驱动开关栅极的栅极驱动器和用于切换高功率负载的系统

摘要

本发明涉及一种用于对开关的栅极进行驱动的栅极驱动器和一种用于对高功率负载进行切换的系统，该系统包括栅极驱动器。栅极驱动器包括：控制输入端，其适于接收控制信号；以及输出端，其适于提供放大的输出信号，经放大的输出信号要馈送至开关的栅极以对开关进行驱动。栅极驱动器进一步包括：控制器，其包括自适应增量器和查找表。控制器连接在控制输入端和输出端之间并且适于产生自适应脉冲串，自适应脉冲串取决于控制信号的特征而改变。自适应增量器适于产生数字序列，该数字序列的值允许对开关的转换速率进行设置，且查找表适于被馈送以数字序列并将由自适应增量器所产生的数字和表示输出信号的占空比的值进行关联，以控制开关的转换速率。

权利要求

1.一种用于驱动开关的栅极的栅极驱动器，所述栅极驱动器包括：控制输入端，其适于接收控制信号；

输出端，其适于提供经放大的输出信号，经放大的输出信号要馈送至所述开关的所述栅极以对所述开关进行驱动；以及控制器，其包括自适应增量器和查找表，

其中，所述控制器连接在所述控制输入端和所述输出端之间并且适于产生自适应脉冲串，所述自适应脉冲串取决于所述控制信号的特征而改变，其中，所述自适应增量器适于产生数字序列，所述数字序列的值允许对所述开关的转换速率进行设置，以及其中，所述查找表适于被馈送有所述数字序列，并且适于将由所述自适应增量器所产生的数字和表示所述输出信号的占空比的值进行关联，以控制所述开关的所述转换速率。

2.根据权利要求1所述的栅极驱动器，其中，所述控制器适于根据所述控制信号的所述特征来改变所述自适应脉冲串，以便调节所述开关的转换速率。

3.根据权利要求1所述的栅极驱动器，进一步包括反馈输入端，所述反馈输入端适于接收反馈信号，其中，所述控制器进一步适于接收所述反馈信号并且至少部分地取决于所述反馈信号的特征而改变所述自适应脉冲串。

4.根据权利要求3所述的栅极驱动器，其中，所述控制器适于根据所述反馈信号的特征而改变所述自适应脉冲串，以便控制所述开关的饱和度或实现所述开关的比例驱动。

5.根据权利要求3所述的栅极驱动器，其中，所述反馈信号表示所述开关的温度，并且其中，所述控制器适于根据所述开关的所述温度来改变所述自适应脉冲串，以便在过电流的情况下关断所述开关。

6.根据权利要求1所述的栅极驱动器，其中，所述控制器适于通过调节所述脉冲串的所述占空比来改变所述自适应脉冲串。

7.根据权利要求1所述的栅极驱动器，其中，所述控制器适于通过调节所述脉冲串中脉冲的数量来改变所述自适应脉冲串。

8.根据权利要求1所述的栅极驱动器，其中，所述控制器包括自适应脉冲发生器。

9.根据权利要求8所述的栅极驱动器，进一步包括放大器。

10.根据权利要求9所述的栅极驱动器，其中，所述控制器适于产生非放大的脉冲串，并且所述放大器适于接收所述非放大的脉冲串并产生经放大的输出信号。

11.根据权利要求9所述的栅极驱动器，其中，所述放大器适于产生经放大的信号，并且所述控制器适于接收经放大的信号并产生形成经放大的输出信号的所述自适应脉冲串。

12.一种用于切换高功率负载的系统，其包括：

开关，包括栅极、第二端子和连接到所述高功率负载的第一端子；以及栅极驱动器，其用于驱动所述开关的所述栅极，所述栅极驱动器包括：控制输入端，其适于接收控制信号；

输出端，其适于向所述开关的所述栅极提供经放大的输出信号，以驱动所述开关；以及控制器，其包括自适应增量器和查找表，其中，所述控制器连接在所述控制输入端和所述输出端之间并且适于产生自适应脉冲串，所述自适应脉冲串取决于所述控制信号的特征而改变，其中，所述自适应增量器适于产生数字序列，所述数字序列的值允许对所述开关的转换速率进行设置，以及其中，所述查找表适于被馈送以所述数字序列，并且将由所述自适应增量器所产生的数字和表示所述输出信号的占空比的值进行关联，以控制所述开关的所述转换速率。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，所述栅极驱动器进一步包括反馈输入端，所述反馈输入端适于接收反馈信号，并且其中，所述控制器进一步适于接收所述反馈信号并且至少部分地取决于所述反馈信号的特征而改变所述自适应脉冲串。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述开关适于响应于所述栅极驱动器的所述输出信号而从所述第一端子向所述第二端子传导栅极电流，并且其中，所述反馈信号表示所述开关的所述栅极电流。

15.根据权利要求14所述的系统，进一步包括电流检测器，所述电流检测器适于提供所述开关的所述栅极电流的测量值来作为所述反馈信号。

16.根据权利要求13所述的系统，其中，所述反馈信号表示所述开关的温度。

17.根据权利要求16所述的系统，进一步包括温度检测器，所述温度检测器适于提供所述开关的温度的测量值来作为所述反馈信号。

18.根据权利要求13所述的系统，其中，所述反馈信号表示所述开关的第二端子处的电压。

19.根据权利要求13所述的系统，其中，所述反馈信号表示所述开关的所述栅极处的电压。

20.根据权利要求13所述的系统，其中，所述反馈信号计算为所述第一端子处电压与所述开关的所述第二端子处电压之比。

21.根据权利要求12所述的系统，其中，所述开关为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、绝缘栅双极型晶体管IGBT、双极型结晶体管BJT、可控硅整流器SCR或晶闸管、栅极可关断晶闸管GTO或集成栅极换流晶闸管IGCT。

