本发明公开一种双向直流/直流转换器的控制方法，该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关、一箝位开关及一箝位电容，而该高压侧具有数个高压侧开关；将该直流/直流转换器操作于升压模式时，该箝位开关于该低压侧开关全部导通前导通一切换责任周期，并使该箝位开关的切换责任周期小于该低压侧开关的截止时间，以减少该低压侧开关及该箝位开关的导通损失；或，将该直流/直流转换器操作于降压模式时；将操作该低压侧开关的责任周期延长至该高压侧开关的截止时间区间内，如此使该低压侧开关因此减少导通损失。利用本发明，可提升电能转换效率及降低制造成本。
1.一种双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，包含：
将一直流/直流转换器操作于升压模式，且该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关、一箝位开关及一箝位电容，且该低压侧开关包含两个第一开关及两个第二开关；操作该低压侧开关的两个第一开关及两个第二开关之间形成切换导通及截止；及先将该低压侧开关的两个第一开关或两个第二开关切换形成导通，再将该箝位开关于该低压侧开关全部导通前才导通一切换责任周期，使该箝位开关的切换责任周期小于该低压侧开关的截止时间。
2.依权利要求1所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述箝位开关减小切换责任周期，使该箝位电容的充电及放电时间及电流减小，如此所述箝位电容降低其所需的电容值。
3.依权利要求1所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，由于该两个第一开关或该两个第二开关截止瞬间，且一二极管反向并联于该箝位开关，该箝位电容是经该箝位开关的反向并联二极管进行箝位，该箝位开关不导通，而为了使该箝位电容释能及使该低压侧开关于导通时能达成零电压切换，该箝位开关必须于该低压侧开关全部导通前导通，因此缩小该箝位开关的切换责任周期。
4.一种双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，包含：
将一直流/直流转换器操作于降压模式，且该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关，该高压侧具有数个高压侧开关，且该数个高压侧开关的截止时间区间大于导通时间区间；及操作该低压侧开关的责任周期延长至该高压侧开关的截止时间区间内，且该低压侧开关的责任周期延长为一驱动信号提前一预定时间，且该低压侧开关的责任周期延长为该驱动信号延迟一预定时间；
5.依权利要求4所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关的驱动信号与所述高压侧开关的驱动信号关系需存在提前及/或延迟一预定时间，所述低压侧开关的导通区间与所述高压侧开关的导通区间存在提前及/或延迟该预定时间，以避免当所述高压侧开关导通时，全部的所述低压侧开关导通而造成短路。
6.依权利要求4所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关包含四个低压侧开关，两个所述低压侧开关的驱动信号为相同信号，且另两个所述低压侧开关的驱动信号为相同信号。
7.依权利要求4所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关的责任周期包括所述高压侧开关的截止时间区间的一部分。
8.依权利要求4所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关选自一低耐压开关。
9.依权利要求4所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述高压侧开关选自一高耐压开关。
10.一种双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，包含：
将一直流/直流转换器操作于升压模式，且该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关、一箝位开关及一箝位电容，而该低压侧开关包含两个第一开关及两个第二开关，且该高压侧具有数个高压侧开关，且该数个高压侧开关的截止时间区间大于导通时间区间；
操作该低压侧开关的两个第一开关及两个第二开关之间形成切换导通及截止；
