LTE-FDD系统抑制多径延时和多普勒效应的粗同步方法转让专利
申请号 : CN201310429713.5
文献号 : CN103581100A
文献日 : 2014-02-12
发明人 : 陈赟 , 丁娜 , 吴迪 , 曾晓洋
申请人 : 复旦大学
摘要 :
本发明属于无线数字通信技术领域，具体为一种LTE-FDD系统抑制多径延时和多普勒效应的粗同步方法。本发明利用一个时隙中的OFDM符号的循环前缀进行粗同步检测，包括存储信号、相关能量计算、信号能量计算、阈值判决、判断起始点和小数倍载波频偏等步骤。计算机仿真显示，该方法具有出色的同步性能，适用于高速移动无线通信系统。相比于传统的相关检测办法，该方法在小数倍载波频偏检测的正确性上可以提升10%，在帧起始点检测的正确性上可以提升80%。
权利要求 :
1.一种LTE-FDD系统抑制多径延时多普勒效应的粗同步方法，其特征在于使用一个时隙中所有OFDM符号的循环前缀进行小数倍载波频偏检测和帧起始点检测，具体步骤如下：步骤1：存储信号
将 接 收 到 的 一 个 时 隙 长 度 的 信 号 存 储 下 来，定 义 为解星座映射之前的接收信号， 为FFT长度， , 为LTE系统中的两种循环前缀长度；接收到的一个OFDM符号定义为：；
其中： 表示接收到的第 个完整的OFDM符号；表示接收到OFDM符号的计数； 步骤2：相关能量计算针对不同长度的循环前缀使用不同长度的相关窗口进行相关运算，以当前检测的符号为起点，并假设当前所在点为一个时隙的起始点，进行7个OFDM符号的相关运算，然后将所有的相关能量相加，相关函数如下所示：其中： 表示一个时隙中7个OFDM符号的相关能量之和；k表示对一个时隙中的后6个OFDM符号的计数；m 表示对参加相关能量计算的符号个数的计数，最大值为循环序列的长度； 表示对 进行共轭运算； 为LTE系统中的两种循环前缀长度；
步骤3：信号能量计算
将能量计算窗口根据不同长度的循环前缀作出调整，分别计算7个OFDM符号的循环前缀的能量并相加；循环前缀的能量计算公式如下：
其中： 表示一个时隙中7个OFDM符号的自身能量之和； d 表示当前检测的符号；
为LTE系统中的两种循环前缀长度；k 表示一个时隙中后6个OFDM符号的计数；N为FFT长度；
步骤4：阈值判决
采用以下公式进行阈值判决，得到判决公式值 ：其中 代表小数倍载波频偏； 表示一个时隙中7个OFDM符号的相关能量之和；
表示一个时隙中7个OFDM符号的自身能量之和；
步骤5：判断起始点和小数倍载波频偏
根据上述阈值判决原理以及最大似然估计原理，一个OFDM符号的起始点 和小数倍载波频偏 由下式确定：表示判决公式值。
2.根据权利要求1所述的粗同步方法，其特征在于：步骤1中需要存储的序列长度为；其中N为FFT长度， 为LTE系统中的两种循环前缀长度。
3.根据权利要求1所述的粗同步方法，其特征在于：所述进行7个OFDM符号的相关运算时，先进行长度为 的相关运算，然后对其后的 长度的信号进行6次长度为的相关运算，其中N为FFT长度； 为LTE系统中的两种循环前缀长度。
说明书 :
LTE-FDD系统抑制多径延时和多普勒效应的粗同步方法
技术领域
[0001] 本发明属于无线数字通信技术领域，具体涉及一种LTE-FDD系统抑制多径延时和多普勒效应的粗同步方法。
背景技术
[0002] 3GPP组织在2004年底提出了3GPP长期演进项目（LTE）。在基于时分和频分多址接入技术的第二代移动通信系统和基于码分多址技术的第三代移动通信系统的基础上，LTE采用了属于4G技术的正交频分复用（OFDM）和正交频分复用多址（OFDMA）技术。LTE良好的向后兼容性使得它可以从HSPA和HSPA+的技术发展和最新理解中获益，同时LTE可以自由采用最先进的技术。
[0003] LTE系统的性能是各个网络运营商最为看重的一点。出于市场因素的考虑，在首次发布的LTE系统主要性能要求中，LTE系统在最大带宽20MHz的情况下，两根接收天线和一根发射天线的假设下，上下行峰值传输速率分别为100Mbits/s和50Mbits/s，相应于频谱效率分别为5bits/Hz和2.5bits/Hz；从移动性的角度去考虑，LTE系统需要在终端移动速度达到350Km/h的情况下仍然能支持正常的通信，甚至在使用更高的频段下支持500Km/h的移动速度，这就要求小区之间的无中断切换；在时延方面，LTE要求最佳条件下无线接入网络的时延要低至5ms；LTE的上下行都能工作在广泛的频带范围内以及适应各种带宽的频谱分配。
