一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备

摘要

本发明公开了一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备。在测试模式期间，IQ至射频(RF)调制器使用正交测试信号调制正交RF载波信号。RF至IQ降频转换器使用正交RF载波信号对降频转换器RF输入信号进行降频转换以提供正交降频转换器输出信号。降频转换器RF输入信号是基于正交测试信号和发射路径的增益。数字频率转换器对正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号，其是表示正交测试信号的振幅和发射路径的增益的正交直流信号。因此，发射路径的测量增益是基于正交测试信号和平均频率转换器输出信号的振幅。

权利要求

1.一种用于测量发射路径的复数增益的电路，且其包括：

IQ至射频调制器，其被调整来在所述测试模式期间使用正交测试信号调制正交射频载波信号；

射频至IQ降频转换器，其被调整来在所述测试模式期间使用所述正交射频载波信号对降频转换器射频输入信号进行降频转换以提供正交降频转换器输出信号，使得所述降频转换器射频输入信号是基于所述正交测试信号和发射路径的复数增益；和 数字频率转换器，其被调整来在所述测试模式期间对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号，所述平均频率转换器输出信号是表示所述正交测试信号的振幅和相位以及所述发射路径的所述复数增益的正交直流信号，从而使得所述正交降频转换器输出信号与所述正交测试信号同步。

2.根据权利要求1 所述的电路，其中所述发射路径的测量复数增益是基于所述正交测试信号的振幅和所述平均频率转换器输出信号的幅度。

3.根据权利要求1 所述的电路，其中所述发射路径是上行链路路径。

4.根据权利要求1 所述的电路，其中所述IQ 至射频调制器还被调整来在所述正常操作模式期间使用正交发射信号对所述正交射频载波信号进行射频调制以将射频调制器输出信号提供到所述发射路径。

5.根据权利要求4 所述的电路，其中在所述正常操作模式期间，所述射频调制器输出信号经处理和经由所述发射路径转发到射频天线。

6.根据权利要求1 所述的电路，其中在所述测试模式期间： 所述正交测试信号具有同相测试信号和正交相位测试信号；

所述同相测试信号和所述正交相位测试信号均是连续波信号；

所述正交相位测试信号的振幅约等于所述同相测试信号的振幅；和 所述正交相位测试信号从所述同相测试信号相移约90 度。

7.根据权利要求1 所述的电路，其中所述数字频率转换器包括： 正交模数转换器，其被调整来在所述测试模式期间接收所述正交降频转换器输出信号并进行模数转换以提供数字正交降频转换器信号；和 复数倍乘器，其被调整来在所述测试模式期间接收和倍乘所述数字正交降频转换器信号和正交本机振荡器信号以提供正交复数倍乘器输出信号，其中所述数字正交降频转换器信号和所述正交本机振荡器信号的倍乘是复数倍乘。

8.根据权利要求7 所述的电路，其中所述数字频率转换器还包括平均电路，其被调整来在所述测试模式期间接收和平均所述正交复数倍乘器输出信号以提供所述平均频率转换器输出信号。

9.根据权利要求7 所述的电路，其中所述复数倍乘器还被调整来在所述测试模式期间用作所述正交测试信号的同步降频混波器。

10.根据权利要求7 所述的电路，其中所述复数倍乘器还被调整来在所述测试模式期间使所述正交降频转换器输出信号与所述正交测试信号同步。

11.根据权利要求7 所述的电路，其中：

所述正交本机振荡器信号具有同相本机振荡器信号和正交相位本机振荡器信号；

在所述数字正交降频转换器信号和所述正交本机振荡器信号的所述倍乘期间，所述同相本机振荡器信号的幅度等于1、0和-1之一；和 在所述数字正交降频转换器信号和所述正交本机振荡器信号的所述倍乘期间，所述正交相位本机振荡器信号的幅度等于1、0和-1之一。

12.根据权利要求7 所述的电路，其中：

所述正交本机振荡器信号具有同相本机振荡器信号和正交相位本机振荡器信号；

所述正交测试信号具有同相测试信号和正交相位测试信号；

所述正交相位测试信号从所述同相测试信号相移约90 度；

所述正交相位本机振荡器信号从所述同相本机振荡器信号相移约90度；和 所述正交相位测试信号从所述正交相位本机振荡器信号相移约180度。

13.根据权利要求7 所述的电路，其中：

所述正交测试信号具有同相测试信号和正交相位测试信号；

所述同相测试信号和所述正交相位测试信号中的每个近似方波；和 在所述同相测试信号和所述正交相位测试信号的每次转变后，在所述数字正交降频转换器信号达到稳定状态后发生所述数字正交降频转换器信号和所述正交本机振荡器信号的所述倍乘。