先将该低压侧开关的两个第一开关或两个第二开关切换形成导通，再将该箝位开关于该低压侧开关全部或一部分导通前导通一切换责任周期，使该箝位开关的切换责任周期小于该低压侧开关的截止时间；
将操作该低压侧开关的责任周期延长至该高压侧开关的截止时间区间内，且该低压侧开关的责任周期延长为一驱动信号提前一预定时间及延迟一预定时间，如此该低压侧开关减少导通损失。
11.依权利要求10所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述箝位开关减小切换责任周期，使所述箝位电容的充电及放电时间及电流减小，如此所述箝位电容降低其所需的电容值。
12.依权利要求10所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关的驱动信号与所述高压侧开关的驱动信号关系需存在提前及/或延迟一预定时间，所述低压侧开关的导通区间存在提前及/或延迟该预定时间，以避免当所述高压侧开关导通时，全部的所述低压侧开关导通而造成短路。
13.依权利要求10所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关包含四个低压侧开关，两个所述低压侧开关的驱动信号为相同信号，且另两个所述低压侧开关的驱动信号为相同信号。
14.依权利要求10所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述低压侧开关的责任周期包括所述高压侧开关的截止时间区间的一部分。
15.依权利要求10所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，由于该两个第一开关或该两个第二开关截止瞬间，且一二极管反向并联于该箝位开关，该箝位电容是经该箝位开关的反向并联二极管进行箝位，该箝位开关不导通，而为了使该箝位电容释能及使该低压侧开关于导通时能达成零电压切换，该箝位开关必须于该低压侧开关全部导通前导通，因此缩小该箝位开关的切换责任周期。
16.依权利要求10所述的双向直流/直流转换器的控制方法，其特征在于，所述高压侧开关选自一高耐压开关。
双向直流/直流转换器的控制方法
技术领域
[0001] 本发明是关于一种双向直流/直流转换器的控制方法，特别是关于一种提升电能转换效率的双向直流/直流转换器的控制方法。
背景技术
[0002] 常用双向直流/直流转换器，例如：美国专利公开第20090059622号的″双向直流/直流转换器及其控制方法″专利申请案，其揭示一种双向直流/直流转换器具有一变压器连接于一电压型全桥电路〔voltage type full bridge circuit〕及一电流型切换电路〔current type switching circuit〕。该电压型全桥电路连接于一第一电源，而该电流型切换电路连接于一第二电源。一电压箝制电路〔voltage clamping circuit〕由数个切换元件〔switching elements〕组成，且一箝制电容器〔clamping capacitor〕连接于该电流型切换电路。该双向直流/直流转换器具有一控制电路用以协调该切换元件动作，以便控制一流通电流于一谐振电抗器〔resonance reactor〕内。
[0003] 另一常用双向直流/直流转换器，例如：美国专利公开第20120098341号的″双向直流/直流转换器及其控制方法″专利申请案，其揭示一种双向直流/直流转换器包含一变压器、数个切换电路〔switching circuit〕、一二极管连接一开关、数个平滑化电容器及一控制单元。一第一电源及一第二电源并联于该平滑化电容器，以便双向传送电力。当自该第一电源传送至该高压电源时，该开关维持在ON状态。反之，当自该第二电源传送至该第一电源时，该开关维持在OFF状态，以防止该第一电源的逆向电力〔reverse electrical power flow〕。
[0004] 然而，前述美国专利公开第20090059622号及第20120098341号的双向直流/直流转换器仍需要进一步改良，且其必然存在进一步提升电能转换效率的需求。前述美国专利及专利申请案仅为本发明技术背景的参考及说明目前技术发展状态而已，其并非用以限制本发明的范围。
[0005] 有鉴于此，本发明为了满足上述需求，其提供一种双向直流/直流转换器的控制方法，其将一直流/直流转换器的升压模式〔boost mode〕或降压模式〔buck mode〕进行适当调整操作，以达成提升电能转换效率及降低制造成本的目的。
发明内容