说明书

驱动开关栅极的栅极驱动器和用于切换高功率负载的系统

技术领域

[0001] 本申请涉及驱动开关栅极的栅极驱动器和用于切换高功率负载的系统。本申请所描述的装置和系统涉及用于对开关的栅极进行驱动的脉冲式栅极驱动器，特别是在高功率应用中的开关。

背景技术

[0002] 栅极驱动器是用于对高功率应用中所使用的开关进行驱动，例如MOSFET、IGBT和BJT。

[0003] 从根本上来说，栅极驱动器是功率放大器，其从控制器集成电路接受低功率输入，并且产生用于功率开关的适当高功率栅极驱动。

[0004] 专利文件US6,326,819B1公开了这样的栅极驱动器，其使用电流缓冲器，该电流缓冲器包括两个开关以分别对从正电源和负电源到IGBT的栅极的电流进行控制。提供一种控制电路以用于控制导通和关断状态之间的切换。

[0005] 专利文件US6,275,093B1公开了一种IGBT栅极驱动器电路，其包括用于检测被导通的IGBT的集电极-发射极电压增至超过预设电平的模块，从而指示故障状态（例如，短路）。提供一种模拟电路，其适于检测集电极-发射极电压的这种增大，并且通过在两个步骤中关断IGBT来进行响应。首先，将栅极电压降至仍在IGBT阈值（导通）电压以上的电平，以降低流过IGBT的电流。随后，逐渐降低栅极电压直至IGBT被完全关断。

[0006] 专利文件US5,559,656中公开了类似的电路，其描述了一种栅极驱动器电路，用于在响应短路而执行的切断操作期间，防止切换电压瞬态对IGBT造成损害。公开了一种模拟电路，其被适于在检测到短路状态时，降低IGBT的栅极电压下降的速率。

[0007] 专利申请公开US2008/0290911A1公开了一种栅极驱动器，其适于为在全通状态和低电流状态之间对功率MOSFET进行切换，而不是在全通和全断状态之间对MOSFET进行切换。一种反馈电路可用于确保在低电流状态下功率MOSFET中的电流大小是合适的。

[0008] 专利申请公开US2007/0200613A1公开了一种栅极驱动器，其包括：驱动电路，其将驱动信号施加到功率半导体切换器件的栅电极；以及测量单元，其用于测量功率半导体切换器件的流通电流。该驱动电路适于根据流经功率半导体切换器件的电流的检测值来调节栅极电压。

[0009] 最后，专利申请公开US2008/0012622A1公开了一种用于功率开关的栅极驱动器，其能够通过对开关的栅极电压进行控制来导通和关断该功率开关。特别地，在第一时间段，开关的栅极电压可被驱动至第一电平，以使得该开关闭合。在第二时间段，将开关的栅极电压从电压源断开，但栅极电压仍足以使开关保持闭合。在第三时间段，开关的栅极连接到地，从而将栅极电压拉低并且使得开关断开。栅极驱动器包括：驱动器逻辑，其可以包括脉宽发生器编程器和脉宽发生器。脉宽发生器使得上述第一、第二和第三时间段连续性重复，从而以与脉冲频率成反比的一定时间间隔反复地对开关进行闭合和断开。栅极驱动器可以进一步包括耦合到驱动器逻辑的反馈回路，以调节开关断开或闭合期间的时间段的长度。

[0010] 文件US5,689,394A描述了针对晶体管故障状态的栅极电压调制。在从栅极驱动器接收到比较信号后，控制器能够向栅极驱动器提供指令信号和对指令信号进行调制的脉宽，以逐渐关断功率器件。在一个实施例中，控制器包括能够发送导通/关断开关信号的逻辑器件（例如，逻辑门阵列），并且指令信号是在“导通”间隔期间发送的。如果功率器件的输出之间的电压在指令信号间隔期间接近饱和水平，则控制器包括脉宽调制器，脉宽调制器能够对发送给栅极驱动器的指令信号进行调制。可以通过针对栅极驱动器电压的导通/关断切换选择适当的脉宽调制来控制电压。

[0011] 文件DE20 2010 015 965U1公开了用于功率半导体开关的驱动器。该驱动器包括用于对功率半导体开关的开关输入进行耦合的开关输出。此外，该驱动器包括针对逻辑开关信号的逻辑输入和将逻辑开关信号转换为功率信号的转换器。功率信号为具有可预设的占空比的脉宽调制信号，并且该功率信号经由感应率提供给从转换器开始的开关输出。因此，功率信号的占空比是可改变的。通过在切换事件期间改变占空比，可以对分别耦合的功率半导体乃至单个切换事件设置特定的加载/卸载曲线。可选地，转换器可包括存储器，占空比或其各种值可存储在该存储器中。该存储器为可编程的，这样，例如，在驱动器交付给用户之后，任意可调节的或可编程的占空比可以由客户来编程。由此，预设固定的占空比，其可以可选地进行切换。

[0012] 现有技术中已知的栅极驱动器具有一些限制或缺点。在操作期间，无法对开关的转换速率（有时也称为“导通速度”或“关断速度”）进行自适应改变。这意味着开关的自适应定时是不可能的。

[0013] 许多栅极驱动器依靠电阻器网络来控制栅极电流的传送，这在栅极电流的传送期间导致大的功耗。

[0014] 这些驱动器很难调整为响应于所改变的参数（温度、负载变化、异常的操作状态）或在异常的系统状态（例如，短路）的情况下对开关的栅极电流或基极电流进行控制。

