点的傅里叶变换值，但是实际应用中可能仅需少数频点的傅里叶变化值；在动态不是很大的情况下（即行人导航和市区内车辆导航情况下），残余载波多普勒频率不会发生突变，因此在进行频谱分析时只有零频附近的频率谱线有意义，其余频率点均可看作噪声谱线。基于这种思想，本发明采用仅对特定频点进行傅里叶变换来替代传统的开环快速傅里叶变换（FFT）跟踪法，在不降低跟踪性能的前提下可大大节省硬件资源的使用。
[0009] 为解决上述技术问题，本发明采用如下的技术方案：
[0010] 一、资源优化的开环GNSS信号载波跟踪方法，包括：对接收机接收的GNSS信号进行载波剥离和伪码相关获得I\Q积分值序列，I表示对GNSS信号采样得到的中频同相信号，Q表示对GNSS信号采样得到的中频正交信号；根据I\Q积分值序列获得两组GNSS信号参数估计值，并基于两组GNSS信号参数估计值调整载波发生器和伪码发生器。
[0011] 上述两组GNSS信号参数估计值为载波多普勒频率残余估计值和伪码相位误差估计值。
[0012] 所述的载波多普勒频率残余估计值通过对特定频点进行离散傅里叶变换得到，所述的特定频点数量为不小于3的奇数，序号k=1的频点为特定频点之一，除序号k=1的频点外，其他特定频点两个一组满足条件：同组内的特定频点序号与 的差值的绝对值相等，N为离散傅里叶变换点数，根据灵敏度要求可选择不同数值。
[0013] 作为优选：在对特定频点进行离散傅里叶变换之前，对I\Q积分值序列进行平方。
[0014] 作为优选：对特定频点进行离散傅里叶变换时，对离散傅里叶变换进行加窗处理。
[0015] 二、资源优化的开环GNSS信号载波跟踪系统，包括：
[0016] 基带相关器通道，用来对接收机接收的GNSS信号进行载波剥离和伪码相关获得I\Q积分值序列；
[0017] 频谱分析模块，用来对同一码相位延时的I\Q积分值序列进行离散傅里叶变换获得载波多普勒频率残余估计值；
[0018] 码误差鉴定模块，用来基于超前码I\Q积分值和滞后码I\Q积分值获得伪码相位误差估计值；
[0019] 调整模块，用来利用载波多普勒频率残余估计值和码相位误差估计值调整载波发生器和伪码发生器。
[0020] 上述基带相关器通道数量不少于1个，各基带相关器通道用来对各不同卫星的GNSS信号进行载波剥离与伪码相关，所述的频谱分析模块数量为1，各基带相关器通道分别通过一FIFO模块缓存模块与频谱分析模块相连。
[0021] 由于闭环跟踪系统在弱信号以及信号强度快变的情况下性能较差，接收机开始使用开环跟踪系统，然而开环跟踪系统中FFT模块的引入大大增加了硬件的复杂度以及资源的使用量。资源的增加也使得硬件的功耗和面积增加。为了具有开环FFT跟踪的性能，同时降低硬件资源的开销，本发明提出了一种资源优化了的开环GNSS信号载波跟踪方法。
[0022] 而本发明基于FFT方法，对FFT方法进行裁剪，得到的精度和相同点数FFT变换方法相同，使用的硬件资源却更少，而这也正是本发明的创新之处。
[0023] 本发明除了具有开环接收机利用FFT变换进行频率估计的优势外，在现有的方案上进行了优化设计，相比于FFT变换的方法，本方法较大的节省了硬件资源的开销，有效的降低了硬件设计的复杂度。
附图说明
[0024] 图1为开环跟踪GPS卫星信号的流程图；
[0025] 图2为具体实施方式中基带相关器通道的工作过程示意图；
[0026] 图3为具体实施方式中及时码I\Q积分序列波形图；
[0027] 图4为具体实施方式中频谱分析模块工作过程示意图；
[0028] 图5为具体实施方式中码误差鉴定模块工作过程示意图；
[0029] 图6为具体实施方式中频谱分析模块共享原理框图。
具体实施方式
[0030] 以下结合附图和实施例详细说明本发明的技术方案。下面的描述和附图仅为本发明的具体实施方式，并不限制本发明。
[0031] 下面以GPS卫星信号为例进一步解释本发明涉及的相关公知技术及发明点。
