一种GPS接收机中的通道与观测域联合多径抑制方法

摘要

本发明提供了一种GPS接收机中的通道与观测域联合多径抑制方法，属于卫星导航技术领域。本发明首先扩展标准接收机通道相关器支路，提高时延分辨率并伸延时延覆盖范围；然后利用多径信道输出致使相关函数畸变的特性，在接收机通道中构建多径均衡器，估计多径信号分量并补偿多径跟踪误差；最后，运用基于小波阈值滤波算法构建针对接收机观测量的多径滤波器，抑制伪距和载波相位观测量中的多径误差。本发明方法不依赖有关待估计多径参数先验概率分布的假设，能够更好地适应多径环境的动态变化，通过多径处理的综合方法，消除了GPS接收机码和载波跟踪环路以及伪距和载波相位观测量中的多径误差。

权利要求

1.一种GPS接收机中的通道与观测域联合多径抑制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一，扩展标准接收机通道相关器支路，具体是：在标准接收机的每个通道上采用M对超前/滞后支路相关器以及相对于即时支路的0.5倍扩频码码片时延的标准时延间距，来提高时延分辨率0.1倍至0.01倍扩频码码片时延，并将时延范围延伸至覆盖±1.5倍扩频码码片，以此形成相关输出；M取值范围为15～150；

步骤二，构建接收机通道中的多径均衡器，多径均衡器包括多径参数估计和多径分量重构两部分，具体是：采用横向自适应滤波器结构实现多径参数估计，滤波器的阶数为

2M+1，将理想信道对应的相关输出作为滤波器的输入信号，将实际信道的相关输出作为滤波器的期望响应，采用递归最小二乘算法使滤波器收敛，得到由滤波器权重系数表示的多径信号分量的幅度与相位，而多径时延由滤波器延迟单元对应的时延表示，从而得到多径信号分量参数的估计，多径信号分量参数包括幅度、相位和时延；基于估计得到的多径信号分量参数，重构出多径分量，并将重构出的多径分量以负分量形式叠加到接收机的数字中频输入信号；

步骤三，构建接收机观测域中的观测量多径滤波器，具体是：对于接收机中产生的伪距观测量和载波相位观测量，构建对应的小波多径阈值滤波器；每个小波多径阈值滤波器中，首先进行多尺度小波变换，将观测量转换到小波域，在每一小波尺度上得到相应的小波系数，然后利用接收机中的载噪比估计，设定小波域阈值，进行小波系数修正，基于修正的小波系数进行小波逆变换，得到抑制多径误差后的伪距和载波相位观测量。

说明书

一种GPS接收机中的通道与观测域联合多径抑制方法

技术领域

[0001] 本发明属于卫星导航技术领域，具体涉及一种全球定位系统（GPS）信号接收机中的多径效应抑制方法。

背景技术

[0002] 在存在多径的应用环境中，GPS接收机将接收到所处环境中反射体引起的导航卫星信号的额外副本。由于GPS接收机普遍采用基于卫星信号到达时间（TOA）测量的定位方法，并假定接收到的卫星信号经视线路径（从卫星到接收机天线段的直线路径）传播，多径信号将在GPS接收机的码时延锁定环（DLL）引入额外的估计时延偏差，并在耦合作用下影响接收机的载波相位锁定环（PLL），引起码和载波跟踪误差，因而引起伪距和载波相位观测量误差，并最终导致接收机的定位误差。

[0003] GPS接收机常用抗多径天线进行多径抑制，通过特殊设计的天线，使天线对于可能的反射体方位具有低增益，但由此增加了接收机复杂度。相比而言，基于接收机内部处理的方法具有更大灵活性，这类方法可细分为改进跟踪通道方法和多径信号处理方法。

[0004] 改进跟踪通道方法的优势在于处理便捷、实时性好，主要问题是只能有限降低伪距测量误差，但无法改善载波相位测量精度。而多径信号处理方法一般通过估计多径信号的参数来抑制多径误差，如美国NovAtel公司研制的MEDLL（即多径消除DLL）接收机，以及此后改进其实时性的MMT（即多径抑制技术）接收机，MEDLL对多径信号进行最大似然估计，可以抑制码和载波相位测量中的多径，但只适用于多径缓变的场景。针对动态多径抑制，德国宇航中心（DLR）采用贯序贝叶斯估计（即粒子滤波）技术实现多径估计，但需要已知待估计多径参数的先验概率密度，而这种先验模型的准确度将影响多径估计的效果。