[0015] 此外，现有技术中所描述的手段无法实现开关的特定转换速率的灵活设置或实际上无限数量的转换模式的有效执行。

发明内容

[0016] 本申请公开了一种栅极驱动器，其解决了上述现有技术的至少一个问题。此外，公开了一种用于切换高功率负载的系统，其解决了上述现有技术的至少一个问题。

[0017] 本申请提供了一种用于驱动开关的栅极的栅极驱动器，所述栅极驱动器包括：控制输入端，其适于接收控制信号；输出端，其适于提供经放大的输出信号，经放大的输出信号要馈送至所述开关的所述栅极以对所述开关进行驱动；以及控制器，其包括自适应增量器和查找表，其中，所述控制器连接在所述控制输入端和所述输出端之间并且适于产生自适应脉冲串，所述自适应脉冲串取决于所述控制信号的特征而改变，其中，所述自适应增量器适于产生数字序列，所述数字序列的值允许对所述开关的转换速率进行设置，以及其中，所述查找表适于被馈送有所述数字序列，并且适于将由所述自适应增量器所产生的数字和表示所述输出信号的占空比的值进行关联，以控制所述开关的所述转换速率。

[0018] 本申请还提供了一种用于切换高功率负载的系统，其包括：开关，包括栅极、第二端子和连接到所述高功率负载的第一端子；以及栅极驱动器，其用于驱动所述开关的所述栅极，所述栅极驱动器包括：控制输入端，其适于接收控制信号；输出端，其适于向所述开关的所述栅极提供经放大的输出信号，以驱动所述开关；以及控制器，其包括自适应增量器和查找表，其中，所述控制器连接在所述控制输入端和所述输出端之间并且适于产生自适应脉冲串，所述自适应脉冲串取决于所述控制信号的特征而改变，其中，所述自适应增量器适于产生数字序列，所述数字序列的值允许对所述开关的转换速率进行设置，以及其中，所述查找表适于被馈送以所述数字序列，并且将由所述自适应增量器所产生的数字和表示所述输出信号的占空比的值进行关联，以控制所述开关的所述转换速率。

[0019] 根据第一方面，提供一种用于对开关的栅极进行驱动的栅极驱动器。所述栅极驱动器包括：控制输入端，其适于接收控制信号；以及输出端，其适于提供经放大的输出信号，经放大的输出信号要馈送至所述开关的所述栅极以对所述开关进行驱动。所述栅极驱动器进一步包括连接在所述控制输入端和所述输出端之间的控制器，其中，所述控制器适于产生自适应脉冲串，所述自适应脉冲串取决于所述控制信号的特征而改变。

[0020] 这使得第一方面的栅极驱动器不仅可在某些预定的状态下（包括导通或关断）对所述开关进行驱动，而且可在各种中间电平处实现所述开关的比例驱动。此外，由于栅极电流取决于所述控制器所产生的自适应脉冲串，因此该栅极电流的传送导致相对较低的功耗。此外，第一方面的栅极驱动器很容易适于通过改变控制输入信号来在异常的系统状态的情况下改变栅极驱动条件。

[0021] 根据第一方面，栅极驱动器的控制器可适于根据所述控制信号的特征来改变所述自适应脉冲串，以便调节所述开关的转换速率。这可在无需替换形成所述栅极驱动器的任何电路元件的情况下，改变所述开关的转换速率。通过这一特性，有可能实现实际上无限数量的转换模式，每个转换模式对应特定的控制信号，从而实现所述开关的完全自适应定时。

[0022] 第一方面的栅极驱动器可进一步包括反馈输入端，所述反馈输入端适于接收反馈信号。在这种情况下，所述控制器接收所述反馈信号并且至少部分地取决于所述反馈信号的特征而改变所述自适应脉冲串。所述控制器适于根据所述反馈信号的特征改变所述自适应脉冲串，以便控制所述开关的饱和度或实现所述开关的比例驱动。在反馈信号代表所述开关温度的情况下，控制器适于根据开关的温度来改变所述自适应脉冲串，以便在过电流的情况下关断所述开关。

[0023] 根据第一方面，所述控制器适于通过调节所述脉冲串的占空比或所述脉冲串中脉冲的数量来改变所述自适应脉冲串。如此，在无需改变或替换任何模拟电路元件的情况下，可通过改变脉冲串来实现开关的自适应控制。

[0024] 根据第一方面，所述控制器可包括自适应脉冲发生器。第一方面的栅极驱动器可进一步包括放大器。在提供了自适应脉冲发生器和/或放大器的情况下，这些元件可以相对于彼此的任何序列来设置。特别地，所述控制器适于产生非放大的脉冲串，在这种情况下，所述放大器接收所述非放大的脉冲串并产生经放大的输出信号。或者，所述放大器适于产生经放大的信号，在这种情况下，所述控制器接收经放大的信号并产生形成经放大的输出信号的所述自适应脉冲串。

[0025] 根据第二方面，提供了一种用于切换高功率负载的系统。该系统包括：开关，包括栅极、第二端子和连接到所述高功率负载上的第一端子；以及栅极驱动器，其用于驱动所述开关的所述栅极。所述栅极驱动器与上述第一方面所描述的栅极驱动器相同。