14.一种用于测量发射路径的复数增益的方法，其包括：

使用正交测试信号调制正交射频载波信号；

使用所述正交射频载波信号降频转换降频转换器射频输入信号以提供正交降频转换器输出信号，使得所述降频转换器射频输入信号是基于所述正交测试信号和所述发射路径的所述复数增益；

对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号，所述平均频率转换器输出信号是表示所述正交测试信号的振幅和相位以及所述发射路径的所述复数增益的正交直流信号，从而使得所述正交降频转换器输出信号与所述正交测试信号同步；和 基于所述正交测试信号的所述振幅和相位以及所述平均频率转换器输出信号的幅度和相位提取所述发射路径的所述复数增益。

15.根据权利要求14 所述的方法，其中对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供所述平均频率转换器输出信号包括： 提供并清零同相寄存器和正交相位寄存器；

使用正交模数转换器采样同相降频转换器输出信号和正交相位降频转换器输出信号以分别得到第一同相样品和第一正交相位样品；

将所述第一同相样品添加到所述同相寄存器并将所述第一正交相位样品添加到所述正交相位寄存器；

使用所述正交模数转换器采样所述同相降频转换器输出信号和所述正交相位降频转换器输出信号以分别得到第二同相样品和第二正交相位样品；

将所述第二同相样品添加到所述正交相位寄存器并从所述同相寄存器中减去所述第二正交相位样品；

使用所述正交模数转换器采样所述同相降频转换器输出信号和所述正交相位降频转换器输出信号以分别得到第三同相样品和第三正交相位样品；

从所述同相寄存器中减去所述第三同相样品并从所述正交相位寄存器中减去所述第三正交相位样品；

使用所述正交模数转换器采样所述同相降频转换器输出信号和所述正交相位降频转换器输出信号以分别得到第四同相样品和第四正交相位样品；

从所述正交相位寄存器中减去所述第四同相样品并将所述第四正交相位样品添加到所述同相寄存器；和 分别经由同相复数倍乘器输出信号和正交相位复数倍乘器输出信号将所述同相寄存器和所述正交相位寄存器的内容转发到平均电路。

16.根据权利要求15 所述的方法，其中对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供所述平均频率转换器输出信号还包括：接收和平均正交复数倍乘器输出信号以提供所述平均频率转换器输出信号，使得所述平均频率转换器输出信号具有所述同相复数倍乘器输出信号和所述正交相位复数倍乘器输出信号。

17.根据权利要求14 所述的方法，其中对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供所述平均频率转换器输出信号包括： 提供并清零同相寄存器和正交相位寄存器；

使用正交模数转换器采样同相降频转换器输出信号和正交相位降频转换器输出信号以分别得到同相样品和正交相位样品；

分别将所述同相样品添加到所述同相寄存器和所述正交相位寄存器之一或从所述同相寄存器和所述正交相位寄存器之一中减去所述同相样品；

分别将所述正交相位样品添加到所述同相寄存器和所述正交相位寄存器中的另一个或从所述同相寄存器和所述正交相位寄存器中的另一个中减去所述正交相位样品；

必要时重复所述同相降频转换器输出信号和所述正交相位降频转换器输出信号进行的所述采样、所述同相样品进行的所述添加或减去和所述正交相位样品进行的所述添加或减去；和 分别经由同相复数倍乘器输出信号和正交相位复数倍乘器输出信号将所述同相寄存器和所述正交相位寄存器的内容转发到平均电路。

18.根据权利要求17 所述的方法，其中对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供所述平均频率转换器输出信号还包括：接收和平均正交复数倍乘器输出信号以提供所述平均频率转换器输出信号，使得所述平均频率转换器输出信号具有所述同相复数倍乘器输出信号和所述正交相位复数倍乘器输出信号。