[0006] 本发明较佳实施例的主要目的是提供一种双向直流/直流转换器的控制方法，该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该直流/直流转换器操作于升压模式时，将低压侧的一箝位开关的切换责任周期缩小，且可将一箝位电容的电容值减少，以达成提升电能转换效率及降低制造成本的目的。
[0007] 为了达成上述目的，本发明采用以下技术方案：
[0008] 一种双向直流/直流转换器的控制方法，包含：
[0009] 将一直流/直流转换器操作于升压模式，且该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关、一箝位开关及一箝位电容；
[0010] 将该箝位开关操作于一切换责任周期；
[0011] 其中该箝位开关的切换责任周期小于该低压侧开关的截止时间，以缩短该箝位电容的充放电时间，可减少该箝位电容的电容值及电流。
[0012] 本发明另一较佳实施例的另一目的是提供一种双向直流/直流转换器的控制方法，其将一直流/直流转换器操作于降压模式时，且该直流/直流转换器具有数个高压侧开关，将数个低压侧开关的责任周期延长至该高压侧开关的截止时间区间内，以减少该低压侧开关的导通损失，以达成提升电能转换效率的目的。
[0013] 为了达成上述目的，本发明另一较佳实施例的双向直流/直流转换器的控制方法包含：
[0014] 将一直流/直流转换器操作于降压模式，且该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关，该高压侧具有数个高压侧开关；
[0015] 将操作该低压侧开关的责任周期延长至该高压侧开关的截止时间区间内；
[0016] 如此该低压侧开关可减少导通损失。
[0017] 本发明另一较佳实施例的另一目的是提供一种双向直流/直流转换器的控制方法，其将一直流/直流转换器操作于升压模式时，将一箝位开关于全部低压侧开关导通前导通一切换责任周期，并使该箝位开关的切换责任周期小于该低压侧开关的截止时间，将该箝位开关的切换责任周期缩小，且可将一箝位电容的电容值减少，以达成提升电能转换效率及降低制造成本的目的；将该直流/直流转换器操作于降压模式时，将该低压侧开关的责任周期延长至数个高压侧开关的截止时间区间内，以减少该低压侧开关的导通损失，以达成提升电能转换效率的目的。
[0018] 为了达成上述目的，本发明另一较佳实施例的双向直流/直流转换器的控制方法包含：
[0019] 将一直流/直流转换器操作于升压模式，且该直流/直流转换器包含一低压侧及一高压侧，该低压侧具有数个低压侧开关、一箝位开关及一箝位电容，而该高压侧具有数个高压侧开关；
[0020] 将该箝位开关操作于一切换责任周期；该箝位开关于该低压侧开关全部导通前导通一切换责任周期，并使该箝位开关的切换责任周期小于该低压侧开关的截止时间，以缩短该箝位电容的充放电时间，可减少该箝位电容的电容值及电流；
[0021] 或，将该直流/直流转换器操作于降压模式；
[0022] 将数个低压侧开关的责任周期延长至该高压侧开关的截止时间区间内，以减少该低压侧开关的导通损失。
[0023] 本发明较佳实施例的该低压侧开关选自一低耐压开关。
[0024] 本发明较佳实施例的该高压侧开关选自一高耐压开关。
[0025] 本发明较佳实施例的该箝位电容降低其所需的电容值。
[0026] 本发明较佳实施例的该低压侧开关的责任周期包括该高压侧开关的截止时间区间的一部分。
[0027] 本发明的优点在于：
[0028] 使用本发明的双向直流/直流转换器的控制方法，可提升电能转换效率及降低制造成本。
附图说明
[0029] 图1是本发明较佳实施例采用双向直流/直流转换器的示意图。
[0030] 图2是图1的双向直流/直流转换器在升压模式中尚未执行本发明控制方法前的开关驱动信号、箝位开关责任周期及箝位开关电流的波形示意图。
[0031] 图3是本发明第一较佳实施例的双向直流/直流转换器的控制方法在升压模式中采用的开关驱动信号、箝位开关责任周期及箝位开关电流的波形示意图。
[0032] 图4是图1的双向直流/直流转换器在降压模式中尚未执行本发明控制方法前的高压侧、低压侧功率开关驱动信号及低压侧二极管电流的波形示意图。
[0033] 图5是本发明第二较佳实施例的双向直流/直流转换器的控制方法在降压模式中采用高压侧、低压侧功率开关驱动信号及低压侧二极管电流的波形示意图。
具体实施方式
[0034] 为了充分了解本发明，于下文将举例较佳实施例并配合附图作详细说明，且其并非用以限定本发明。
[0035] 本发明较佳实施例采用双向直流/直流转换器的控制方法适用于各种双向直流/直流转换器，例如：电流馈入式升压型转换器，但其并非用以限制本发明。