[0026] 该系统不仅可在某些预定的状态下（例如导通或关断）对所述开关进行驱动，而且可在各种中间电平处对所述开关进行驱动（比例驱动）。此外，由于栅极电流根据所述控制器所产生的自适应脉冲串而自适应地进行提供，因此该栅极电流的传送导致相对较低的功耗。此外，该系统很容易通过改变控制输入信号来在异常的系统状态的情况下改变栅极驱动条件。对控制输入信号的自适应响应还允许开关的转换速率在无需替换形成所述栅极驱动器的任何电路元件的情况下而改变。因此，可实现实际上无限数量的转换模式，每个转换模式对应特定的控制信号，进而实现所述开关的完全自适应定时。

[0027] 根据第二方面，所述开关适于响应于所述栅极驱动器的所述输出信号而从所述第一端子向所述第二端子传导栅极电流，并且在这种情况下，所述反馈信号表示所述开关的栅极电流。特别地，该系统可进一步包括电流检测器，所述电流检测器适于提供所述开关的所述栅极电流的测量值来作为所述反馈信号。这允许实现开关的比例驱动，尤其是如果在开关为双极型晶体管（BJT）时。这一特性还允许对过电流进行检测，以便所述栅极驱动器可在过电流对电路造成损害之前安全地将开关关断。

[0028] 或者，根据第二方面，反馈信号可表示开关的温度。在这种情况下，该系统可包括温度检测器，所述温度检测器适于提供所述开关的温度测量值来作为所述反馈信号。这一特性允许检测过电流，以便所述栅极驱动器可在过电流对电路造成损害之前安全地将开关关断。

[0029] 在另一替代实现方式中，根据第二方面，所述反馈信号可表示所述开关的第二端子处的电压、所述开关的所述栅极处的电压或所述开关的所述第一端子处电压与所述开关的所述第二端子处电压之比。这允许实现开关的各种转换速率。还允许实现比例驱动，尤其是如果所述开关为双极型晶体管（BJT）时。此外，这一特性允许检测过电流，以便所述栅极驱动器可在过电流对电路造成损害之前安全地将开关关断。

[0030] 在上述任一方面中，出现在栅极驱动回路中的电感可用于控制并形成流经所述开关栅极的电流。特别地，如果所述开关为MOSFET，则由栅极驱动器在其输出处所产生的脉冲由MOSFET的栅极电容进行积分。如果开关为双极型晶体管，则可在晶体管的基极路径中放置电感器，以对基极电流进行平滑。

[0031] 根据上述任一方面，所述开关可以是金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）或功率MOSFET、绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、双极型结晶体管（BJT）（还可简称为双极型晶体管）、可控硅整流器（SCR）或称为晶闸管、栅极可关断晶闸管（GTO）、集成栅极换流晶闸管（IGCT）或通过相对于功率开关中的主电流较小的电压或电流进行控制的其他任何半导体功率开关。

附图说明

[0032] 现将参照附图对优选实施例进行描述，其中附图包括：

[0033] 图1为一种用于切换高功率负载的系统的示意图；

[0034] 图2为根据第一实施例的栅极驱动器的示意图；

[0035] 图3为根据现有技术的栅极驱动器的输出信号的时序图；

[0036] 图4为第一实施例的栅极驱动器的输出信号的时序图；

[0037] 图5为图1所示的系统一种可能实现方式的示意图，其中包含双极型晶体管作为开关；

[0038] 图6为图5所示系统对应的时序图，其中示出导通和关断双极型晶体管的操作；

[0039] 图7为与图5所示系统类似的系统对应的时序图，其中，开关为MOSFET代替双极型晶体管；该图示出导通和关断MOSFET的操作；

[0040] 图8为示出图1所示系统的修改的示意图；

[0041] 图9为根据第二实施例的栅极驱动器的示意图；

[0042] 图10为用于切换高功率负载的替代性系统的示意图，该替代性系统包括第二实施例栅极驱动器；

[0043] 图11为示出可由第二实施例的栅极驱动器实现的一种功能的时序图；

[0044] 图12为包括第二实施例栅极驱动器以及双极型晶体管作为开关的系统的另一可能实施的示意图；

[0045] 图13为图12所示系统对应的时序图，该时序图示出可由第二实施例的栅极驱动器实现的另一功能。

具体实施方式

[0046] 图1示出了用于切换高功率负载30的系统。负载30经由开关20进行切换，开关20对负载电流Ic进行传导。开关20还可称为切换元件或功率开关。开关20的第一端子连接到负载30上，并且开关20的第二端子连接到地。开关20的栅极由栅极驱动器10进行驱动，栅极驱动器10从外部控制器接收控制信号VIN并且产生经放大的输出信号VD。栅极驱动器10还连接到电源VCC和地。

[0047] 图2示出了图1中所描述的栅极驱动器10的第一实施例。栅极驱动器10包括控制输入端12，控制输入端12接收控制信号VIN。信号控制VIN馈送至控制器40，控制器40产生根据控制信号VIN的特性变化的脉冲串。控制器40可以对控制信号VIN进行数字化处理，或者控制器40可适于对控制信号VIN中的模拟信息进行处理。

[0048] 在任一情况下，控制器40包括自适应脉冲发生器42，自适应脉冲发生器42根据控制信号VIN而自适应地产生高频脉冲串。特别地，由自适应脉冲发生器42所产生的高频脉冲串包括一系列的单个脉冲。

[0049] 取决于控制信号VIN，高频脉冲串的单个脉冲的占空比可以从0%到100%变化。如果占空比为0%，则脉冲串相当于“低”电压。如果占空比为100%，则脉冲串相当于恒定的高电压。对于在0%和100%之间的占空比，构成脉冲串的单个脉冲具有脉宽，或者称为持续时间，其中，对于每个时间段的一部分（对应于表示该时间段的分数的占空比），信号为高。