[0004] 根据Release 11，LTE系统中共有6种带宽可供选择，分别是1.4MHz、2.5MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz，分别对应的子载波个数为72、180、300、600、900和1200，FFT的点数分别为128、256、512、1024、1536和2048。子载波间隔为15KHz，在MBSFN（Multimedia Broadcast Single Frequency Network，多媒体广播单频网）模式下，子载波间隔为7.5KHz。
在LTE系统中，QPSK、16QAM和64QAM的调制方式被采用，使用1/3码率的turbo编解码。
LTE系统有两种传送数据的模式，分别是频域双工（FDD）和时域双工（TDD），FDD模式是本发明的工作模式。LTE支持的环境差异性非常大，因此设计者们针对不同的环境设计了不同的循环前缀长度。一般模式下，在20MHz的带宽下，对于时间长度为0.5ms的时隙， LTE下行链路采用5.2μs和4.7μs两种不同时间长度的循环前缀，一个时隙里第一个OFDM符号采用5.2μs的循环前缀，剩下6个OFDM符号采用4.7μs的循环前缀，这样做是为了保证
0.5ms内的OFDM符号个数是整数；为了确保即使在郊区和农村较大的小区，时延扩展也能满足远小于循环前缀长度的要求，扩展模式在这种情况才被采用。扩展模式下，循环前缀长度为16.7μs或者33.3μs，分别对应于子载波间隔为15KHz和7.5KHz，当然这种做法就增大了系统开销，降低了频谱利用率。本发明针对普通模式也就是循环前缀较短的情况，这样在保证接收信号正确率的同时能够保持系统的带宽利用率。
在LTE系统中，QPSK、16QAM和64QAM的调制方式被采用，使用1/3码率的turbo编解码。
LTE系统有两种传送数据的模式，分别是频域双工（FDD）和时域双工（TDD），FDD模式是本发明的工作模式。LTE支持的环境差异性非常大，因此设计者们针对不同的环境设计了不同的循环前缀长度。一般模式下，在20MHz的带宽下，对于时间长度为0.5ms的时隙， LTE下行链路采用5.2μs和4.7μs两种不同时间长度的循环前缀，一个时隙里第一个OFDM符号采用5.2μs的循环前缀，剩下6个OFDM符号采用4.7μs的循环前缀，这样做是为了保证
0.5ms内的OFDM符号个数是整数；为了确保即使在郊区和农村较大的小区，时延扩展也能满足远小于循环前缀长度的要求，扩展模式在这种情况才被采用。扩展模式下，循环前缀长度为16.7μs或者33.3μs，分别对应于子载波间隔为15KHz和7.5KHz，当然这种做法就增大了系统开销，降低了频谱利用率。本发明针对普通模式也就是循环前缀较短的情况，这样在保证接收信号正确率的同时能够保持系统的带宽利用率。
[0005] 由于发射机和接收机晶振频率的不匹配以及多普勒频移会导致载波频偏。载波频偏，特别是小数倍载波频偏的存在会导致码间干扰（ISI）、子载波间干扰（ICI）并且降低了信号的能量，破坏子载波之间的正交性，极大地影响了接收机的性能，也对后面的解码和解读信息造成了不可估量的影响。对于采用OFDM技术的LTE标准来说，保证子载波之间的正交性是能够正确接收信息的前提，因此载波频偏的估计与纠正是LTE系统中不可缺少的一步。
[0006] 除此之外，要获得正确的发射信息，必须要知道信息的起始位置在哪里，这样经过接收机的检测才能得到正确的发射信息。由于载波频偏和信道的时延的存在，导致接收信号和发射信号之间存在一定的时延，因此定时同步也是非常必要的。
