一种用中频浮动提高接收机捜索精度的方法

摘要

一种用中频浮动提高接收机捜索精度的方法。包括以下步骤：步骤1：未知的宽带信号经过分段处理开关、滤波和低噪声放大处理后，与第一本振进行混频，产生一中频信号；步骤2：一中频信号经过滤波和一中放，与第二本振进行混频产生二中频信号；步骤3：二中频信号经过滤波放大后由信号处理设备进行信号处理；所述第一本振采用宽带变化频率合成器，频率扫描范围覆盖需要接收频段，使一中频频率范围压缩为窄带变化频率；所述第二本振采用窄带变化的频率合成器，频率扫描范围覆盖窄带信号，使接收机的二中频输出频率值固定。本发明降低了电路功耗、复杂性和成本。

权利要求

1.一种用中频浮动提高接收机捜索精度的方法，包括以下步骤：步骤1：未知宽带信号经过分段处理开关、滤波和低噪声放大处理后，与第一本振进行混频，产生一中频信号；

步骤2：一中频信号经过滤波和中放，与第二本振进行混频产生二中频信号；

步骤3：二中频信号经过滤波放大后由信号处理设备进行信号处理；

所述第一本振和第二本振分别通过单片机控制电路控制；

其特征在于，所述第一本振和第二本振均采用锁相环整数分频方式产生；

所述第一本振采用宽带变化频率合成器，频率扫描范围覆盖需要接收频段，使一中频频率范围压缩为窄带变化频率；所述第二本振采用窄带变化的频率合成器，频率扫描范围覆盖窄带信号，使接收机的二中频输出频率值固定；

设fIF1为一中频信号的频率，fIF2为二中频信号的频率，fLO1为第一本振的频率，fLO2为第二本振的频率；

fRF＝fLO1-fIF1                公式1FIF1＝fLO2+fIF2               公式2由公式1、2可知，未知宽带信号的频率fRF为：fRF＝fLO1-fLO2-fIF2               公式3设fr是接收机的起始频率，Δ为接收机的搜索步进，任意的未知宽带信号的频率可表示为：fRF＝fr+N·Δ，其中N≥0，N为整数设f1为第一本振的鉴相频率，f2为第二本振的鉴相频率，且f1、f2＞＞Δ；fL1是第一本振的频率的初始值，fL2是第二本振的频率的初始值；当任意的未知宽带信号的频率增加N·Δ时，设第一本振的频率增加X·f1，第二本振的频率增加Y·f2，则第一本振的频率与第二本振的频率可表示为：fLO1＝fL1+X·f1，其中X≥0，X为整数fLO2＝fL2+Y·f2，其中Y≥0，Y为整数分别代入公式3得：

fRF＝fL1+X·f1-fL2-Y·f2-fIF2＝fL1-fL2-fIF2+X·f1-Y·f2因为fRF＝fr+N·Δ，fr＝fL1-fL2-fIF2则：

N·Δ＝X·f1-Y·f2               公式4由公式1、2可知：

fIF1＝fLO1-fRF＝fL1-fr+Y·f2fIF2＝fL1-fr-fL2

由上式可知，一中频的频率是变化的，变化量为Y·f2，二中频的频率是固定值；

由于f1＞＞Δ，可设f1＝K·ΔK＞＞1，K为整数，当Δ＝f1－f2时，f2＝(K－1)·Δ，代入公式4得：N·Δ＝[K·(X－Y)+Y]·Δ

N＝K·(X－Y)+Y               公式6由公式6可知：X－Y等于N除以K的商，Y等于N除以K的余数；

由于Y为N除以K的余数，所以0≤Y≤K－1；当Y＝K－1时，Y·f2最大为：Y·f2＝(K-1)·f2＝(K-1)2·Δ               公式7设一中频滤波器带宽为B，即Y·f2≤B，当Y·f2＝B时，对应一中频的频率的最大变化范围值；代入公式7可以计算出K的最大值：Y·f2＝(K-1)2·Δ＝B