19.一种用于测量发射路径的复数增益的电路，且其包括：

IQ 至射频调制器，其被调整来在所述测试模式期间使用正交测试信号调制正交射频载波信号；和 射频至IQ 降频转换器，其被调整来在所述测试模式期间使用所述正交射频载波信号降频转换降频转换器射频输入信号以提供正交降频转换器输出信号，使得所述降频转换器射频输入信号是基于所述正交测试信号和发射路径的复数增益，其中数字频率转换器被调整来在所述测试模式期间对所述正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号，所述平均频率转换器输出信号是表示所述正交测试信号的振幅和相位以及所述发射路径的所述复数增益的正交直流信号，从而使得所述正交降频转换器输出信号与所述正交测试信号同步。

20.根据权利要求19 所述的电路，其中面向基带电路包括所述数字频率转换器且所述电路是面向天线电路。

说明书

一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备

[0001] 优先权要求

[0002] 本申请要求2011年5月31日提交的美国临时专利申请第61/491,416号的优先权。此外，美国临时专利申请第61/491,416号是以引用的方式全部并入本文中。

[0003] 公开领域

[0004] 本公开的实施方案涉及可以用于射频(RF)通信系统的RF发射器电路和RF发射器电路的校准。

[0005] 公开背景

[0006] 随着无线通信技术的发展，无线通信系统变得越来越复杂。因此，无线通信协议继续扩大并改变以利用技术发展，这可以对增加给定RF通信空间中的并发用户的数量提供支持。在这方面，可能要求对由并发用户使用的RF发射器进行封闭式管理和控制，从而要求持续调整RF发射器。RF发射器的RF增益可以随不同运行参数(诸如输出功率、功率放大器电源电压、RF调制类型，等)变化。因此，可能要求基于RF增益进行某些RF发射器调整。这些调整可以包括发射器预失真的变化、包络追踪系统操作的变化、发射器偏压的变化，等。因此，预确定无线装置的发射路径的复数RF增益可以有用于调整无线装置的RF发射器。因此，需要预确定无线装置的发射路径的复数RF增益。

[0007] 实施方案概述

[0008] 本公开的实施方案涉及一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备。电路包括：IQ至RF调制器、RF至IQ降频转换器和数字频率转换器。在测试模式期间，IQ至RF调制器使用正交测试信号调制正交RF载波信号。在测试模式期间，RF至IQ降频转换器使用正交RF载波信号降频转换降频转换器RF输入信号以提供正交降频转换器输出信号。降频转换器RF输入信号是基于正交测试信号和发射路径的复数增益。在测试模式期间，数字频率转换器对正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号，其是表示正交测试信号的振幅和相位以及发射路径的复数增益的正交直流(DC)信号。正交降频转换器输出信号与正交测试信号同步。发射路径的测量复数增益是基于正交测试信号和平均频率转换器输出信号的振幅和相位。

[0009] RF至IQ降频转换器是IQ接收器的部分，其可能相对便宜。这些IQ接收器可能具有不利地影响复数增益测量的某些缺点，诸如RF载波泄漏、RF图像干扰，等。然而，通过将数字频率转换器如所述般并入到IQ接收器中且使用特殊测试信号，显著地减小这些缺点的影响，从而在进行复数增益测量时强化IQ接收器。

[0010] 本领域一般技术人员在结合附图阅读优选实施方案的以下详述后应明白本公开的范围且意识到本公开的额外方面。

[0011] 附图简述

[0012] 并入本说明书中且形成本说明书的部分的附图示出了本公开的多个方面，且连同本说明一起用以解释本公开的原理。

[0013] 图1示出了根据RF通信系统的一个实施方案的测试期间的RF通信系统。

[0014] 图2示出了根据RF通信系统的替代实施方案的测试模式期间的RF通信系统。

[0015] 图3示出了根据RF通信系统的额外实施方案的测试模式期间的RF通信系统。

[0016] 图4示出了根据RF通信系统的另一实施方案的正常操作模式期间的RF通信系统。

[0017] 图5示出了用于测量图1中根据RF通信系统的一个实施方案示出的发射路径的复数增益的程序。

[0018] 图6示出了根据RF通信系统的另一实施方案的测试模式期间的RF通信系统。

[0019] 图7示出了图6中根据IQ至RF调制器的一个实施方案示出的IQ至RF调制器的细节。

[0020] 图8示出了图6中根据RF至IQ降频转换器的一个实施方案示出的RF至IQ降频转换器的细节。

[0021] 图9示出了图6中根据数字频率转换器的一个实施方案示出的数字频率转换器的细节。

[0022] 图10A、图10B、图10C和图10D是分别示出了图9中根据RF通信系统的一个实施方案示出的同相本机振荡器信号、正交相位本机振荡器信号、同相降频转换器输出信号和正交相位降频转换器输出信号的图表。