[0007] 粗同步算法的功能是检测小数倍载波频偏和定时偏差并进行纠正，传统的粗同步算法有ML(Maximum Likelihood)， MMSE(Minimum Mean Square Error)，MC(Maximum Correlation)和S&C（Schmidl&Cox）算法，这四种算法均是利用循环前缀与有效信息之间的相关性进行检测，在循环前缀长度较短的情况下，这四种算法都无法得到很好地性能。由University of Texas at Dallas的H. Minn教授、University of British Columbia的V. K. Bhargava教授和Hong Kong University of Science and Technology的K. B. Letaief教授提出了一种针对具有 个同样的序列的多载波算法，例如CMMB标准下的preamble序列，这个算法提出了粗同步算法中的能量收集概念。
[0008] 在上述技术背景下，为了保持LTE系统的带宽利用率，抑制多径延时和多普勒效应，本发明提出了新的针对FDD模式一般循环前缀长度的粗同步算法。
发明内容
[0009] 本发明的目的在于提供一种LTE-FDD系统抑制多径延时多普勒效应的粗同步方法，其可以保持LTE系统的带宽利用率，抑制多径延时和多普勒效应。
[0010] 本发明提供的LTE-FDD系统抑制多径延时多普勒效应的粗同步方法，其使用一个时隙中所有OFDM符号的循环前缀进行小数倍载波频偏检测和帧起始点检测，具体步骤如下：1）存储信号
将接收到的一个时隙长度的信号存储下来，定义 为解星座映射之
前的接收信号， 为FFT长度， , 为LTE系统中的两种循环前缀长度。接
收到的一个OFDM符号定义为
表示接收到的第 个完整的OFDM符号；表示接收到OFDM符号的计数。
将接收到的一个时隙长度的信号存储下来，定义 为解星座映射之
前的接收信号， 为FFT长度， , 为LTE系统中的两种循环前缀长度。接
收到的一个OFDM符号定义为
表示接收到的第 个完整的OFDM符号；表示接收到OFDM符号的计数。
[0011] 在LTE 一般循环前缀模式中，一个时隙中共有7个OFDM符号，因此每次需要存储的序列长度为 。
[0012] 2）计算相关能量值为了充分利用所有的循环前缀所携带的能量，针对不同长度的循环前缀使用不同长度的相关窗口进行相关运算，计算循环前缀和有效信息之间的相关能量值；以当前检测的符号 为起点，并假设当前所在点为一个时隙的起始点，先进行长度为 的相关运算，然后对其后的 长度的信号进行6次长度为 的相关运算，再将所有的相关能量相加，实现能量收集的概念。相关函数如下所示：
表示一个时隙中7个OFDM符号的相关能量之和； 表示对 进行共轭运算； m表示对参加相关能量计算的符号个数的计数，最大值为循环序列的长度； k表示对一个时隙中的后6个OFDM符号的计数； 为LTE系统中的两种循环前缀长度。
表示一个时隙中7个OFDM符号的相关能量之和； 表示对 进行共轭运算； m表示对参加相关能量计算的符号个数的计数，最大值为循环序列的长度； k表示对一个时隙中的后6个OFDM符号的计数； 为LTE系统中的两种循环前缀长度。
[0013] 3）信号能量计算同样为了充分利用循环前缀所携带的能量，将能量计算窗口根据不同长度的循环前缀作出调整。
[0014] 同样的，我们在以当前所在点为时隙起始点的假设下，分别计算7个OFDM符号的循环前缀的能量并相加。
[0015] 表示一个时隙中7个OFDM符号的自身能量之和； d表示当前检测的符号；m表示对参加相关能量计算的符号个数的计数，最大值为循环序列的长度； k表示对一个时隙中后6个OFDM符号的计数；G1、G2表示LTE系统中的两种循环前缀长度。
[0016] 4）阈值判决根据本发明提出的如下的阈值判决公式计算判决公式值 。
[0017] 其中 代表小数倍载波频偏。 表示一个时隙中7个OFDM符号的相关能量之和；表示一个时隙中7个OFDM符号的自身能量之和。
[0018] 5）判断起始点和小数倍载波频偏如上述阈值判决公式所示，如果 恰为一个时隙的起始点，假设信道对信号的影响忽略不计，那么利用循环前缀的特性和 , 的计算公式可知 ，此时 ；反