[0036] 图1揭示本发明较佳实施例采用双向直流/直流转换器的示意图。请参照图1所示，本发明的双向直流/直流转换器1包含一变压器，且该变压器具有一低压侧〔左侧〕及一高压侧〔右侧〕。该低压侧具有一电感Lin、数个低压侧开关〔S1、S2、S3、S4〕、数个与低压侧开关反向并联的二极管、一箝位开关Sc及一箝位电容Cc，且该箝位开关Sc及箝位电容Cc组成一箝位电路10，该低压侧开关S1、S2、S3、S4形成一全桥式转换器。相对的，该高压侧具有数个高压侧开关〔G1、G2〕、数个与高压侧开关反向并联的二极管及数个电容C0、C1、C2，该高压侧开关G1、G2与该电容C1、C2组成一半桥式转换器。
[0037] 图2揭示图1的双向直流/直流转换器在升压模式中尚未执行本发明控制方法前的开关驱动信号、箝位开关责任周期及箝位开关电流的波形示意图。请参照图1及图2所示，将该直流/直流转换器1操作在升压模式时，该低压侧开关S1、S4的驱动信号为相同信号，且该低压侧开关S2、S3的驱动信号为相同信号。当该低压侧开关S1、S2、S3、S4的其中两个开关S1、S4或S2、S3截止时，该箝位开关Sc导通，如图2的第一至三波形所示。当该低压侧开关S1、S2、S3、S4的其中两个开关S1、S4或S2、S3截止瞬间时，该箝位开关Sc导通，该箝位电容Cc经该箝位开关Sc的反向并联二极管与该低压侧开关S1、S2、S3、S4组成的全桥式转换器并联，用以作为该低压侧开关S1、S2、S3、S4的电压箝制，以避免该低压侧开关S1、S2、S3、S4截止时产生过电压。此时，该箝位电容Cc进行储能，而储存在箝位电容Cc的能量可经由该箝位开关Sc对变压器漏感〔leakage〕释能，以使该低压侧开关S1、S2、S3、S4于导通时能达成零电压切换。但当该箝位开关Sc的责任周期(duty cycle)过大时，造成该箝位开关Sc的电流I(Sc)较大，使该低压侧开关S1、S2、S3、S4及该箝位开关Sc产生较多的导通损失，如图2的第四波形所示。因此，为了减少导通损失，该箝位开关Sc的切换责任周期(duty cycle)必须缩小。
[0038] 图3揭示本发明第一较佳实施例的双向直流/直流转换器的控制方法在升压模式中采用的开关驱动信号、箝位开关责任周期及箝位开关电流的波形示意图，其对应于图2。由于该低压侧开关S1、S2、S3、S4的其中两个开关S1、S4或S2、S3截止瞬间，该箝位电容Cc是经该箝位开关Sc的反向并联二极管作电压箝位，该箝位开关Sc可不导通，而为了使该箝位电容Cc释能及使该低压侧开关S1、S2、S3、S4于导通时能达成零电压切换，该箝位开关Sc必须于该低压侧开关S1、S2、S3、S4全部导通前导通，因此可缩小该箝位开关Sc的切换责任周期，请参照图1及图3所示，本发明第一较佳实施例将该箝位开关Sc的切换责任周期进行缩小〔如图3的箭头所示〕，该箝位开关Sc只在该低压侧开关S1、S2、S3、S4全部导通前导通，本发明第一较佳实施例采用该箝位开关Sc的切换责任周期小于该低压侧开关S1、S2、S3、S4的其中两开关S1、S4或S2、S3同时截止的时间，如图3的第一至三波形所示。如此，该箝位开关Sc的导通电流I(Sc)较小，使该低压侧开关S1、S2、S3、S4及该箝位开关Sc产生的导通损失可适当减少，如图3的第四波形所示
[0039] 请再参照图1及图3所示，由于该箝位开关Sc的切换责任周期减少，且该箝位电容Cc的充电及放电时间缩短，该箝位电容Cc的充电及放电电流减小，因此减少该低压侧开关S1、S2、S3、S4及该箝位开关Sc的导通损失。如此，本发明第一较佳实施例的该直流/直流转换器1的箝位电容Cc降低其所需电容值的箝位电容。
[0040] 图4揭示图1的双向直流/直流转换器在降压模式中尚未执行本发明控制方法前的高压侧、低压侧功率开关驱动信号及低压侧二极管电流的波形示意图。请参照图1及图4所示，将该直流/直流转换器1操作在降压模式时，该高压侧开关G1、G2的责任周期小于0.5，且该高压侧的该高压侧开关G1、G2轮流导通，该低压侧开关S1、S2、S3、S4全部截止时，电流可流经该低压侧开关S1、S2、S3、S4的反向并联二极管。然而，由于该低压侧开关S1、S2、S3、S4的反向并联二极管的导通压降大于低压侧开关S1、S2、S3、S4的导通压降，如此便造成该低压侧电路较大的导通损失。为了降低该低压侧电路的导通损失，可采用同步整流技术。由于该低压侧开关S1、S2、S3、S4导通压降小于其反向并联二极管的导通压降，因此利用该低压侧开关S1、S2、S3、S4的导通，使电流流经该低压侧开关S1、S2、S3、S4而不流经其反向并联二极管，便可降低该低压侧电路的导通损失。