[0023] 图11A、图11B、图11C和图11D是分别示出了图9中根据RF通信系统的替代实施方案示出的同相本机振荡器信号、正交相位本机振荡器信号、同相降频转换器输出信号和正交相位降频转换器输出信号的图表。

[0024] 图12示出了用于处理图9中根据数字频率转换器的一个实施方案示出的同相降频转换器输出信号和正交相位降频转换器输出信号的程序。

[0025] 图13示出了用于处理图9中根据数字频率转换器的替代实施方案示出的同相降频转换器输出信号和正交相位降频转换器输出信号的程序。

[0026] 优选实施方案详述

[0027] 下文提出的实施方案表示使本领域一般技术人员能够实践本公开的必要信息且示出了实践本公开的最佳模式。在就附图阅读以下描述后，本领域一般技术人员应了解本公开的概念且应认识到这些概念的应用并非特别定位于本文。应了解，这些概念和应用均属于本公开的范围和随附权利要求。

[0028] 本公开的实施方案涉及一种用于测量发射路径的复数增益的方法和设备。电路包括：IQ至RF调制器、RF至IQ降频转换器和数字频率转换器。在测试模式期间，IQ至RF调制器使用正交测试信号调制正交RF载波信号。在测试模式期间，RF至IQ降频转换器使用正交RF载波信号降频转换降频转换器RF输入信号以提供正交降频转换器输出信号。降频转换器RF输入信号是基于正交测试信号和发射路径的复数增益。在测试模式期间，数字频率转换器对正交降频转换器输出信号进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号，其是表示正交测试信号的振幅和相位以及发射路径的复数增益的正交DC信号。正交降频转换器输出信号与正交测试信号同步。发射路径的测量复数增益是基于正交测试信号和平均频率转换器输出信号的振幅和相位。

[0029] RF至IQ降频转换器是IQ接收器的部分，其可能相对便宜。这些IQ接收器可能具有不利地影响复数增益测量的某些缺点，诸如RF载波泄漏、RF图像干扰，等。然而，如上所述，通过将数字频率转换器如所述般并入到IQ接收器中且使用特殊测试信号，显著地减小这些缺点的影响，从而在进行复数增益测量时强化IQ接收器。

[0030] 图1示出了根据RF通信系统10的一个实施方案的测试期间的RF通信系统10。RF通信系统10包括面向天线电路12，其包括IQ至RF调制器14、发射路径16、RF至IQ降频转换器18、数字频率转换器20、正交本机振荡器22、正交数模转换器(DAC)24和控制电路26。发射路径16包括RF耦接器28。RF通信系统10还包括RF天线30。在发射路径16的一个实施方案中，发射路径16是上行链路路径。发射路径16耦接在IQ至RF调制器14与RF天线30之间。发射路径16还可以包括以下各项的部分或其中的所有：一个或多个RF放大器级、RF切换电路、RF滤波器电路、一个或多个RF双信器、一个或多个RF双工器、其它RF滤波电路、阻抗匹配电路、其它RF前端电路(等)或其串联耦接RF耦接器28的任何组合。在测试模式期间，RF通信系统10用以测量发射路径16的复数增益。

[0031] 控制电路26选择测试模式和正常操作模式之一。因此，面向天线系统12以测试模式和正常操作模式中的选定模式进行操作。在RF通信系统10的一个实施方案中，在测试模式期间，控制电路26将数字正交测试信号DTS提供到正交DAC 24，其将数字正交测试信号DTS从数字信号转换为模拟信号。此外，控制电路26将正交本机振荡器信号QLS提供到数字频率转换器20。正交本机振荡器信号QLS是数字信号。具体来说，在测试模式期间，正交DAC 24接收数字正交测试信号DTS并进行数模转换以将正交测试信号QTS(其是模拟信号)提供到IQ至RF调制器14。