之，则 ，此时 。如果 并不处在一个时隙的起始点，而是处于时隙中其他OFDM符号的起始点，那么由于一个时隙中第一个OFDM符号的循环前缀长度略长于其他6个， 的计算就会因为 的定位偏差使得循环前缀的相关能量达不到最大值，判决公式的值也会略小于最大值。但是如果 并不位于任何一个OFDM符号的起始点，那么序列的相关性便不存在， 的值接近于0，此时判决公式的值远小于前两种情况。如果考虑信道带来的多径延时、频偏、多普勒效应等，循环前缀和有效信息之间的相关性会被破坏，导致判决公式的最大值小于1。传统的最大似然估计方法对于循环前缀长度的依赖就是因为被信道破坏的相关性在相关信息长度不够的情况下无法抑制多径延时、多普勒效应等带来的影响。
之，则 ，此时 。如果 并不处在一个时隙的起始点，而是处于时隙中其他OFDM符号的起始点，那么由于一个时隙中第一个OFDM符号的循环前缀长度略长于其他6个， 的计算就会因为 的定位偏差使得循环前缀的相关能量达不到最大值，判决公式的值也会略小于最大值。但是如果 并不位于任何一个OFDM符号的起始点，那么序列的相关性便不存在， 的值接近于0，此时判决公式的值远小于前两种情况。如果考虑信道带来的多径延时、频偏、多普勒效应等，循环前缀和有效信息之间的相关性会被破坏，导致判决公式的最大值小于1。传统的最大似然估计方法对于循环前缀长度的依赖就是因为被信道破坏的相关性在相关信息长度不够的情况下无法抑制多径延时、多普勒效应等带来的影响。
[0019] 根据上述原理，一个OFDM符号的起始点 可以由下式确定：根据最大似然原理（Stefan H. Muller-Weinfurtner,“On the Optimality of Metrics for Coarse Frame Synchronization in OFDM: A Comparison”,Personal th
Indoor ans Mobile Radio Communications 9 IEEE,1998），OFDM系统小数倍载波频偏可以由下式得到：
本发明的有益效果在于：本文提出的方法具有出色的同步性能，适用于高速移动无线通信系统；其判决变量在相同的仿真环境下相比于传统的粗同步方法具有更为干净的判决变量图，峰值更为明显，更不易于受到信道环境的影响。其对抗多径、抗噪声以及多普勒效应的能力很强。本发明方法的正确率一直远远高于其他传统方法，系统性能最高可以提升
80%左右。
Indoor ans Mobile Radio Communications 9 IEEE,1998），OFDM系统小数倍载波频偏可以由下式得到：
本发明的有益效果在于：本文提出的方法具有出色的同步性能，适用于高速移动无线通信系统；其判决变量在相同的仿真环境下相比于传统的粗同步方法具有更为干净的判决变量图，峰值更为明显，更不易于受到信道环境的影响。其对抗多径、抗噪声以及多普勒效应的能力很强。本发明方法的正确率一直远远高于其他传统方法，系统性能最高可以提升
80%左右。
附图说明
[0020] 图1为本发明和传统方法判决变量的比较。其中，（a）为本发明方法的判决变量（b）ML算法和MC算法的判决变量（c）MMSE和S&C算法的判决变量。
[0021] 图2为在TU-6信道中，30Km/hr的移动速度下，0.2倍小数倍载波频偏的情况下，本发明和参考方法检测小数倍载波频偏的均方误差值（MSE）比较。
[0022] 图3为在AWGN信道中，30Km/hr的移动速度下，0.2倍小数倍载波频偏的情况下，本发明和参考方法检测小数倍载波频偏的均方误差值（MSE）比较。
[0023] 图4为在AWGN信道中，0.2倍小数倍载波频偏的情况下，本发明和参考方法对于时隙起始点检测的正确率的比较。
[0024] 图5 为LTE FDD模式 Normal Mode中的帧结构示意图。
[0025] 图6 为本方法的流程图。
具体实施方式
[0026] 下面结合附图和实施例对本发明进一步详细说明。
[0027] 本发明提供一种面向LTE-FDD系统抑制多径延时多普勒效应的粗同步方法，具体步骤如下：步骤1，将接收到的一个时隙长度的信号存储下来，定义 为解星座
映射之前的接收信号， 为FFT长度， , 为LTE系统中的两种循环前缀长
度。对于20MHz带宽来说， 。接收到的一个OFDM符号定义为
其中 表示接收到的第 个完整的OFDM符号；表示接收到OFDM符号的计数。在LTE Normal Mode模式中，一个时隙中共有7个OFDM符号，因此每次需要存储的序列长度为。