发明内容

[0005] 针对现有多径抑制方法依赖有关待估计多径参数的先验概率分布假设或不适合动态多径变换场景的问题，本发明提出一种用于GPS接收机的多径抑制方法，具体是一种GPS接收机中的通道与观测域联合多径抑制方法。

[0006] 本发明提出的一种GPS接收机中的通道与观测域联合多径抑制方法，包括如下步骤：

[0007] 步骤一：扩展标准接收机通道相关器支路。在标准接收机的每个通道上采用M对超前/滞后支路相关器，来提高时延分辨率0.1倍至0.01倍扩频码码片时延，并将时延范围延伸至覆盖±1.5倍扩频码码片，以此形成相关输出。M取值范围为15～150。

[0008] 步骤二：构建接收机通道中的多径均衡器，多径均衡器包括多径参数估计和多径分量重构两部分。首先，采用横向自适应滤波器结构实现多径参数估计，滤波器的阶数与步骤一中的时延分辨率对应，为2M+1；将理想（无多径）信道对应的相关输出作为滤波器的输入信号，将实际信道的相关输出作为滤波器的期望响应，采用递归最小二乘（RLS）算法使滤波器收敛，得到由滤波器权重系数表示的多径信号分量的幅度与相位，而多径时延由滤波器延迟单元对应的时延表示，由此得到多径信号分量参数的估计。其次，基于估计得到的多径信号分量参数，重构出多径分量，并将重构出的多径分量以负分量形式叠加到接收机的数字中频输入信号上，补偿实际接收信号中的多径分量，进而消除多径跟踪误差。

[0009] 步骤三：构建接收机观测域中的观测量多径滤波器。对于接收机中产生的伪距观测量和载波相位观测量，分别构建小波多径阈值滤波器。小波多径阈值滤波器中，首先进行多尺度小波变换，利用接收机中的载噪比估计，设定小波域阈值，进行小波系数修正，实现小波阈值滤波，使观测域中由多径效应导致的误差与卫星信号观测量分离，基于修正的小波系数进行小波逆变换，得到抑制多径误差后的伪距观测量和载波相位观测量。

[0010] 本发明提供的方法具有以下优点和积极效果：

[0011] （1）本发明的多径抑制方法中的GPS接收机通道多径均衡器，其构建基于自适应估计理论，不依赖有关待估计多径参数先验概率分布的假设；所采用的RLS类算法比最小均方（LMS）类算法，能够更好地适应多径环境的动态变化。

[0012] （2）本发明的多径抑制方法在GPS接收机中综合运用通道中的多径均衡器与观测域的多径滤波器，分别处理跟踪环路以及伪距和载波相位观测量中的多径误差，联合抑制接收机跟踪与观测量生成两个处理阶段的多径误差。

附图说明

[0013] 图1为本发明多径抑制方法在一个GPS接收机通道中实现的原理结构图；

[0014] 图2为本发明多径抑制方法中步骤一中扩展支路相关器的原理结构图；

[0015] 图3为本发明多径抑制方法中步骤二中多径参数估计的原理结构图；

[0016] 图4为本发明多径抑制方法中步骤三中观测量多径滤波的原理结构图。

具体实施方式

[0017] 下面将结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的详细说明。

[0018] 本发明利用多径信道输出致使相关函数畸变的特性，在接收机通道中构建基于RLS算法的多径均衡器，不依赖有关待估计多径参数先验概率分布的假设，估计并补偿接收机通道中的多径跟踪误差；并联合运用基于小波阈值滤波算法的观测量多径滤波器。通过多径处理的综合方法，消除GPS接收机码和载波跟踪环路以及伪距和载波相位观测量中的多径误差。

[0019] 本发明提供的一种接收机通道与观测域联合的多径抑制方法，主要包括在GPS接收机通道中实现的多径均衡器以及用于观测量多径误差处理的多径滤波器。本发明方法在标准GPS接收机的基础上，需要首先扩展接收机通道中的相关器支路。所述方法的原理结构如图1所示，具体通过以下步骤实现：

[0020] 步骤一：扩展标准接收机通道相关器支路。标准接收机的一个通道采用一对超前/滞后支路相关器以及相对于即时支路的0.5倍扩频码码片时延的标准时延间距。在此基础上对于每个接收机通道扩展相关器支路来提高时延分辨率到0.1倍（至0.01倍）扩频码码片时延，并将时延范围延伸至覆盖±1.5倍扩频码码片时延，以此形成相关输出。

[0021] 对于每个接收机通道，扩展后的相关器支路达到31路（至301路），其中，即时支路为1路，超前和滞后支路各为15路（至150路），每个支路之间的时间间隔为0.1倍（至0.01倍）扩频码码片，如图2所示，图中M=15～150。