[0032] 在测试模式期间，正交本机振荡器22将正交RF载波信号QCS提供到IQ至RF调制器14和RF至IQ降频转换器18。在测试模式期间，IQ至RF调制器14使用正交测试信号QTS调制正交RF载波信号QCS以将RF调制器输出信号MOS提供到发射路径16。在测试模式期间，RF耦接器28耦接流过RF耦接器28的RF信号的部分以将降频转换器RF输入信号DIS提供到RF至IQ降频转换器18。流过RF耦接器28的RF信号是基于RF调制器输出信号MOS。因此，流过RF耦接器28的RF信号表示正交测试信号QTS和发射路径16的复数增益。在这方面，流过RF耦接器28的RF信号的部分和降频转换器RF输入信号DIS也表示正交测试信号QTS和发射路径16的复数增益。此外，降频转换器RF输入信号DIS是基于正交测试信号QTS和发射路径16的复数增益。

[0033] 在测试模式期间，RF至IQ降频转换器18使用正交RF载波信号QCS降频转换降频转换器RF输入信号DIS以提供正交降频转换器输出信号QDO。在这方面，正交降频转换器输出信号QDO表示正交测试信号QTS的振幅和相位以及发射路径16的复数增益。在测试模式期间，数字频率转换器20使用正交本机振荡器信号QLS对正交降频转换器输出信号QDO进行频率转换以将平均频率转换器输出信号AFC提供到控制电路26。正交降频转换器输出信号QDO与正交测试信号QTS同步。因此，平均频率转换器输出信号AFC是表示正交测试信号QTS的振幅和相位以及发射路径16的复数增益的正交DC信号。具体来说，发射路径16的测量复数增益是基于正交测试信号QTS的振幅和相位，其使数字正交测试信号DTS的振幅和相位关联平均频率转换器输出信号AFC的幅度和相位。因此，控制电路26可以基于正交本机振荡器信号QLS和平均频率转换器输出信号AFC确定发射路径16的测量复数增益。

[0034] 图2示出了根据RF通信系统10的替代实施方案的测试模式期间的RF通信系统10。除图2中示出的RF通信系统10还包括面向基带电路32以外，图2中示出的RF通信系统10类似于图1中示出的RF通信系统10。面向天线电路12包括IQ至RF调制器14、发射路径16、RF至IQ降频转换器18和正交本机振荡器22，而面向基带电路32包括数字频率转换器20、正交DAC 24和控制电路26。

[0035] RF通信系统10的其它实施方案可以具有面向天线电路12和面向基带电路32之间的IQ至RF调制器14、发射路径16、RF至IQ降频转换器18、正交本机振荡器22、数字频率转换器20、正交DAC 24和控制电路26的不同分配。在面向天线电路12的一个实施方案中，RF前端模块提供面向天线电路12。RF前端模块包括至少一个集成电路(IC)。在面向基带电路32的一个实施方案中，基带控制器提供面向基带电路32。基带控制器包括至少一个IC。在面向基带电路32的替代实施方案中，收发机电路提供面向基带电路32。收发器电路包括至少一个IC。

[0036] 图3示出了根据RF通信系统10的额外实施方案的测试模式期间的RF通信系统10。除图3中示出的RF通信系统10还包括面向基带电路32且面向天线电路12还包括数字复用器34以外，图3中示出的RF通信系统10类似于图1中示出的RF通信系统10。面向基带电路32包括面向基带控制电路36，其经由数字通信总线38耦接到控制电路26。因此，控制电路26和面向基带控制电路36可经由数字通信总线38而相互通信。

[0037] 面向天线电路12和面向基带电路32均以测试模式和正常操作模式中的选定模式进行操作。在RF通信系统10的一个实施方案中，面向基带控制电路36选择测试模式和正常操作模式之一且指示使用数字通信总线38进行模式选择。在测试模式期间，控制电路26将数字正交测试信号DTS提供到数字复用器34。在正常操作模式期间，面向基带控制电路36将数字正交发射信号DTX提供到数字复用器34。