[0050] 由自适应脉冲发生器42产生的单脉冲串中的单个脉冲可具有相同的脉宽；或者，单脉冲串中的脉冲的持续时间可不同。此外，由自适应脉冲发生器42产生的脉冲串中的脉冲数量可根据控制信号VIN而变化，以允许对功率开关20进行更好控制。例如，这种更好控制可包括调节开关20的转换速率或限定切换速度的改变，以改善系统稳健性并且降低电磁干扰（electromagnetic interference，EMI）。

[0051] 控制器40的输出端连接到放大器44上，放大器44接收自适应高频脉冲串、产生经放大的输出信号VD并且将其馈送至栅极驱动器10的输出端16。图2中所示的放大器44连接到VCC和地；然而，双极型电压馈送（包括正端子V+和负端子V-）也是可能的。

[0052] 如图3所示，现有技术的栅极驱动器提供经放大的输出信号VD，其由单脉冲或方波50组成。当输出信号VD较高时，开关20导通，使得负载电流IC流经开关20。当输出信号VD较低时，开关20关断，使得无电流IC流经开关20。

[0053] 图4示出了由本文提供的栅极驱动器所产生的经放大的输出信号VD的一个示例。经放大的输出信号VD包括自适应脉冲串52，自适应脉冲串52包括至少两个单个脉冲54的序列。基于由自适应脉冲发生器42所产生的脉冲串，放大的输出信号VD可包含可变数量的脉冲54；或者，取决于控制信号VIN，脉冲54可以具有不同的占空比。

[0054] 图5示出了图1所示系统的一种可能实现方式，其中包含双极型晶体管作为开关20。然而，类似的系统也可以使用MOSFET作为开关20来实现，而不是双极型晶体管。

[0055] 如图5所示，如果开关20为双极型晶体管，则电感器L1可设置在双极型晶体管20的基极路径中以对由经放大的输出信号VD所提供的基电流IB进行平滑。这种电感器L1能够确保正确的操作并且/或可免于元件和布局的变化。在开关20为MOSFET的情况下，则无需这种电感器；然而，无论如何，寄生电感会出现在栅极路径中。

[0056] 在图5所示的系统中，栅极驱动器10包括时钟CLK45、自适应增量器INC46、查找表LUT48和压控振荡器OSC42。可选地，栅极驱动器10可进一步包括数模转换器D/A49。

[0057] 时钟CLK45可从外部定时器件输入，或可作为模块设置在控制器10中。在任一情况下，时钟信号以一频率产生脉冲，该频率等于压控振荡器42的所需频率或该所需频率的倍数。

[0058] 当控制信号VIN变高时，自适应增量器INC46以等于压控振荡器42的周期的时间间隔产生数字序列。由自适应增量器INC46所产生的值允许对开关20的特定转换速率进行设置。例如，如果期望在压控振荡器42的两次振荡的周期内导通开关20，然后将开关20保持在导通状态，并且然后响应于控制信号VIN变低而立即关断开关20，则自适应增量器INC46可产生如表1所示的数字序列。

[0059] 表1：用于产生示例性的所需转换速率的INC值

[0060]时钟脉冲间隔 0 1 2 3 4 ... n n+1
VIN 0 1 1 1 1 1 1 0
INC 0 1 2 3 3 3 3 0

[0061] 表1：用于产生示例性的所需转换速率的INC值

[0062] 在表1所示的示例中，当控制信号VIN变高时，自适应增量器开始在每个时钟脉冲间隔处增大其输出，直到达到使开关20保持在稳态导通状态的数字（在该示例中为3）。从那时起，自适应增量器停止增大，而是重复相同的输出值（在该示例中为3），该相同的输出值用于指定稳态导通状态。当控制信号VIN变低时，自适应增量器INC46的输出归零。

[0063] 更为一般地，如果期望对开关20的转换速率进行控制，以在压控振荡器42的一次、三次、四次、五次或更多振荡的周期内导通开关20，则可将自适应增量器INC46设计成在所需数字的增量之后中止其输出。此外，如果期望控制开关20的关断转换速率，则可将自适应增量器INC46设计成响应于控制信号VIN变低而在开关20要被关断的周期数内进一步增大。

[0064] 由自适应增量器INC46产生的信号馈送至查找表LUT48，该查找表LUT48产生一值，该值通过数模（D/A）转换器49转换为模拟信号并输入至压控振荡器OSC42中。查找表LUT48将由自适应增量器INC46产生的数字与代表输出信号VD的占空比的值相关联（间接地），以便控制开关20的转换速率。以图1所示的示例为例，相应的查找表LUT48将表2所示的输入值和输出值相关联。

[0065]LUT输入 1 2 3

[0066]LUT输出 4 4 2

[0067] 表2：示例性查找表LUT48

[0068] 基于查找表LUT48输出的值，压控振荡器OSC42产生一脉冲，该脉冲的周期由CLK45来确定且其占空比由来自D/A转换器49的信号幅度来确定。

[0069] 虽然将图5所示的示例中的振荡器OSC42被描述为压控振荡器，但任何其他类型的自适应脉冲发生器（例如，脉宽调制器）都可以作为振荡器OSC42来使用。在包含适于接受数字输入的振荡器的实现方式中，可以省略D/A转换器49。