2.根据权利要求1所述的一种用中频浮动提高接收机捜索精度的方法，其特征在于，所述锁相环整数分频的内部集成VCO、PLL和环路滤波器。

说明书

一种用中频浮动提高接收机捜索精度的方法

技术领域

[0001] 本发明涉及无线通信，尤其涉及一种提高接收机搜索精度的方法。

背景技术

[0002] 由于现代电子设备使用信号覆盖频段宽、种类多、格式复杂，要适应各种信号的一体接收机十分复杂，为解决宽频段信号干扰问题、宽带噪声阻塞问题、强信号对弱信号压制、宽覆盖与细步进的矛盾问题，接收机采用两次变频或三次变频的方式，把分布在各频段的未知的信号通过变频处理后变为已知的频率相对固定的中频信号，由后端的信号处理设备进行信号处理。

[0003] 宽带接收机通常采用超外差结构模式，通过多次变频方式满足接收机的高动态范围、灵敏度要求。当搜索步进较小时（即搜索精度较高时），作本振源的频率合成器一般采用直接数字频率合成（DDS）或锁相环小数分频（FNPLL）方式，这两种方式产生的本振源电路复杂，成本较高。锁相环整数分频（NPLL）方式虽然有频率高、带宽宽以及频谱质量好等优点，但分辨率较低，只适用于搜索步进较大的接收机。

[0004] 如图1所示，未知的宽带信号经过分段处理开关、滤波和低噪声放大(LNA)处理后，与第一本振（可变）进行混频，产生较高的一中频。一中频信号经过滤波和一中放，与第二本振（固定）进行混频产生二中频。二中频经过滤波放大后由信号处理设备进行信号处理。第一本振和第二本振由单片机和外部控制终端控制，通过控制两个频综的频率完成对信号的搜索。

[0005] 为了抑制镜像干扰，接收机采用高中频方案。一般第一本振为高本振，第二本振为低本振，则得出下列公式：

[0006] fRF＝fLO1-fIF1           公式11

[0007] fIF1=fLO2+fIF2           公式12

[0008] 式中tIF1为第一中频频率，fIF2为第二中频频率，fLO1为第一本振频率，fLO2为第二本振频率。

[0009] 由公式11、12可知，未知宽带信号的频fRF为：

[0010] fRF＝fLO1-fLO2-fIF2             公式13

[0011] 当第一中频固定时，则fLO2为固定频率，通过控制终端的频率控制可知fLO1的频率，由公式13就可计算出未知信号的频率。

[0012] 为达到宽带接收与小步进搜索要求，第一本振的输出频率是可变的。设fL1·是第一本振的初始值，f1为第一本振的频率步进，则任意第一本振的频率可表示为：

[0013] fLO1＝fL1+N·f（1 N≥0，N为整数）    公式14

[0014] 代入公式13，得：

[0015] fRF＝fLl+N·f1-fLO2-fIF2    公式15

[0016] 当N=0时，

[0017] fRF＝fL1-fLO2-fIF2＝fr

[0018] 式中fr是接收机的起始频率。设Δ为接收机的搜索步进，任意接收信号可表示为：

[0019] fRF＝fr+N·Δ

[0020] 代入公式15，得：

[0021] fRF＝fr+N·f1＝fr+N·Δ

[0022] 则：

[0023] f1=Δ                  公式16

[0024] 假设接收机的接收范围为30MHz～512MHz，搜索步进为10kHz（即fRF＝30000+N·10 0≤N≤4820)。一中频滤波器带宽为8MHz，中心频率为900MHz(即一中频的输出频率可以在
896MHz～904MHz间)。二中频输出频率为20MHz。当一中频输出频率为900MHz时，由上述公式可知，两个本振的频率为：

[0025] fLO1＝900000+30000+N·10＝930000+N·10kHz

[0026] fLO2=900000-2O000=880000kHz

[0027] 信号的变化范围如图3所示。

[0028] 由上例可知，当第一中频固定时，第一本振的频率步进就是接收的的搜索步进。当搜索步进低至几kHz时，第一本振通常由DDS或FNPLL产生。当第一中频频率较高时，由于DDS输出信号频率不能过高，第一本振可采用DDS+PLL的模式产生。

[0029] 其存在的缺陷是：

[0030] 采用DDS作为本振源存在以下问题：在某些频点杂散会较大，很难消除；DDS输出功耗较大，会带来散热的问题；DDS产生的频率较低，不适用于本振较高的场合。在本振频率较高时必须采用DDS+PLL方式。它除了有结构复杂、调试工作量大的缺陷外，DDS与PLL之间往往需要插入一个体积较大的高Q值窄带滤波器，增加了设备的体积和成本。