[0022] 步骤二：在步骤一的基础上构建接收机通道中的多径均衡器。多径均衡器包括多径参数估计和多径（信号）分量重构两部分。步骤二具体分为如下步骤。

[0023] 步骤2.1：多径参数估计。采用横向自适应滤波器结构来构造多径参数估计器，如图3所示。滤波器（即估计器）的级数与步骤一中的时延分辨率对应，即级数为31（至301），每一级对应于延迟单元和具有复数权重系数的抽头，延迟单元的时间间隔即为0.1倍（至0.01倍）扩频码码片。将理想（无多径）信道对应的相关输出作为滤波器的输入信号，将实际信道的相关输出作为滤波器的期望响应，期望响应即为步骤一的结果输出。采用RLS算法使滤波器收敛，即输出信号在可接受的误差范围内逼近期望响应，如图3所示。由此，得到由滤波器权重系数表示的多径信号分量的幅度与相位，分别为复数权重的模和幅角；而多径时延由滤波器延迟单元对应的时延表示，由此得到多径信号分量参数的估计。

[0024] 步骤2.2：多径分量重构。基于多径参数估计器估计得到的接收信号中各多径分量的参数，即幅度、相位和时延，在多径分量重构部分中重构出多径分量，并将重构的多径分量以负分量形式叠加到接收机的数字中频输入信号上，补偿抵消实际接收信号中的多径分量，进而消除多径跟踪误差。

[0025] 步骤三：构建接收机观测域中的观测量多径滤波器。对于接收机中产生的两个观测量，即伪距观测量和载波相位观测量，分别构建小波多径阈值滤波器，如图4所示。对于每个小波多径阈值滤波器，首先进行多尺度小波变换，将伪距/载波相位观测量转换到小波域，在每一小波尺度上得到相应的小波系数。在小波变换之前，需要选择小波基函数、消失矩阶数和分解尺度。利用接收机中的载噪比估计，通过设定小波域阈值，进行小波系数修正，实现小波阈值滤波，使观测域中由多径效应导致的误差与卫星信号观测量分离。基于修正的小波系数进行小波逆变换，得到抑制多径误差后的伪距和载波相位观测量。

[0026] 实施例：

[0027] 利用本发明提供的接收机通道与观测域联合多径抑制方法，以抑制一台GPS C/A码接收机中由一路多径信号分量引起的多径误差为例，说明本发明方法的具体实现步骤。

[0028] 设GPS接收机接收到GPS第22号卫星的直达路径信号、假设导航数据已被解调并忽略噪声的影响，则相应接收机通道t时刻的输入信号可表示为：s(t)=Ac(t–τ)cos[ω(t–τ)]，其中，A为接收信号幅度，c(t)为扩频码（即C/A码），ω为接收信号角频率，τ为取决于卫星到接收机距离的时延。在上述信号其上叠加一路多径信号分量：其幅度为直达路径信号的0.5倍，表示为αmA；其时延相对直达路径信号滞后0.8倍扩频码码片，表示为τm；其载波相位与直达路径信号载波相位的相位差θm为0。由此，相应的受多径影响的输入信号可表示为：sm(t)=Ac(t–τ)cos[ω(t–τ)]+0.5Ac(t–τ–0.8τc)cos[ω(t–τ–0.8τc)]，其中τc为一个扩频码码片对应的时延。

[0029] 步骤一：扩展标准接收机通道相关器支路。选择时延分辨率为0.1倍扩频码码片时延。扩展后的相关器支路达到31路，其中，即时支路为1路，超前和滞后支路各为15路，每个支路之间的时间间隔为0.1倍扩频码码片。

[0030] 与接收机通道输入信号对应的相关输出为一个包含31个元素的向量。在本实施例中，多径条件下相关输出归一化向量的具体数值为[0000000.10.20.30.40.50.60.70.80T.951.11.0510.950.90.850.80.750.70.550.40.350.30.250.20.15]。

[0031] 步骤二：在步骤一的基础上构建接收机通道中的多径均衡器。

[0032] 步骤2.1：多径参数估计。采用横向自适应滤波器结构来构造多径参数估计器，滤波器的级数为31，每一级对应于延迟单元和具有复数权重系数的抽头，如图3所示，延-1迟单元z 的时间间隔为0.1倍扩频码码片。此时，多径分量的各参数为未知待估计量，即αm，τm和θm。对于每一级抽头的复数权重系数表示为αiAcosθi+jαiAsinθi，其中，αiAcosθi为复数实部，αiAsinθi为复数虚部，i为级数，即i=1～31。