[0070] 表3示出了查找表LUT48的输出值和由振荡器OSC42输出的脉冲占空比之间关系的一个示例。

[0071]LUT输出 0 1 2 3 4 5
OSC输出占空比 0% 20% 40% 60% 80% 100%

[0072] 表3：LUT和OSC值之间的示例性关系

[0073] 在表3所示的示例中，查找表输出值0至5分别与0%和100%之间的振荡器OSC占空比成比例。然而，取决于所需的振荡器OSC占空比逐渐变化的程度，查找表LUT48可以设计成输出少于或多于6个值。此外，查找表LUT48输出值无需跨越从0%至100%占空比的整个振荡器OSC输出，但可跨越OSC任何子范围的值，例如，10%至100%的范围、0%至85%的范围或3%至68%的范围。

[0074] 优选地，以单独地或作为组合元件的形式数字化地实现自适应增量器INC46和查找表LUT48。进一步优选地，以可编程的方式来实现它们，使得开关20的导通转换速率和关断转换速率可以通过对由自适应增量器INC46和查找表LUT48所产生的值进行重新编程来进行调节。

[0075] 更为具体地，在一种实现方式中，自适应增量器INC46和查找表LUT48可连接到存储在控制单元10内部或在控制单元10外部的存储器上，其中，该存储器包含一组或多组数据，该一组或多组数据对应特定类型的开关（例如，BJT、MOSFET、IGBT等）或对应一种或多种类型开关的某些所需的转换速率模式。在该实现方式中，自适应增量器INC46和查找表LUT48可适于根据经由VIN输入的信号，或根据栅极控制器10上手动开关的位置，或者通过与栅极控制器10连接的I/O模块的协助，选择并加载适当的数据组。这样，栅极控制器10中的自适应增量器INC46和查找表LUT48可用于以各种可选择性转换速率来控制各种类型的开关20。

[0076] 图6示出了一个时序图，其示出了双极性晶体管20如何由图5所示系统驱动，以达到期望的导通转换速率。选择该示例中使用的参数仅用于说明性目的，并不具限制性。

[0077] 在该示例中，控制信号VIN在4μs的时间段内保持为高，该时间段在图6（a）中表示为TON。此外，时钟频率为100kHz，使得脉冲串中的脉冲数量为10。最后，VCC为5V，基极-发射极电压VBE为2.5V，且电感器L1具有3.6μH的电感。

[0078] 晶体管20的峰值基极电流IBP和晶体管20的稳态基极电流IBS取决于所使用双极性晶体管的类型，且可从晶体管规格说明中列出的负载电流和电流增益导出。在该示例中，将峰值基极电流IBP取为0.5A，并将稳态基极电流IBS取为0.125A。

[0079] 图6（a）中示出的控制信号VIN指示双极型晶体管20何时被导通。假定期望在两个脉冲内（0.8μs）达到峰值基极电流IBP，栅极驱动器占空比DGD可计算如下：

[0080] (VCC-VBE)=L1*IB/(TON*2*DGD)

[0081] 上述公式表明栅极驱动器10的所需占空比DGD为90%。对于其余的脉冲，期望将基极电流IB保持在稳态基极电流IBS。再次应用上述公式，得到45%的所需占空比DGD。

[0082] 表4提供了针对示例的脉冲数量、自适应增量器INC46所产生的值、查找表LUT48的输出和每个脉冲的占空比的概括。在该示例中，自适应增量器INC46和查找表LUT48功能分别在上述表1和表2中示出。

[0083]脉冲 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
INC 1 2 3 3 3 3 3 3 3 3
LUT 4 4 2 2 2 2 2 2 2 2
OSC占空比 90% 90% 45% 45% 45% 45% 45% 45% 45% 45%

[0084] 表4：根据图6中所示出的示例的值

[0085] 如图6（b）所示，自适应增量器INC46增至3，以允许针对前两个起始振荡时间段限定查找表值，并允许针对第三以及更多（稳态）震荡时间段限定单独的查找表值。为达到前两个脉冲的所需转换速率，查找表LUT48产生输出4，如图6（c）所示，该输出4对应振荡器OSC42输出的90%的占空比，如图6（d）所示。因此，如图6（e）所示，基极电流IB在两个脉冲或0.8μs之后达到峰值基极电流IPB。

[0086] 为了达到其余脉冲的所需基极电流，查找表LUT48产生输出2，如图6（c）所示，该输出2对应振荡器OSC42输出的45%的占空比，如图6（d）所示。因此，如图6（e）所示，基极电流IB在时间段TON的剩余时间内保持在稳态基极电流IBS。

[0087] 尽管图6所示的示例致力于在导通双极型晶体管20时达到特定的转换速率，但可对栅极驱动器10进行类似地操作以在关断该晶体管20时提供可调节的转换速率。特别地，当系统中存在寄生电感时，关断功率晶体管可在器件上引起显著的峰值电压。可以对晶体管20的关断速度进行调节，以通过改变由振荡器OSC42输出的脉冲串的占空比来避免这些电压峰值。

[0088] 返回图5，应当注意的是，可使用相同的配置来驱动MOSFET开关20，以替代图5中示意性示出的双极型晶体管开关20。然而，如果图5的系统以MOSFET作为开关20来实现，则栅极驱动器10必须相应地来实现，以提供适于产生MOSFET开关20的所需行为的输出信号VD。

[0089] 图7示出了一时序图，其示出了MOSFET开关20如何由图5所示系统驱动，以达到所需的导通转换速率。选择该示例中使用的参数仅用于说明性目的，并不具限制性。

[0090] 在该示例中，自适应增量器INC46增至3，这是由于在前两个脉冲之后达到稳态工作，然后该自适应增量器INC46在TON的持续时间内重复该输出值。此外，根据该示例，当控制输入信号VIN变低时，自适应增量器INC46进一步增加两个值以允许对开关20的关断转换速率进行限定。自适应增量器INC46的动作总结在如下表5中。

