基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法

摘要

本发明涉及基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，一种基于分数阶傅里叶域信道化，在脉内对宽带线性调频信号进行多假目标欺骗的干扰方法，属于电子干扰技术领域。本发明提出的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带LFM信号多假目标干扰方法利用分数阶傅里叶变换对非平稳信号的能量聚焦性，可以将宽带线性调频信号均聚焦到一个信道内输出，保证了信号的完整性，很好地解决了宽带LFM信号在传统傅里叶域信道化中能量会溢出到两个或更多的信道中，造成信号的能量削弱和波形的失真；同时降低了DRFM系统的瞬时带宽要求。

权利要求

1.基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，其特征在于：步骤一、根据雷达发射的线性调频信号x(n)的调频率μ选定分数阶傅里叶域的变换阶次p及分数阶傅里叶域相对于傅里叶域的逆时针旋转角度α，α＝pπ/2，构建分数阶傅里叶域滤波器组{hk,p(n)}k＝0,1,…K-1；

其中 为传统傅里叶域的带通滤波器组，

为传统傅里叶域的高通滤波器；hk(n)＝h0(n)为传统傅里叶域的低通滤波器；

K为信道数，K为2的幂次方；n为滤波器的点数；△t为采样间隔，△t＝1/fs，fs为采样频率；p＝-2arccot(2πμ)/π；

步骤二、开启干扰机的接收模块，对截获到的雷达信号x(n)进行间歇采样，采样波门函数为p(n)，其中：

采样完成后关闭接收模块；采样得到的信号为s(n)其中，k'为离散点数，取值为0到N1中的自然数；p(n)是宽度为N1、重复间隔为N2的周期方波序列，N2的取值范围为(1/B～T/2)fs，B为雷达脉冲信号的带宽，T为雷达脉冲信号的重复周期，周期序列占空比为 r为p(n)的循环周期数目；

步骤三、用步骤一中得到的分数阶傅里叶域滤波器组{hk,p(n)}k＝0,1,…K-1对步骤二中间歇采样得到的信号s(n)进行分数阶傅里叶域滤波并对每个子信道的输出进行M倍下抽取，M为抽取因子，得到分数阶傅里叶域信道化各个子信道的输出信号其中， 表示p阶分数阶傅里叶域上的卷积，表示傅里叶域上的卷积；

K＝F·M，F为比例因子，F取值为1或2；通常取F＝1，则K＝M；

步骤四、利用自相关积累算法，对步骤三中的K个通道的输出信号进行信道检测，方法为：对每个信道的输出信号 分别选取N个点做自相关积累，得到信号zk,p(m)|k＝0,1...K-1

其中，i为0至N-1中的自然数；

然后根据选定的门限TH，对K个信道进行门限判决，如果第k个信道的自相关积累zk,p(m)的模值有连续D个点大于门限TH，则判决该信道有信号输出，并记下信道号k；否则，认为该信道没有信号输出；

门限TH是根据TH＝μ1+ξσ1计算得到，其中ξ是由给定的恒虚警概率Pfa确定的门限系数，2

其中 N为自相关积累的点数，σ为噪声功

率，由雷达干扰机接收端的带宽确定；

步骤五、根据步骤四确定的信道号k，对分数阶傅里叶域信道化输出的信号 进行M倍零值内插，得到信号yk,p(m)：

步骤六、对步骤五内插完成的信号yk,p(m)进行幅度调制，调制系数为C，得到干扰信号J(m)：J(m)＝C·yk,p(m)   (7)

C大于或等于M；

步骤七、将步骤六调制完成的信号J(m)经过高速数模转换器后转换成模拟干扰信号，开启干扰机发送模块，发送模块将干扰信号通过发射天线转发出去；

步骤八、转发完成后关闭发送模块并同时开启接收模块，转到步骤二，对下一个雷达发射脉冲信号进行后续步骤处理，直到不再接收到雷达脉冲信号。

2.根据权利要求1所述的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，其特征在于：步骤三中N1为N2的1/4倍、1/6倍或1/8倍。

3.根据权利要求1所述的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，其特征在于：步骤四中N的取值范围为16～128。

4.根据权利要求1所述的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，其特征在于：步骤四中D取50。

5.根据权利要求1所述的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，其特征在于：步骤六C取1.2M～1.5M。

说明书

基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干

扰方法

技术领域

[0001] 本发明涉及基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，一种基于分数阶傅里叶域信道化，在脉内对宽带线性调频信号进行多假目标欺骗的干扰方法，属于电子干扰技术领域。