[0032] 图1为开环跟踪GPS卫星信号流程图，开环跟踪GPS卫星信号包括码跟踪和载波跟踪。首先，接收机通过天线接收GPS卫星信号，GPS卫星信号经接收机射频前端处理，依次经放大、滤波、下混频及模数转换（A/D）后采样得到中频（IF）同相信号与中频（IF）正交信号。接着，以中频同相信号为实部、以中频正交信号为虚部构成复数形式的中频数字信号，对中频数字信号进行载波剥离和伪码相关，并累加得到I\Q积分值序列，I表示中频同相信号，Q表示中频正交信号。然后，对同一伪码相位延时的I\Q积分值序列进行频谱分析得到载波多普勒频率残余估计值。最后，利用伪码发生器207产生的超前码、滞后码计算伪码相位误差估计值。最后，根据多普勒频率残余估计值和伪码相位误差估计值调整载波发生器202和伪码发生器207，即，将载波多普勒频率残余估计值直接补偿到载波发生器中，利用载波辅助伪码的方法补偿伪码发生器频率。
[0033] 图2为基带相关器通道的工作过程示意图，即中频数字信号的载波剥离及伪码相关过程示意图，具体为对中频同相信号200及中频正交信号201进行载波剥离及伪码相关。载波发生器202生成相位相差90度的本地余弦载波信号和本地正弦载波信号，载波发生器
202生成的信号经复数乘法模块204与中频同相信号200、中频正交信号201进行复数相乘得到实部信号205与虚部信号206，该获得实部信号205与虚部信号206的过程为载波剥离过程。载波发生器202生成的本地载波信号与中频同相信号200、中频正交信号201的频率差即为载波多普勒频率残余。
202生成的信号经复数乘法模块204与中频同相信号200、中频正交信号201进行复数相乘得到实部信号205与虚部信号206，该获得实部信号205与虚部信号206的过程为载波剥离过程。载波发生器202生成的本地载波信号与中频同相信号200、中频正交信号201的频率差即为载波多普勒频率残余。
[0034] 伪码发生器207生成超前码208、及时码209及滞后码210。此外，伪码发生器207还根据实际需要可生成多组不同码相位偏移的伪码211和212，可用于码相位误差估计时进行插值估计从而提高估计精度，208、209和210等码相位偏移量也可根据需要进行调整。将载波剥离获得的实部信号205和虚部206分别与伪码相关，213-218为相关器。积分-清除器对各相关值进行积分得到I\Q积分值序列219-224，其中，219和222为超前码I\Q积分值，220和223为及时码I\Q积分值，221和224为滞后码I\Q积分值。
[0035] 图3为及时码I\Q积分值对220与223的波形图，超前码I\Q积分值对219与222、滞后码I\Q积分值对221与224波形图与及时码I\Q积分值对相同，但幅度稍小。图3中I\Q积分存在旋转，该旋转由载波多普勒频率残余造成，载波跟踪的目的就是为了计算该载波多普勒频率残余大小。此外，I\Q积分在旋转过程中，存在180度的相位翻转，该翻转由调制的导航电文数据比特的翻转造成。
[0036] 对载波剥离、伪码相关后得到的I\Q积分值序列进行离散傅里叶变换获得载波多普勒频率残余估计值。所采用的离散傅里叶变换公式为如下：
[0037]
[0038] 其中：
[0039] N为傅里叶变换点数，根据灵敏度要求可选择不同数值；
[0040] x(i)为待进行傅里叶变换的复数序列，即I\Q积分值序列；
[0041] i、k为离散序列的时间索引值。
[0042] 目前载波跟踪中，基于离散傅里叶变换的频谱分析法会对所有频点进行分析，然而高频分量为噪声，在动态不是很大的情况下，载波多普勒频率残余值不会发生突变，因此在进行频谱分析时，只有零频附近的频率谱线有意义，其余频点均可看作噪声谱线。所以，可以仅计算部分低频频点的傅里叶变换值，这样在保证精度前提下，还会降低硬件资源，节省数据处理时间。
[0043] 具体实施时，可以仅选择计算三个频点的傅里叶变换值，所选择的三个频点在离散频点中的序号k为：k=1,k=M,k=N-M+2，其中，M为大于1的正整数，且 M优选为2。除k=1频点外，选择的其他两个频点的序号与 的差值的绝对值相等。