[0031] 采用FNPLL作为本振源，会存在由于相位内插带来的小数杂散问题。为减少杂散，必须认真优化构成频率合成器的VCO、PLL及环路滤波器，增加了设计的复杂性、体积和成本。接收机中本振应该是纯净频谱，DDS与FNPLL的杂散会影响接收机的灵敏度。

[0032] 采用NPLL作为本振源，由公式16可知，当一、二中频均固定时，接收机的搜索步进就是第一本振的频率步进（注：NPLL频率步进就是鉴相频率）。锁相频率合成（PLL）的带内噪声主要取决于晶体振荡器、鉴相器、N分频器和R分频器的噪声大小，当晶体振荡器相噪指标高到一定程度时，输出本振的相位噪声就不决定于晶振的相位噪声，而由下式决定：

[0033] 相位噪声=（1Hz规一化噪声基底）+10log(鉴相频率)+20log（输出分频比）[0034] 1Hz规一化噪声基底一般由频率合成器芯片公司给出，输出分频比为本振频率与鉴相频率的比值。由上式可知，在输出信号频率范围一定的情况下，鉴相频率提高1倍，分频比降低1倍，则输出本振相位噪声优化3dB。

[0035] 如果接收机的搜索步进小，那么NPLL方式产生的第一本振的鉴相频率就会很小，导致本振相位噪声大，会造成接收机的灵敏度下降。因而一般在大步进的接收机中采用NPLL作为本振源。

发明内容

[0036] 本发明针对以上问题，提供了一种结合超外差结构模式，采用中频浮动的方法可以实现用NPLL满足接收机小步进搜索，电路简单，成本低的用中频浮动提高接收机捜索精度的方法。

[0037] 本发明的技术方案是：包括以下步骤：

[0038] 步骤1：未知的宽带信号经过分段处理开关、滤波和低噪声放大处理后，与第一本振进行混频，产生一中频信号；

[0039] 步骤2：一中频信号经过滤波和一中放，与第二本振进行混频产生二中频信号；

[0040] 步骤3：二中频信号经过滤波放大后由信号处理设备进行信号处理；

[0041] 所述第一本振和第二本振分别通过单片机控制电路控制；

[0042] 所述第一本振和第二本振均采用锁相环整数分频方式产生；

[0043] 所述第一本振采用宽带变化频率合成器，频率扫描范围覆盖需要接收频段，使一中频频率范围压缩为窄带变化频率；所述第二本振采用窄带变化的频率合成器，频率扫描范围覆盖窄带信号，使接收机的二中频输出频率值固定。

[0044] 本发明中：

[0045] 设fIFl为第一中频频率，fIF2为第二中频频率fLO1为第一本振频率，fLO2为第二本振频率；

[0046] fRF＝fLO1-fIF1         公式1

[0047] fIF1＝fLO2+fIF2         公式2

[0048] 由公式1、2可知，未知宽带信号的频率fRF为：

[0049] fRF＝fLO1-fLO2-fIF2             公式3

[0050] 设fr是接收机的起始频率，Δ为接收机的搜索步进，任意接收信号可表示为：

[0051] fRF＝fr+N·Δ    （N≥0，N为整数）

[0052] 设f1为第一本振的鉴相频率，f2为第二本振的鉴相频率，且f1、f2＞＞Δ；fL1·是第一本振的初始值，fL2是第二本振的初始值；当接收信号增加N·Δ时，设第一本振增加X·f1，第二本振增加Y·f2′则第一本振与第二本振信号可表示为：