背景技术

[0002] 在现代电子战（EW）中，雷达对抗是取得军事优势的重要手段和保证。雷达对抗包括雷达侦察和雷达干扰，其中雷达干扰是雷达对抗的重要组成部分。对于早期的雷达系统，雷达波形比较简单，工作频段相对固定，主要的干扰样式有瞄准式和阻塞式干扰，还有噪声压制干扰。随着信号与信息处理技术的迅速发展，新体制雷达广泛采用了多种抗干扰技术，如采用大时宽带宽积的线性调频（LFM）信号作为雷达发射信号，在接收端采用脉冲压缩（匹配滤波）技术，不仅可以较好地解决了作用距离与距离分辨率的问题，而且还可以抑制与雷达信号不相干的噪声干扰信号，大大提高了雷达的抗干扰能力。因此，为了对线性调频信号实施有效的干扰，就要求干扰机具有很强的相参干扰功能。随着数字射频存储（DRFM）技术和直接数字合成（DDS）技术的发展与成熟，给相参干扰提供了可靠的技术支持。常用的相参干扰技术有延迟干扰和移频干扰。延时干扰是将截获的雷达发射信号存储下来，经过一定时间间隔后再转发出去。该干扰样式比较简单且易实现，但是产生的假目标均落后于真目标。移频干扰利用LFM信号特有的距离-多普勒耦合特性，在截获的雷达信号上调制一个多普勒干扰信号，然后转发出去。该干扰样式既可产生超前假目标，也可产 生滞后假目标，但是它需要干扰机工作在边收边发状态下，这就对干扰机收发天线的隔离度提出了很高的要求。

[0003] 近年来出现了一种新的干扰样式——间歇采样转发干扰，它是将接收到的LFM信号，采样存储其中的一小段后立即进行转发，转发完成后再采样存储下一段，采样存储和转发分时交替工作直到信号结束。间歇采样能够较好地解决全脉冲存储转发干扰时假目标滞后太多的问题，还能够保证收发天线的高隔离度，但是对于宽带宽的LFM信号，要求DRFM具有很大的频率覆盖范围。为了降低DRFM的存储要求，干扰系统采用数字信道化技术，它将输入的全带信号进行频带分割，划分成多个子频带信号，然后对各个子频带进行处理。但是传统的傅里叶域信道化会使宽带LFM信号的能量溢出到多个信道，甚至会丢失一部分干扰信号。如何解决宽带线性调频信号的干扰问题，保证干扰信号的快速产生并获得有效的干扰效果，是现阶段研究的重点。

发明内容

[0004] 本发明针对密集信号环境下宽带线性调频信号的干扰，在间歇采样转发干扰的基础上，提出基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法。

[0005] 本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

[0006] 本发明的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带线性调频信号多假目标干扰方法，首先根据线性调频雷达信号的调频率μ选定分数阶傅里叶域信道化的变换阶次p（p=-2arccot(2πμ)/π）（若μ已知，则直接确定变换阶次；若μ未知，可采用成熟算法预先估计出μ）及分数阶傅里叶域相对于傅里叶域的逆时针旋转角度α（α=pπ/2），建立分数阶傅里叶域信道化结构，信道数为K（为了利 用快速傅里变换（FFT）算法，信道数K取为2的幂次方，假目标的数量与K有关，K取的较小假目标少，取的较大假目标多，因此K的取值视干扰需求而定），抽取因子M(K=FM，F为比例因子，F取值为1或2；复信号信道化的高效结构是在临界抽样的条件下进行的,通常取F=1，则K=M），雷达干扰机接收端的高速模数转换器（ADC）对雷达发射信号的采样频率为fs，采样间隔为Δt=1/fs；

[0007] 步骤为：

[0008] 步骤一、根据雷达发射的LFM信号x(n)的调频率μ选定分数阶傅里叶域的变换阶次p及分数阶傅里叶域相对于傅里叶域的逆时针旋转角度α（α=pπ/2），构建分数阶傅里叶域滤波器组{hk,p(n)}k=0,1,…K-1；

[0009]

[0010] 其中 为传统傅里叶域的带通滤波器组，

[0011] 为传统傅里叶域的高通滤波器；hk(n)=h0(n)为传统傅里叶域的低通滤波器；

[0012] K为信道数，K为2的幂次方；n为滤波器的点数；Δt为采样间隔，Δt=1/fs，fs为采样频率；

[0013] p=-2arccot(2πμ)/π；若μ已知，则直接确定变换阶次；若μ未知，可采用成熟算法预先估计出μ；

[0014] 步骤二、开启干扰机的接收模块，对截获到的雷达信号x(n)进行间歇采样，采样波门函数为p(n)，其中：

[0015]