[0044] 为了提高数据分析精度，也可根据实际情况增加进行傅里叶变换的频点。选择进行傅里叶变换的频点数量为不小于3的奇数；离散频点中序号k=1的频点为必选频点；除k=1频点外，选择的其他频点的两个一组满足条件：同组内的频点序号与的差值的绝对值相等。例如，选择进行傅立叶变换的五个频点在离散频点中的序号为：k=1,k=2,k=3,k=N-1,k=N，除k=1频点外，k=2、k=N频点为一组，该组频点的序号与 的差值的绝对值相等；k=3和k=N-1频点为另一组，该组频点的序号与 的差值的绝对值相等。
[0045] 下面以离散频点中序号k=1,k=2,k=N的三个频点为例，进一步说明本发明频谱分析的具体实施过程，见图4。
[0046] 由 公 式（1） 可 得：X(1)为零频点的傅里叶变换值，X(2)为Δfr处傅
里叶变换值，X(N)为-Δfr处傅里叶变换值，Δfr为相邻两频点之间频率间隔，即傅里叶变换的频率分辨率。
里叶变换值，X(N)为-Δfr处傅里叶变换值，Δfr为相邻两频点之间频率间隔，即傅里叶变换的频率分辨率。
[0047] 以图3中及时码I\Q积分值220与223为例，选择离散频点中序号k=1,k=2,k=N的三个频点进行频谱分析，见图4。信号220表达式为 信号223表达式为 信号220和信号223的复数形式为 其中，
D为调制的导航电文，A为信号幅度，Δω为载波多普勒频率残余， 为初相位，j为虚数单位，t表示时间。为了去掉导航电文的影响，复数平方模块300对IQ进行平方操作，得到S不受导航电文比特翻转的影响，且S的频率为载波多普勒频
率残余的2倍。信号314为S的实部，信号315为S的虚部。
D为调制的导航电文，A为信号幅度，Δω为载波多普勒频率残余， 为初相位，j为虚数单位，t表示时间。为了去掉导航电文的影响，复数平方模块300对IQ进行平方操作，得到S不受导航电文比特翻转的影响，且S的频率为载波多普勒频
率残余的2倍。信号314为S的实部，信号315为S的虚部。
[0048] 旋转因子查找模块（301、302、303、304）存储于接收机的ROM存储器中，用于查找旋转因子。所述的旋转因子查找模块主要包括余弦查找表301、303和正弦查找表302、304。余弦查找表301和正弦查找表302用来产生计算X(2)所需的旋转因子余弦查找表301内容为 正弦查找表302内容为余弦查找表303和正弦查找表304产生计算X(N)所需的旋转
因子 余弦查找表303内容为 正弦
查找表304内容为
因子 余弦查找表303内容为 正弦
查找表304内容为
[0049] 旋转因子查找模块输出的复数信号与信号314、信号315组成的复数信号经复数乘法器305进行复数相乘，并在复数积分清除器307中进行累加，累加结果即为傅里叶变换值X(2)。同理，旋转因子查找模块输出的复数信号与信号314、信号315组成的复数信号经复数乘法器306进行复数相乘，并在复数积分清除器309中进行累加，累积结果即为傅里叶变换值X(N)。直接对信号314和信号315组成的复数信号在复数积分清除器308中进行累加可得傅里叶变换值X(1)。
[0050] 复数取模模块310、311、312分别对傅里叶变换值X(1)、X(2)、X(N)进行取模运算，将取模运算结果交给频率插值模块313进行插值运算，从而获得载波多普勒频率残余估计值。本具体实施中，为了提高估计精度，根据单频信号傅里叶变换主瓣内两条谱线的幅度变换来进行插值运算。
[0051] 为了减小频谱泄露影响，可以设计不同窗函数，实施过程中，将窗函数分别与对应的旋转因子相乘，将乘积放入查找表301、302、303、304中取代对应的原始旋转因子；并采用另一窗函数的波表分别与信号314、信号315的输出进行加窗累积。