[0091]时钟脉冲间隔 0 1 2 3 4... n n+1 n+2 n+3
VIN 0 1 1 1 1 1 0 0 0
INC 0 1 2 3 3 3 4 5 0

[0092] 表5：针对图7所示出示例的INC值

[0093] 取开关20为具有阈值电压VTH=2.5V的300V/90A N-MOSFET，需要两个具有LUT=1的“短”脉冲对该MOSFET进行预配置达到很小电流IC。该示例的查找表LUT48具有总结在如下表6中的五个值，以限定两个起始时间段占空比、稳态占空比和两个关断时间段占空比。

[0094]LUT输入 1 2 3 4 5
LUT输出 1 1 4 1 1

[0095] 表6：图7所描述示例的查找表LUT48

[0096] 该示例的振荡器OSC如上述表3运行，即，输入值1对应振荡器OSC42的占空比DGD=20%，且输入值4对应振荡器OSC42的占空比DGD=80%。

[0097] 如上述示例，控制信号VIN在4μs的时间段内保持为高，该时间段在图7（a）中表示为TON。此外，时钟频率为100kHz，使得脉冲串中的脉冲数量为24（注意：为简化该附图，未示出中间脉冲！）。最后，VCC为12V且电感器L1具有1μH的电感。

[0098] 如图7（b）所示，在TON的开始处，自适应增量器INC46增至3，然后重复该输出值直至TON结束。最后，在回到零之前，自适应增量器INC46在接下来的两个振荡时间段内增大。如图7（c）所示，自适应增量器INC46的输出值由查找表LUT48进行匹配，以产生图7（d）所示振荡器OSC42的占空比。图7（e）所示电流IC的斜率代表开关20的转换速率。可选择具有DGD=40%、60%或80%的不同起始脉冲，以调节MOSFET20的转换速率（也称为MOSFET20的漏极电流上升时间）。

[0099] 还可对图6（d）或图7（d）所示脉冲串的占空比进行调节，以达到开关20所限定的漏极电压上升时间、栅极电流或栅极电压上升时间。

[0100] 如图8所示，图1所描述的用于切换高功率负载的系统的替代实施例包括具有差动输出VDH、VDL的栅极驱动器10。这种差动输出可用于控制对开关20的栅极充电或放电的所需电流（独立于电源路径中的寄生电感）或影响切换速度的其他因素，以便达到更为可控的切换周期。图8描述了各种寄生效应，包括寄生栅极电感LG、寄生栅-漏电容CGD、寄生栅-源电容CGS、寄生漏-源电感LDS和寄生源极电容LS。

[0101] 尽管图8示出具有一个电源电压VCC的差动栅极驱动器，但是具有双极性电源（即，包括正端子V+和负端子V-）的差动栅极驱动器的替代实施例也是可能的。

[0102] 栅极驱动器10的第二实施例在图9中示出。与第一实施例的栅极驱动器相似，图9的栅极驱动器10包括控制输入端12，该控制输入端12接收控制信号VIN并将其馈送至具有自适应脉冲发生器42控制器40。如在第一实施例中，栅极驱动器10进一步包括放大器
44和提供经放大的输出信号VD的输出端16。第二实施例的栅极驱动器10进一步包括反馈输入端14，该反馈输入端14接收反馈信号70并将其馈送至控制器40。

[0103] 假设这种反馈信号70允许栅极驱动器10产生具有可变脉宽的自适应脉冲串52，该可变脉宽由外部因素（例如，开关20的温度、输出电流或漏极/集电极电压）来确定。因此，改变脉宽可对流经开关20栅极的电流进行自适应控制。

[0104] 根据第二实施例的一个方面，开关20可以是双极结型晶体管（BJT），例如由TranSiC制造的SiC双极型晶体管或来自另一制造商的任何其他双极型晶体管。开关20的方均根（RMS）输出电流可被提供为反馈信号70，输出信号VD的自适应脉冲串响应于反馈信号70而改变，以实现BJT的比例驱动和/或饱和度控制。

[0105] 此外，根据第二实施例，该栅极驱动回路中出现的电感可用于控制和形成流经开关20栅极的电流。由栅极驱动器元件的布局所导致的寄生电感和/或开关的发射极或源极路径中的寄生电感可用以确定输出信号VD的脉宽，这样输出信号VD可提供流经开关20电流的准确控制。

[0106] 在图9所示的实施例中，控制信号VIN优选地指示开关20是否保持在导通状态或关断状态和/或开关20的所需转换速率，而反馈信号70代表与开关20的操作相关的一些参数，例如，流经开关20的负载电流IC、检测到的开关20的转换速率、开关20两端子之间的电压、开关20栅极和一个端子之间的电压或开关20的温度。

[0107] 图10示出第二实施例的包括栅极驱动器10的一种可能系统，其中，反馈信号70是通过将开关20的第一端子VCE经由二极管D1连接到栅极驱动器10的反馈输入14上来提供的。该系统的操作以实现比例驱动在图11中示出。

[0108] 如图11（a）所示，当控制信号VIN较低时，开关20被关断且输出信号VD也保持为低。特别地，开关20可以是双极型晶体管（BJT）。根据该实施例，当要导通开关20时，控制信号VIN变高。这导致负载电流IC流经开关20，如图11（b）所示。在非所需电流增大66的情况下，如图11（c）所示，反馈信号VF指示增大的集电极电压76。这使得栅极驱动器10产生更宽的脉冲56，如图11（d）所示，以稳定负载电流IC。相应地，任何集电极电流的减小68导致减小的集电极电压78，这通过栅极驱动器10产生更窄的脉冲58来补偿，以稳定负载电流IC。这样，可实现开关20的比例驱动，提高了系统的效率和稳健性。