[0016] 采样完成后关闭接收模块。采样得到的信号为s(n)

[0017]

[0018]

[0019] 其中，k′为离散点数，取值为0到N1中的自然数；p(n)是宽度为N1、重复间隔为N2的周期方波序列（为了得到多个逼真假目标干扰，N2的取值范围一般为(1/B～T/2)fs，B为雷达脉冲信号的带宽，T为雷达脉冲信号的重复周期），周期序列占空比为 p(n)宽度N1取的较大，干扰信号经过脉冲压缩后形成的假目标的数目就少；N1取的较小，干扰信号经过脉冲压缩后所获得的处理增益就小，折衷选择N1通常取为N2的1/4、1/6、1/8；r为p(n)的循环周期数目；

[0020] 步骤三、用步骤一中得到的分数阶傅里叶域滤波器组{hk,p(n)}k=0,1,…K-1对步骤二中间歇采样得到的信号s(n)进行分数阶傅里叶域滤波并对每个子信道的输出进行M倍下抽取，得到分数阶傅里叶域信道化各个子信道的输出信号

[0021]

[0022]

[0023]

[0024] 其中， 表示p阶分数阶傅里叶域上的卷积， 表示傅里叶域上的卷积；

[0025] K=FM，F为比例因子，F取值为1或2；通常取F=1，则K=M；

[0026] 步骤四、利用自相关积累算法，对步骤三中的K个通道的输出信号进行信道检测，方法为：对每个信道的输出信号 分别选取N个点做自相关积累（N的取值范围一般为16～128），得到信号zk,p(m)|k=0,1...K-1

[0027]

[0028] 其中，i为0至N-1中的自然数；

[0029] 然后根据选定的门限TH，对K个信道进行门限判决，如果第k个信道的自相关积累zk,p(m)的模值有连续D个点大于门限TH(D一般取50左右)，则判决该信道有信号输出，并记下信道号k；否则，认为该信道没有信号输出。

[0030] 门限TH是根据TH=μ1+ξσ1计算得到，其中ξ是由给定的恒虚警概率Pfa确定的门限系2
数，其中 N为自相关积累的点数，σ为噪
声功率，由雷达干扰机接收端的带宽决定；

[0031] 步骤五、根据步骤四确定的信道号k，对分数阶傅里叶域信道化输出的信号 进行M倍零值内插，得到信号yk,p(m)：

[0032]

[0033] 步骤六、对步骤五内插完成的信号yk,p(m)进行幅度调制，调制系数为C，得到干扰信号J(m)：

[0034] J(m)=C·yk,p(m)  （7）

[0035] 因为步骤三中进行M倍下抽取得到的信号频谱的幅度降低为抽取前的1/M倍，要形成有效的欺骗干扰，需要C大于或等于M。C取的较大干扰信号容易被识别，取的较小则达不到好的干扰效果，折衷选择C一般取1.2M～1.5M；

[0036] 步骤七、将步骤六调制完成的信号J(m)经过高速数模转换器（DAC）后转换成模拟干扰信号，开启干扰机发送模块，提高干扰机的发射功率将干扰信号通过发射天线转发出去；

[0037] 步骤八、转发完成后关闭发送模块并同时开启接收模块，马上转到步骤二，对下一个雷达发射脉冲信号进行后续步骤处理，直到不再接收到雷达脉冲信号。

[0038] 有益效果

[0039] 本发明提出的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带LFM信号多假目标干扰方法利用分数阶傅里叶变换对非平稳信号的能量聚焦性，可以将宽带线性调频信号均聚焦到一个信道内输出，保证了信号的完整性，很好地解决了宽带LFM信号在传统傅里叶域信道化中能量会溢出到两个或更多的信道中，造成信号的能量削弱和波形的失真；同时降低了DRFM系统的瞬时带宽要求；

[0040] 本发明提出的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带LFM信号多假目标干扰方法利用子带信号的脉内相干性对雷达进行攻击，使雷达遭受到多个高度逼真的假目标干扰；与此同时，该干扰方法采用的间歇性采样技术很好地解决了大时宽信号近距离干扰和干扰机收发隔离的问题，有效缩短了干扰机的响应时间；