请参照图1及图4所示，利用同步整流技术，当该高压侧开关G1导通时，该低压侧开关S1、S4必须同步导通进行整流，如图4的第一及三波形所示。当该高压侧开关G2导通时，该低压侧开关S2、S3必须同步导通进行整流，如图4的第二及四波形所示。但采用同步整流技术时，当该高压侧开关G1、G2皆截止时，该低压侧开关S1、S2、S3、S4也截止，此为飞轮模式〔fly-wheel mode〕。在飞轮模式下该低压侧开关S1、S2、S3、S4的反向并联二极管同时导通〔如图4的箭头所示〕，此时仍会产生比低压开关导通较大的电压降，如图4的第五及六波形所示。此时，在低压侧将产生较大的导通损失。
[0041] 图5揭示本发明第二较佳实施例的双向直流/直流转换器的控制方法在降压模式中采用高压侧、低压侧功率开关驱动信号及低压侧二极管电流的波形示意图，其对应于图4。请参照图1及图5所示，本发明第二较佳实施例中该高压侧开关G1、G2的责任周期小于
0.5，该高压侧开关G1、G2轮流导通。位于该低压侧的该低压侧开关S1、S2、S3、S4的驱动信号与该高压侧开关G1、G2的驱动信号关系需存在提前及/或延迟一预定时间Δt，即其导通区间存在提前及/或延迟一预定时间，以避免当该高压侧开关G1、G2导通时，该低压侧的全部低压侧开关S1、S2、S3、S4导通而造成短路。
[0042] 当该高压侧开关G1截止时，该低压侧开关S2、S3经延迟该预定时间Δt后才导通，于延迟的该预定时间Δt内低压侧的电流将流经该低压侧开关S2与S3的反向并联二极管〔如图5的箭头所示〕，经延迟该预定时间Δt后低压侧的电流便流经该低压侧开关S2、S3，如图5的第一、四及六波形所示。
[0043] 反之，当该高压侧开关G1导通时，该低压侧开关S2、S3须提前该预定时间Δt截止，于提前的该预定时间Δt内该低压侧的电流流经该低压侧开关S2与S3的反向并联二极管〔如图5的箭头所示〕，经提前的该预定时间Δt之前该低压侧的电流便流经该低压侧开关S2、S3，如图5的第一、四及六波形所示。
[0044] 当该高压侧开关G2截止时，该低压侧开关S1、S4经延迟该预定时间Δt后导通，于延迟的该预定时间Δt内该低压侧的电流流经该低压侧开关S1与S4的反向并联二极管〔如图5的箭头所示〕，经延迟的该预定时间Δt后该低压侧的电流便流经该低压侧开关S1、S4，如图5的第二、三及五波形所示。
[0045] 反之，当该高压侧开关G2导通时，该低压侧开关S1、S4经提前该预定时间Δt截止，于提前的该预定时间Δt内该低压侧的电流流经该低压侧开关S1与S4的反向并联二极管〔如图5的箭头所示〕，经提前的该预定时间Δt之前该低压侧的电流便流经该低压侧开关S1、S4，如图5的第二、三及五波形所示。
[0046] 由于电流仅于延迟的该预定时间Δt内流经反向并联二极管，因此可降低该低压侧开关S1、S2、S3、S4的反向并联二极管的导通损失，如图5的第五及六波形所示，在该高压侧开关G1或G2截止时，经延迟该预定时间Δt后该低压侧开关S2、S3或S1、S4便导通，因此该低压侧的电流仅于延迟的该预定时间Δt内流经该低压侧开关S2、S3或S1、S4的反向并联二极管。
[0047] 由于该低压侧电流仅于提前的该预定时间Δt内流经反向并联二极管，因此可降低该低压侧开关S1、S2、S3、S4的反向并联二极管的导通损失，如图5的第五及六波形所示，在该高压侧开关G1或G2导通时，经提前的该预定时间Δt前该低压侧开关S2、S3或S1、S4截止，因此该低压侧的电流仅于提前的该预定时间Δt内低压侧的电流流经该低压侧开关S2、S3或S1、S4的反向并联二极管。
[0048] 请参照图5所示，该低压侧开关S1、S2、S3、S4的责任周期延长至该高压侧开关G1、G2的截止时间区间内的至少一部分，以减少该低压侧开关的导通损失。例如，该低压侧开关S1、S4的责任周期〔如图5的第三波形的波峰〕调整延长至该高压侧开关G1的截止时间区间〔如图5的第一波形的波谷〕内。该低压侧开关S2、S3的责任周期〔如图5的第四波形的波峰〕也调整延长至该高压侧开关G2的截止时间区间〔如图5的第二波形的波谷〕内。
[0049] 另外，本发明第三较佳实施例将该直流/直流转换器1具有前述升压模式及降压模式的组合，如此其可选择切换操作在第一较佳实施例的升压模式或第二较佳实施例的降压模式，于此并入参考前述说明，不予一一详细赘述。
[0050] 前述较佳实施例仅举例说明本发明及其技术特征，该实施例的技术仍可适当进行各种实质等效修饰及/或替换方式予以实施；因此，本发明的权利范围须视后附权利要求范围所界定的范围为准。