[0033] 理想（无多径）信道对应的相关输出作为滤波器的输入信号为已知，其相关输出归一化向量的具体数值为[0000000.10.20.30.40.50.60.70.80.91.00.90.80.70.60.50.40.T30.20.1000000]。实际信道的相关输出作为滤波器的期望响应，期望响应即为步骤一的结果输出。

[0034] 采用RLS算法使滤波器收敛，即输出信号在可接受的误差范围内逼近期望响应。在RLS算法迭代计算的每一步，取决于滤波器当前状态的输出信号与期望响应共同决定T
的累计平方误差函数：Jk=ekek，其中，k表示第k步迭代，Jk表示第k步迭代的累计平方误差，ek为滤波器实际输出与期望响应的误差向量，上标T表示向量的转置。上述累计平方误差函数驱动RLS算法进行迭代，直到累计平方误差函数数值落入可接受误差范围，即收敛。本实施例中选取可接受误差范围为0～0.001。在本实施例中，初始滤波器状态对应的J0=11.195，而滤波器收敛状态对应的J4=0.000170，即迭代次数为4时滤波器收敛。

[0035] 由此，得到由滤波器权重系数表示的多径信号分量的幅度与相位，分别为复数权重的模和幅角；而多径时延由滤波器延迟单元对应的时延表示，由此得到多径信号分量参数的估计。对于本实施例，多径分量各参数的估计值分别为：0.485倍直达路径信号幅度、与直达路径信号载波相位的相位差为0以及时延为0.8倍扩频码码片。

[0036] 步骤2.2：多径分量重构。基于上述估计得到的接收信号中各多径分量的参数，即幅度、相位和时延，重构出多径分量。

[0037] 对于本实施例，重构出的多径分量表示为0.485Ac(t–τ–0.8τc)cos[ω(t–τ–0.8τc)]。以重构分量的负分量形式叠加到接收机的数字中频输入信号上，补偿实际接收信号中的多径分量，进而消除多径跟踪误差。对于本实施例，叠加重构分量的负分量导致相应接收机通道的输入信号为Ac(t–τ)cos[ω(t–τ)]+0.5Ac(t–τ–0.8τc)cos[ω(t–τ–0.8τc)]–0.485Ac(t–τ–0.8τc)cos[ω(t–τ–0.8τc)]，则补偿后的输入信号为Ac(t–τ)cos[ω(t–τ)]–0.015Ac(t–τ)cos[ω(t–τ)]，可知其中第二项（即多径分量）已明显削弱，即达到消除多径跟踪误差的目的。

[0038] 步骤三：构建接收机观测域中的观测量多径滤波器。对于接收机中产生的两个观测量，即伪距观测量和载波相位观测量，分别构建小波多径阈值滤波器。在本实施例中，多径条件下伪距观测量的标准差为0.0861，载波相位观测量的标准差为0.134。

[0039] 对于每个多径滤波器，首先进行多尺度小波变换，将伪距/载波相位观测量转换到小波域，在每一小波尺度上得到相应的小波系数。在小波变换之前，需要选择小波基函数、消失矩阶数和分解尺度。在本实施例中，选定Symmlets小波基函数、消失矩取为8、分解尺度取为5。经过小波变换得到全部5个尺度下的小波系数。

[0040] 利用接收机中的载噪比估计，通过设定小波域阈值，进行小波系数修正，实现小波阈值滤波，使观测域中由多径效应导致的误差与卫星信号观测量分离。采用Donoho阈值函数设置阈值：tj=σj(2logenj)，其中，j表示尺度，tj为在尺度j的阈值，σj为在尺度j的噪声标准差，nj为在尺度j的信号长度。有关噪声标准差的估计来自接收机中的载噪比估计。在本实施例中，伪距观测量对应的5个尺度高频部分的阈值依次为：0.154，0.146，0.116，
0.103，0.101，以及1个低频阈值为0.137。载波相位对应的5个尺度高频部分的阈值依次为：0.105，0.114，0.101，0.078，0.063，以及1个低频阈值为0.076。将阈值以下的小波系数置为0，完成小波阈值修正。

[0041] 基于修正的小波系数进行小波逆变换，得到抑制多径误差后的伪距和载波相位观测量。对于本实施例，经过观测量多径滤波器，伪距观测量的标准差降至0.0406（即降低了54％），载波相位观测量的标准差降至0.0590（即降低了56％）。这说明伪距和载波相位观测量中的多径误差已得到很大程度的抑制。