[0041] 本发明提出的基于分数阶傅里叶域信道化的宽带LFM信号多假目标干扰方法能够在密集信号环境下，对多个同时到达的线性调频信号中威胁等级最高的信号进行干扰，干扰的针对性强。

[0042] 分数阶傅里叶域信道化是基于分数阶傅里叶变换对非平稳信号的聚焦性能，可以将宽带线性调频信号聚焦到一个信道内输出，很好地解决了在传统傅里叶域信道化中因跨多个信道而造成能量溢出的问题，保证了干扰信号的完整性以及干扰的针对性。由于抽样率的转换使得输出信号中包含有多个子带信号，这些子带信号很好地保持了与雷达发射信号的部分相关特性，匹配滤波后可以 获得一定的处理增益。对分数阶傅里叶域信道化后的输出信号进行零值内插，通过引入镜像移频，获得超前假目标和滞后假目标。间歇采样技术较好地解决了全脉冲存储转发干扰时假目标滞后太多和前沿复制干扰时相干性差的问题，有效缩短了干扰机的响应时间，同时也解决了收发天线隔离度不够的问题。该干扰方法不仅能够覆盖大的频率范围，而且能够形成多个逼真度较高的假目标。

附图说明

[0043] 图1—分数阶傅里叶域信道化原型结构框图；

[0044] 图2—间歇性采样过程原理图；

[0045] 图3—分数阶傅里叶域滤波原理图；

[0046] 图4—镜像移频干扰原理图；

[0047] 图5—基于分数阶傅里叶域信道化的脉内多假目标干扰方法流程图；

[0048] 图6—基于分数阶傅里叶域信道化的脉内多假目标干扰方法系统框图；

[0049] 图7—(a)传统信道化输出信号时域波形(b)分数阶傅里叶域信道化输出信号时域波形；

[0050] 图8—分数阶傅里叶域信道化输出信号的短时频谱图；

[0051] 图9—(a)p1阶次输出信号时域波形(b)p2阶次输出信号时域波形；

[0052] 图10—(a)B=200MHz干扰效果图(b)B=400MHz干扰效果图；

[0053] 图11—(a)8通道信道化干扰效果图(b)16通道信道化干扰效果图。

具体实施方式

[0054] 下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

[0055] 实施例

[0056] 如图1所示，本发明提出的基于分数阶傅里叶域信道化的脉内多假目标干扰方法实现流程图如图5所示，其系统框图如图6所示。首先，根据雷达脉冲信号x(n)的调频率μ确定分数阶傅里叶域信道化的变换阶次p及其所在分数阶傅里叶域相对于傅里叶域的逆时针旋转角度α，建立分数阶傅里叶域信道化结构，信道数为K，抽取因子为M，选取通带截止频率为π/K、过渡带截止频率为2π/K的传统低通滤波器h0(n)为分数阶傅里叶域信道化的低通原型滤波器；其次，根据干扰需求确定采样波门函数的宽度N1以及间歇性采样的重复间隔N2，对截获的雷达脉冲信号进行间歇采样；如图2所示，接着，将间歇采样得到的信号通过K通道M倍抽取的分数阶傅里叶域信道化，信道化完成后对每个信道的输出进行自相关积累，确定有信号输出的信道号k，并将第k信道的输出信号作为雷达样本信号存储下来；然后，将存储的雷达样本信号进行M倍零值内插，内插完成后进行干扰调制（即幅度调制），以便获得较好的干扰效果；最后，将调制完成后的信号通过高速DAC转换成模拟干扰信号，提高雷达干扰机的发射功率，将干扰信号转发出去。

[0057] 在此基础上，本发明的具体实现步骤如下：

[0058] （一）根据截获的雷达脉冲信号x(n)的调频率μ确定分数阶傅里叶域的变换阶次p及其所在分数阶傅里叶域相对于傅里叶域的逆时针旋转角度α，构建式（1）所示的分数阶滤波器组{hk,p(n)}k=0,1,…K-1；

[0059] （二）根据式（2）所示的采样波门函数p(n)，对截获的雷达脉冲信号x(n)进行间歇采样，得到式（3）所示的输出信号s(n)，采样完成后关闭接收模块；

[0060] （三）用步骤（一）中所得的分数阶域滤波器组{hk,p(n)}k=0,1,…K-1对步骤（二）得到的信号s(n)进行分数阶域滤波并对每个子信道的滤波结果进行M倍下抽取，得到分数阶傅里叶域信道化后各个子信道的输出信号