[0053] fLO1＝fL1+X·f1    （X≥0，X为整数）

[0054] fLO2＝fL2+Y·f2    （Y≥0，Y为整数）

[0055] 分别代入公式3得

[0056] fRF＝fL1+X·f1-fL2-Y·f2-fIF2＝fLl-fL2-fIF2+X·f1-Y·f2

[0057] 因为fRF＝fr+N·Δ，fr＝fLl-fL2-fIF2

[0058] 则：

[0059] N·Δ=X·f1-Y·f2            公式4

[0060] 由公式1、2可知：

[0061] fIF1＝fLO1-fRF＝fL1-fr+Y·f2

[0062] fIF2＝fL1-fr-fL2

[0063] 由上式可知，一中频的频率是变化的，变化量为Y·f2，二中频是固定值；

[0064] 由于f1＞＞Δ，可设f1=K·Δ（K＞＞1，K为整数），当Δ=f1-f2时，[0065] f2=（K－1）·Δ，代入公式4得：

[0066] N·Δ=[K·(X－Y)+Y]·Δ

[0067] N=K·(X－Y)+Y           公式6

[0068] 由公式6可知：X－Y等于N除以K的商，Y等于N除以K的余数；

[0069] 由于Y为N除以K的余数，所以0≤Y≤K－1；当Y=K－1时，T·f2最大为：

[0070] Y·f2＝(K-1)·f2＝(K-1)2·Δ       公式7

[0071] 设一中频滤波器带宽为B，即Y·f2≤B，当Y·f2=B时，对应一中频最大变化范围值；代入公式7可以计算出K的最大值：

[0072] Y·f2＝(K一1)2·Δ＝B

[0073] 公式8。

[0074] 所述锁相环整数分频的内部集成VCO、PLL和环路滤波器。

[0075] 本发明中的第一本振和第二本振均采用锁相环整数分频（NPLL）方式产生；为达到宽带接收与小步进搜索要求，第一本振采用宽带变化频率合成器即第一本振的输出频率是可变的；同时，所述第二本振采用窄带变化的频率合成器，使得第二本振的输出频率也是可变的；两者共同作用使得一中频的频率浮动，改进了现有技术中一中频的频率固定的搜索模式，提高了搜索精度，实现了接收机在采用锁相环整数分频方式下的小步进搜索。

[0076] 本发明采用中频浮动的方法就实现接收机的小步进搜索，降低电路功耗、复杂性和成本；具有以下优点：

[0077] 1）、中频浮动方法中使用NPLL，使本振输出频带宽，频谱纯度好；

[0078] 2）、NPLL可内部集成VCO、PLL及环路滤波器，这样电路外围器件少，体积小，功耗低，降低设计复杂性，易于实现、可靠性高；可缩减板级空间，节约成本；

[0079] 3）、采用中频浮动方法解决了频段覆盖范围和频率扫描精度的矛盾，降低了接收机的工程实现难度。

附图说明

[0080] 图1是本发明的原理图，

[0081] 图2是本发明中一中频浮动时的信号变化图，

[0082] 图3是现有技术中一中频固定时的信号变化图；

具体实施方式

[0083] 本发明采用图1所示的结构模式。第一本振、第二本振均采用NPLL方式产生。

[0084] 在该方案中采用宽带变化频率合成器和窄带变化的频率合成器相结合技术，解决宽带接收和频率步进的矛盾问题，对要求接收频率范围进行全频段覆盖。利用宽带变化频率合成器作第一本振，频率扫描范围覆盖需要接收频段，使第一中频频率范围压缩为窄带变化频率；用窄带变化的频率合成器作第二本振，频率扫描范围覆盖窄带信号，使接收机的二中频输出频率值固定，由后端的信号处理设备进行信号处理。

[0085] 设fIF1为第一中频频率，fIF2为第二中频频率，fLO1为第一本振频率，fLO2为第二本振频率；

[0086] fRF＝fLO1-fIF1                公式1

[0087] fIF1=fLO2+fIF2                公式2

[0088] 由公式1、2可知，未知宽带信号的频率fRF为：

[0089] fRF＝fLO1-fLO2-fIF2                公式3

[0090] 设fr是接收机的起始频率（接收机的搜索范围确定，该值就确定，为已知值），Δ为接收机的搜索步进（已知值），任意接收信号可表示为：

[0091] fRF＝fr+N·Δ    （N≥0，N为整数）

[0092] 由于一中频浮动，接收机的搜索步进不再等于第一本振的频率步进（即鉴相频率）。设f1为第一本振的鉴相频率，f2为第二本振的鉴相频率，且f1、f2＞＞Δ；fL1第一本振的初始值，fL2是第二本振的初始值。当接收信号增加N·Δ时，设第一本振增加X·f1，第二本振增加Y·f2，则第一本振与第二本振信号可表示为：