[0109] 图12示出根据第二实施例的包括栅极驱动器10的另一可能系统。该系统包括连接在开关20第二端子和地之间的电流检测电阻器R1。该电流检测电阻器R1上的电压作为反馈电压VF提供给栅极驱动器10。这使得栅极驱动器10可很容易地确定作为反馈电压VF和电流检测电阻器R1值的函数的流经开关20的电流IC。

[0110] 图12所示的栅极驱动器10示出了根据第二实施例的栅极驱动器10的一种可能实现方式。根据该实现方式，控制器40包括查找表LUT、时钟CLK、采样和保持单元S/H、加法器、比较器COMP和脉宽调制器PWM。可选地，控制器40进一步包括检测放大器T。这些元件可提供为模拟电路元件；或者，控制器40可以在数字逻辑（如，微处理器）中实现，并且在与图12所示元件相对应的功能块中对输入信号VIN和VF进行处理之前，将这些信号数字化。

[0111] 根据该实施，控制信号VIN馈送至查找表LUT，该查找表LUT以由时钟CLK确定的时间间隔产生输出值。时钟CLK还用于采样和保持单元S/H的定时输入，该采样和保持单元S/H以由时钟CLK确定的时间间隔对反馈电压VF进行采样。

[0112] 可选地，采样和保持单元S/H可馈送至检测放大器T，该检测放大器T对采样后的反馈电压VF施加预定增益。检测放大器T的输出添加至由查找表LUT产生的信号中，以形成脉宽调制器PWM的输入。在采样后的反馈电压VF的所需增益等于1的情况下，可省略检测放大器T。

[0113] 在图12所示的栅极驱动器10的实现方式中，反馈电压VF还馈送至比较器COMP，该比较器COMP用于在检测电阻器R1两端电压超过某个阀值时，禁用PWM生成。相应地，比较器COMP的输出被提供为脉宽调制器PWM42的控制信号。可替代实施例中，PWM可实现为另一类型的自适应脉冲发生器（如压控振荡器）。

[0114] 最后，PWM42的输出馈送至放大器44。该系统的操作以响应于过电流而改变脉宽在图13中示出。

[0115] 如图13（a）所示，控制信号VIN在表示为TON的时间段内保持为高。相应地，查找表LUT以CLK确定的时间间隔来产生如图13（b）所示的值。根据查找表LUT所产生的值，栅极控制器10产生脉冲式输出信号VD，如图13（c）所示，以便以所需的转换速率导通开关20，如在前面图6的时序图中所说明。

[0116] 最初，即，在时间段TON的开始，在时间t1之前，流经开关20的集电极电流IC保持在恒定水平，如图13（d）所示。在这一时间期间，开关20可完全导通（即，工作在饱和状态），或者可对开关20进行比例驱动，例如以控制信号VIN幅度所对应的电平进行比例驱动。

[0117] 在时间t1处，由于外部影响（如经过负载30的短路），集电极电流IC增大，如图13（d）所示。在作为输入附加地馈送到脉宽调制器PWM之前，集电极电流的增大由采样和保持单元S/H来检测并（可选地）由检测放大器T放大。脉宽调制器PWM通过增大其输出脉冲的占空比进行响应，从而增大了输出信号VD的占空比。这使得开关20的基极电流增大，以试图使得集电极电流IC回落至所需水平。

[0118] 在时间t2处，另一外部影响（如经过负载30的进一步短路）使得集电极电流IC进一步增大并达到危险值，如图13（d）所示。这由反馈电压VF来检测且比较器COMP立即将脉宽调制器PWM禁用，这样栅极驱动器10的输出信号VD被拉低且开关20被关断。尽管查找表LUT在时间段TON的剩余时间内继续产生正值，但栅极驱动器10仍由比较器COMP禁用，这样开关20保持关断。这样，栅极驱动器10适于在过电流的情况下，安全地关断开关20。

[0119] 根据上述任一实施例，开关20的转换速率可由控制信号VIN的幅度或由形成控制信号VIN一部分的数字编码指令来控制。在数字编码的转换速率的情况下，控制信号VIN可馈送至控制器40中，该控制器40对信号进行解码并对自适应脉冲发生器42进行相应地控制，以产生所需的转换速率。

[0120] 类似的，在第二实施例中，开关20的比例驱动可由控制信号VIN的幅度或由形成控制信号VIN一部分的数字编码指令来控制，以对反馈信号70的值作出响应。在数字编码的比例驱动信号的情况下，控制信号VIN可馈送至控制器40中，该控制器40对信号进行解码并对自适应脉冲发生器42进行相应地控制，以在所需电平处对开关20进行驱动。

[0121] 应当理解的是，在不脱离所请求的主题的情况下，可对本文所描述的实施例做出各种修改。

[0122] 附图标记列表：

[0123] 10：栅极驱动器

[0124] 12：控制输入端

[0125] 14：反馈输入端

[0126] 16：输出端

[0127] 20：开关

[0128] 30：负载

[0129] 40：控制器

[0130] 42：自适应脉冲发生器

[0131] 44：放大器

[0132] 45：时钟

[0133] 46：自适应增量器

[0134] 48：查找表

[0135] 49：数模转换器

[0136] 50：方波

[0137] 52：脉冲串

[0138] 54：脉冲

[0139] 56：更宽的脉冲

[0140] 58：更窄的脉冲

[0141] 66：增大集电极电流

[0142] 68：减小集电极电流

[0143] 70：反馈控制信号

[0144] 76：增大的集电极电压

[0145] 78：减小的集电极电压