[0061] （四）对步骤（三）每个信道的输出 选取其中的N个点做自相关积累进行信道检测,得到如式（5）所示的输出zk,p(m)|k=0,1...K-1，如果zk,p(m)|k=0,1...K-1的模值有连续D个超过门限值时则判定该信道内有信号输出，否则没有信号输出；

[0062] （五）根据步骤（四）的信道判决，对分数阶傅里叶域信道化后的输出信号进行M倍零值内插，得到如式（6）所示的输出信号yk,p(m)；

[0063] （六）对步骤（五）得到的信号yk,p(m)进行干扰调制（即幅度调制），调制完成后得到如式（7）所示的输出信号J(m)；

[0064] （七）将步骤（六）得到的信号J(m)经过高速DAC后转换成模拟干扰信号，开启发送模块，提高雷达干扰机的发射功率将模拟干扰信号转发出去，转发完成后关闭发送模块，同时开启接收模块；

[0065] （八）转到步骤（二），对下一个雷达脉冲信号进行上述步骤处理，直到不再接收到雷达脉冲信号。

[0066] 下面对基于分数阶傅里叶域信道化的脉内多假目标干扰方法进行一些理论说明。

[0067] 假设干扰机同时接收到两个宽带LFM信号x1(n)和x2(n)，μ1、μ2为调频率，f1、f2为起始频率。为了确保干扰的针对性，首先要对混
合信号x(n)=x1(n)+x2(n)进行分数域滤波，分数域滤波原理如图3。若要对信号x1(n)进行干扰，选取x1(n)对应的聚焦阶次p1建立分数阶傅里叶域信道化结构，其中

[0068]

[0069] 混合信号x(n)经过p1阶次的分数阶傅里叶域M通道滤波器组，在第m个滤波器中输出 由分数阶卷积可得：

[0070]

[0071] 将cotα1=-2πμ1和 代入式（9）可得：

[0072]

[0073]

[0074]

[0075] hm(n)为理想带通滤波器，其幅频响应为Hm(ejω)，且

[0076]

[0077] 若f1在hm(n)的频带内而f2不在，由滤波器的频带特性可知

[0078]

[0079] 假设 的离散时间傅里叶变换（DTFT）为U(ejω)，已知 的DTFT为δ(ω-2πf1)，根据DTFT的性质可知：

[0080]

[0081] 转换成时域可得：

[0082]

[0083] 由式（14）可知，在p1阶次下，x1(n)被聚焦至第m个信道中输出，而x2(n)在该阶次不具有聚焦性。因此，x2(n)在其他信道内输出，并且会跨越多个信道，如图3（a）所示。同理，若要对信号x2(n)进行干扰，选定分数阶傅里叶域信道化的聚焦阶次为p2即可，滤波结果如图3（b）所示。

[0084] 对滤波完成的输出信号进行M倍下抽取，得到 即

[0085]

[0086] 和x1(n)的DTFT有如下关系：

[0087]

[0088] 由式（16）可知，经过M倍抽取后，所得信号的频谱相当于将信号x1(n)的频谱先做M倍扩展，再在ω轴上做2πl/M（l=0,1....M-1）的移频后再叠加输出。

[0089] 假设ADC的采样率为fs，经过M倍抽取后，每个信道输出信号的采样率降为fs/M，雷达发射的LFM信号带宽为B，通常会出现2B>fs/M，不满足奈奎斯特带通采样定理。因此，宽带LFM信号经过分数阶傅里叶域信道化后，被聚焦至一个信道内输出，且输出信号是欠采样的，其频谱是混叠的。由于滤波器组是将整个监视频带均匀划分的，因此，每个信道输出信号的最大带宽为fs/M，从而能够降低存储系统的瞬时带宽要求。

[0090] 经过分数阶傅里叶域信道化后，第m个信道的输出信号为 对 进行零值内插，假设 经过M倍内插得到 即：

[0091]

[0092] 和 的DTFT有如下关系：

[0093]

[0094] 根据式(18)可知， 的频谱 在（0·2π）内包含了M个频谱样本，其中有一个是 沿频率轴压缩M倍的频谱样本，其余M-1个均为压缩频谱的镜像。因此，对进行M倍零值内插后，其频谱先进行M倍压缩，压缩后第m通道的频率范围为(m-1)fs/M～mfs/M，如图4(a)所示，再以fs/M为周期向两侧进行周期延拓，如图4(b)所示。