[0052] 频率插值时，不同窗函数对应不同的频率插值方法。由于复数平方模块300对信号进行了复数平方运算，频率插值模块313得到的频率值为实际载波多普勒频率残余的两倍。
[0053] 根据运算速度需要，频谱分析可在微处理器（例如：DSP）中实现，或者在拥有较强并行计算能力的器件（例如：FPGA或ASIC）中实现。频谱分析中的部分运算可采用近似算法，例如，复数取模运算可采用Robertson近似算法。取模中的开方运算 可以用 来替代。
[0054] 若要实现频率间隔的可调或者频率点的可调，可采用数控振荡器（NCO）替代图4中的旋转因子查找模块，从而可动态生成不同的旋转因子。此外，由于FFT变换的最大幅值和次大幅值之间存在固定关系，所以可通过两个频率谱线计算更加精确的频率值，但为了找到最大值和次大值，最少需要三个频率谱线，因此本发明中最少计算三个频率点的傅里叶变换。
[0055] 本具体实施中，在不加窗情况下，频率计算方法为 其中，A1为傅里叶变换幅度最大值；A2为傅里叶变换幅度次大值；Δfr为相邻两频点之间频率间隔，即傅里叶变换的频率分辨率；δ为精确的频率估计值到幅度最大值频率的偏差，因此最终估计频率值为 为幅度最大处A1处的频率值，正负号的选择根据A1和A2的相对位置进行确定。
[0056] 伪码相位误差通过超前码I\Q积分值和滞后码I\Q积分值获得，或者直接根据相关峰曲线进行插值获得，因此，基带相关器通道内可使用多组具有不同码相位偏移的相关器组。
[0057] 图5为码误差鉴定模块工作过程示意图，超前码I\Q积分值219和222、滞后码I\Q积分值221和224分别经共轭相乘模块400和401得到对应的模平方Ei2和 依次经积分-清除模块402和开方模块404得E， 依次经积分-清除模块403和开方模块405得L，码鉴相器模块406计算鉴相结果 根据鉴相结果δC调整伪码发生器207。
[0058] 本具体实施方式中仅对超前码积分结果和滞后码积分结果进行码鉴相，实际中可根据需要对更多码相位延迟的积分结果进行码鉴相，从而使得鉴相结果更加精确。此外，各码相位之间的伪码相位偏移量可根据需要设定，本具体实施中使用0.5码片的码相位偏移。
[0059] 图6为本具体实施中频谱分析模块共享原理框图。中频数字信号200和201经基带相关器通道230-233得到I\Q积分值，图2即为基带相关器通道230-233的具体结构，各基带相关器通道负责捕获跟踪某颗卫星信号。图4为频谱分析模块的具体结构。见图6，220和223表示某卫星信号及时码I\Q积分值，234和235、236和237、238和239等为其他卫星信号及时码I\Q积分值。由于频谱分析模块345被所有基带相关器通道共享，所以基带相关器通道230-233完成N点积分后，N组积分结果在频谱分析模块345中进行批处理频谱分析。不同基带相关器通道的N组积分结果需要先进行缓存。基带相关器通道每完成一次积分就将I/Q积分结果存入相应的FIFO模块中。当某个FIFO模块中存放数据达到N组后，就会给出数据就绪标志，如FIFO缓存模块240中存入N组I\Q积分值后，标志信号244会给出标志位，频谱分析模块345检测到标志信号244的标志位后即读入FIFO缓存模块240缓存的N组数据220和223进行频谱分析处理。FIFO缓存模块241～243功能同FIFO缓存模块240，但内部存放的是不同卫星信号的及时码I\Q积分值。当几个FIFO缓存模块的数据就绪标志同时有效时，频谱分析模块345根据设定的基带相关器通道间优先级进行处理，例如，对几个FIFO缓存模块中的数据进行顺序处理，优先级从240-243依次下降。由于基带相关器需要进行积分，所以通常基带相关器通道230-233输出数据的时间间隔为积分时间，比如1ms，因此，FIFO缓存模块输入频率为1KHz，而频谱分析模块345工作时钟可根据器件的工作主频设置得更高，不同时钟频率也要求数据进入FIFO进行缓冲，同时345的高时钟频率可以降低各个通道之间处理的延时，使得所有通道的频谱分析处理更加实时。