映射之前的接收信号， 为FFT长度， , 为LTE系统中的两种循环前缀长
度。对于20MHz带宽来说， 。接收到的一个OFDM符号定义为
其中 表示接收到的第 个完整的OFDM符号；表示接收到OFDM符号的计数。在LTE Normal Mode模式中，一个时隙中共有7个OFDM符号，因此每次需要存储的序列长度为。
[0028] 步骤2，计算循环前缀和有效信息之间的相关能量值，为了充分利用所有的循环前缀所携带的能量，进行相关运算的时候针对不同长度的循环前缀使用不同长度的相关窗口，如下所示：以当前检测的符号 为起点，并假设当前所在点为一个时隙的起始点，先进行长度为的相关运算，然后对其后的 长度的信号进行6次长度为 的相关运算，然后将所有的相关能量相加，实现能量收集的概念。
[0029] 步骤3， 进行信号能量计算同样为了充分利用循环前缀所携带的能量，将能量计算窗口根据不同长度的循环前缀作出调整。
[0030] 同样的，我们在以当前所在点为时隙起始点的假设下，分别计算7个OFDM符号的循环前缀的能量并相加。
[0031] 步骤4，根据本发明提出的阈值判决公式（如下）计算判决值 。 [0032] 其中 代表小数倍载波频偏。
[0033] 步骤5，根据判决公式的大小判断时隙起始点 和小数倍载波频偏。 [0034] 一个OFDM符号的起始点可以由下式确定：系统小数倍载波频偏可以由下式得到：
在判断最大值的时候，不需要将所有判决变量的计算结果全部存储下来，只需要将当前的计算结果和之前计算结果中的最大值进行比较，如果大于之前计算结果中的最大值，则更新最大值，如果不大于，则弃掉。将判决变量的第一个计算值作为最大值的初始值。
在判断最大值的时候，不需要将所有判决变量的计算结果全部存储下来，只需要将当前的计算结果和之前计算结果中的最大值进行比较，如果大于之前计算结果中的最大值，则更新最大值，如果不大于，则弃掉。将判决变量的第一个计算值作为最大值的初始值。
[0035] 下面我们对该算法进行浮点仿真，主要仿真参数见表1，信道模型采用AWGN信道和TU-6信道（信道参数见表2），我们提出的方法名称为Minn 算法。
[0036] 表1 DTMB系统仿真参数表2 TU-6信道模型参数
首先我们在AWGN信道的环境下比较本文提出的方法和其他四种传统方法的判决变量，如图1所示，本文提出的方法的判决变量在相同的仿真环境下相比于传统的粗同步方法具有更为干净的判决变量图，峰值更为明显，更不易于受到信道环境的影响。
首先我们在AWGN信道的环境下比较本文提出的方法和其他四种传统方法的判决变量，如图1所示，本文提出的方法的判决变量在相同的仿真环境下相比于传统的粗同步方法具有更为干净的判决变量图，峰值更为明显，更不易于受到信道环境的影响。
[0037] 其次我们分别在AWGN信道和TU-6多径信道下仿真算法检测小数倍载波频偏的均方误差值（MSE），如图2和图3所示。
[0038] 图2中展示的是在TU-6信道中，30Km/hr的移动速度下，0.2倍小数倍载波频偏的情况下，检测小数倍载波频偏的均方误差值（MSE）。从图中可以看出，本文提出的新的方法相比于传统的算法在信噪比较低的情况下仍然能够保持较低的均方误差值，在信噪比从0dB上升到9dB的过程中，其MSE一直远低于传统的四种算法。说明其对抗多径以及多普勒效应的能力很强。
[0039] 图3中展示的是在AWGN信道中，0.2倍小数倍载波频偏的情况下，检测小数倍载波频偏的均方误差值。从图中可以看出，本文提出的新的方法相比于传统的算法在AWGN信道中也能保持较低的均方误差值，并且随着信噪比的变化，其MSE的大小变化的并不明显。这两张图很好的展示了新的方法在对抗多径、噪声、多普勒效应等信道影响上性能的优越性。 [0040] 图4展示的是在AWGN信道中，0.2倍小数倍载波频偏的情况下，各个方法对于时隙起始点检测的正确率，从图中可以看出信噪比从-8dB变化到9dB的过程中，我们提出的方法的正确率一直远远高于其他传统方法，系统性能最高可以提升80%左右。 [0041] 上面对本发明的实施过程进行了详细说明，但本发明并不限于上述实施例，在本申请的权利要求的精神下，本发明涵盖了上述实施过程的各种改型。