[0095] 由式（16）和式（18）可知，

[0096]

[0097] 转换成时域表示形式为

[0098]

[0099] 由式（20）可知， 可以看作对x1(n)进行多次频移后再叠加输出。假设第l次频移量为fl(fl=lfs/M)，根据移频干扰原理可知，当移频量大于LFM信号的带宽时，即fl>B时，匹配滤波器会因为失配严重而不会产生任何输出，因此l的范围为

[0100]

[0101] 由于镜像具有对称性，因此产生假目标的数目为 表示向下取整。当fl=0，即l=0时，脉压输出在脉冲结束时刻出现主峰，又称主假目标；当fl≠0时，分别产生第l次假目标。由于线性调频信号的频移和时延存在着强耦合性，因此第l次假目标与主假目标的时域间隔为tl：

[0102]

[0103] 第l次假目标与主假目标在距离向的间隔为（c为光速）：

[0104]

[0105] 相邻假目标的时域间隔为Δt：

[0106]

[0107] 相邻假目标在距离向的间距为：

[0108]

[0109] 假设宽带LFM信号经过脉冲压缩后距离向的分辨率为 若ΔR<ρ，真实目标淹没在虚假目标中，就会形成压制式的干扰；若ΔR>ρ，真实目标与虚假目标之间不能有效区分开来，就会形成欺骗式的干扰。除此之外，零值内插产生的镜像移频量有正有负。
因此，零值内插技术既可产生超前于主假目标的次假目标，又可产生滞后于主假目标的次假目标。

[0110] 下面对基于分数阶傅里叶域信道化的脉内多假目标干扰方法进行仿真分析：

[0111] （1）仿真参数设置：时域采样频率fs=1.2GHz，线性调频信号的起始频率f0=120MHz,，带宽为B=400MHz，脉冲宽度T=80μs。分别采用8通道8抽取的传统傅里叶域信道化与分数阶傅里叶域信道化对该信号进行分析。信号经过传统傅里叶域信道化后，信号的能量将溢出到第2、3、4、5通道内，每个信道的输出信号均有不同程度的衰减，如图7（a）所示。
经过分数阶傅里叶域信道化后，信号被聚焦至第2通道内输出，很好抑制了能量的溢出，保证了干扰信号的完整性，如图7（b）所示。利用短时傅里叶变换（STFT）对分数阶傅里叶域信道化输出信号进行时频分析，如图8所示。从图8可以看出雷达发射的宽带线性调频信号信号经过分数阶傅里叶域信道化后，输出信号中包含有多个子带信号，每个子带信号很好地保持了与雷达发射信号的相干性。

[0112] （2）仿真参数设置：时域采样频率fs=1.2GHz，线性调频信号x1(n)、x2(n)的起始频率分别为f1=120MHz、f2=60MHz。带宽分别为B1=400MHz、B2=160MHz,脉冲宽度T1、T2均为80μs的。采用8通道8抽取的分数阶傅里叶域信道化进行接收，仿真结果如图9所示。从图9可以看出，若要干扰其中一个LFM信号，选定该信号的聚焦阶次来构建分数阶傅里叶域信道化，该信号将聚焦在一个信道内输出，从而能够确保信号的完整性以及干扰的针对性，而另 一个LFM信号则会跨越多个信道输出，每个信道的输出信号均有不同程度的衰减。

[0113] （3）仿真参数设置：时域采样频率fs=1.2GHz，线性调频信号的起始频率f0=120MHz，脉冲宽度T=80μs，采用8通道8抽取的分数阶傅里叶域信道化进行接收，分别对带宽为B=200MHz和B=400MHz的信号进行仿真，干扰效果如图10所示。

[0114] （4）仿真参数设置：时域采样频率fs=1.2GHz，线性调频信号的起始频率f0=120MHz，带宽B=400MHz，脉冲宽度T=80μs，分别采用8通道8抽取和16通道16抽取的分数阶傅里叶域信道化进行接收，干扰效果如图11所示。

[0115] 由图10和图11可知，该干扰技术产生的假目标个数与雷达发射的线性调频信号带宽和分数阶傅里叶域信道化的信道数有关，信号的带宽越宽，分数阶傅里叶域信道化的信道数越多，所产生的假目标个数就越多，相邻假目标之间的间隔就越小且幅度越接近，欺骗的干扰效果也就越好。因此，该干扰技术不仅能够覆盖宽的频带范围，通过改变信道数可以控制假目标的位置和数目。