[0093] fLO1＝fL1+X·f1    （X≥0，X为整数）

[0094] fLO2＝fL2+Y·f2    （Y≥0，Y为整数）

[0095] 分别代入公式3得：

[0096] fRF=fL1+X·f1-fL2-Y·f2-fIF2＝fL1-fL2-fIF2+X·f1-Y·f2

[0097] 因为fRF＝fr+N·Δ，fr＝fLl-fL2-fIF2

[0098] 则：

[0099] N·Δ＝X·f1-Y·f2    公式4

[0100] 由公式1、2可知：

[0101] fIF1＝fLO1-fRF＝fLl-fr+Y·f2

[0102] fIF2＝fL1-fr-fL2

[0103] 由上式可知，一中频的频率是变化的，变化量为Y·f2，二中频是固定值。当Δ=f1-f2，公式4成立的最简单的条件就是：

[0104] N=X=Y    公式5

[0105] 由公式5可知，当接收信号频率升高，N变大，X与Y值会相应变大，一中频的频率变化值变大。由于一中频滤波器的带宽是有限的，当一中频变化量超过滤波器的带宽，会使信号产生失真，因而一中频的最大变化量应该小于一中频滤波器的带宽，所以N、X、Y的关系不能用公式5来确定。

[0106] 考虑f1＞＞Δ，可设f1=K·Δ（K＞＞1，K为整数），当Δ=f1-f2时，[0107] f2=（K－1）·Δ。代入公式4得：

[0108] N·Δ=[K·(X－Y)+Y]·Δ

[0109] N=K·(X－Y)+Y    公式6

[0110] 由公式6可知：X－Y等于N除以K的商，Y等于N除以K的余数。

[0111] 只要知道K值，就可得出X与Y以及N之间关系。由于Y为N除以K的余数，所以0≤Y≤K－1。当Y=K－1时，Y·f2最大为：

[0112] Y·f2＝(K-1)·f2＝(K-1)2·Δ(f2=（K－1）·Δ)    公式7

[0113] K值的大小取决于一中频滤波器。若一中频滤波器带宽为B，为保证信号无失真通过一中频滤波器，一中频的变化范围必须小于中频滤波器的带宽，即Y·f2≤B。当Y·f2=B时，对应一中频最大变化范围。

[0114] 代入公式7可以设计出K的最大值：Y·f2＝(K-1)2·Δ＝B

[0115]     公式8

[0116] 仍以现有技术方案中例为例。当接收机搜索步进为10kHz，一中频滤波器带宽为8MHz，由公式11可知：

[0117]

[0118] 考虑信号有一定带宽，实际应用中K的取值比计算值要小点。我们取K=25。一中频最大变化值为：Y·f2＝(K-1)2·Δ＝(25-1)2·10＝5760kHz

[0119] 一中频滤波器的中心频率为900MHz，则一中频变化范围为：

[0120]

[0121] 即：897.120MHz≤fIF1≤902.880MHz，满足一中频896MHz～904MHz的范围。

[0122] 当fIF1=897120kHz时，对应接收机的起始频率30MHz(30000kHz)：

[0123] fL1=897120＋30000=927120kHz

[0124] fL2=897120－20000=877120kHz

[0125] 由上述公式可知，当接收机频率为fRF=30000+N·10时，两个本振的频率为：

[0126] fLO1=927120＋X·250

[0127] fLO2=877120＋Y·240

[0128] N=25(X－Y)+Y

[0129] 当N为25的整数倍时，Y=0，X=N/25，fRF＝30000+N·10

[0130] fLO1=927120＋X·250=927120＋N·10

[0131] fLO2＝877120

[0132] fIF2=927120＋N·10－（30000＋N·10）－877120=20000

[0133] 当N不为25的整数倍时，X=(N-Y)/25+Y

[0134] X=（N+24Y）/25

[0135] fLO1=927120＋X·250=927120＋N·10+240Y

[0136] fLO2=877120＋Y·240

[0137] fIF2=927120＋N·10+240Y－（30000＋N·10）－（877120＋Y·240）=20000[0138] 信号的变化范围如图2所示。

[0139] 从上例中可以看出，采用中频活动的方法，当接收机的搜索步进为10kHz，第一、二本振的频率步进为250kHz、240kHz，实现用大步进NPLL实现接收机小步进搜索。