[0038] 数字复用器34基于转发数字正交测试信号DTS或数字正交发射信号DTX将数字复用器输出信号DMX提供到正交DAC 24。具体来说，在测试模式期间，数字复用器34转发数字正交测试信号DTS以提供数字复用器输出信号DMX。在正常操作模式期间，数字复用器34转发数字正交发射信号DTX以提供数字复用器输出信号DMX。在RF通信系统10的替代实施方案中，在正常操作模式期间，面向基带控制电路36经由数字通信总线38和控制电路
26将数字正交发射信号DTX提供到数字复用器34。在测试模式期间，因为数字复用器输出信号DMX是基于数字正交测试信号DTS，所以正交DAC 24接收数字复用器输出信号DMX并进行数模转换以提供正交测试信号QTS。

[0039] 图4示出了根据RF通信系统10的另一实施方案的正常操作模式期间的RF通信系统10。除在正常操作模式期间面向基带控制电路36将数字正交发射信号DTX提供到数字复用器34以外，图4中示出的RF通信系统10类似于图1中示出的RF通信系统10。在正常操作模式期间，数字复用器34转发数字正交发射信号DTX以提供数字复用器输出信号DMX。正交DAC 24接收数字复用器输出信号DMX并进行数模转换以提供正交发射信号QTX而非正交测试信号QTS。

[0040] 在正常操作模式期间通过IQ至RF调制器14和发射路径16处理正交发射信号QTX可能类似于测试模式期间对正交测试信号QTS进行的处理。然而，处理正交发射信号QTX可以包括处理正交发射信号QTX和将其转发到RF天线30。在面向天线电路12的一个实施方案中，在正常操作模式期间，使用反馈以经由RF至IQ降频转换器18和数字频率转换器20将数字正交发射信号QTX的已处理部分馈送到控制电路26。在面向天线电路12的替代实施方案中，在正常操作模式期间，未使用反馈。因此，在正常操作模式期间，未使用RF至IQ降频转换器18和数字频率转换器20。

[0041] 在正常操作模式期间，IQ至RF调制器14使用正交发射信号QTX对正交RF载波信号QCS进行RF调制以将RF调制器输出信号MOS提供到发射路径16。此外，在面向天线电路12的一个实施方案中，在正常操作模式期间，处理RF调制器输出信号MOS并经由发射路径16将其转发到RF天线30。

[0042] 图5示出了用于测量图1中根据RF通信系统10的一个实施方案示出的发射路径16的复数增益的程序。在这方面。图1中示出了所述程序中的所有信号和设备元件。程序开始于使用正交测试信号QTS调制正交RF载波信号QCS(步骤A10)。程序继续降频转换降频转换器RF输入信号DIS以提供正交降频转换器输出信号QDO，使得降频转换器RF输入信号DIS是基于正交测试信号QTS和发射路径16的复数增益(步骤A12)。

[0043] 程序继续对正交降频转换器输出信号QDO进行频率转换以提供平均频率转换器输出信号AFC(其是表示正交测试信号QTS的振幅和相位以及发射路径16的复数增益的正交DC信号)使得正交降频转换器输出信号QDO与正交测试信号QTS同步(步骤A14)。程序结束于基于正交测试信号QTS的振幅和相位以及平均频率转换器输出信号AFC的幅度和相位提取发射路径16的复数增益(步骤A16)。

[0044] 图6示出了根据RF通信系统10的另一实施方案的测试模式期间的RF通信系统10。除图6中示出的RF通信系统10示出了控制电路26的细节和数字正交测试信号DTS、正交测试信号QTS、正交RF载波信号QCS、正交降频转换器输出信号QDO和平均频率转换器输出信号AFC的细节以外，图6中示出的RF通信系统10类似于图1中示出的RF通信系统
10。数字正交测试信号DTS具有数字同相测试信号DTI和数字正交相位测试信号DTQ。正交测试信号QTS具有同相测试信号TSI和正交相位测试信号TSQ。

[0045] 连续波(CW)信号被定义为恒定振幅和频率的未调制信号。在RF通信系统10的第一实施方案中，在测试模式期间，数字同相测试信号DTI是CW信号且数字正交相位测试信号DTQ是CW信号，使得数字正交相位测试信号DTQ的振幅约等于数字同相测试信号DTI的振幅。此外，数字正交相位测试信号DTQ从数字同相测试信号DTI相移约90度。因此，同相测试信号TSI和正交相位测试信号TSQ均是CW信号，使得正交相位测试信号TSQ的振幅约等于同相测试信号TSI的振幅。此外，正交相位测试信号TSQ从同相测试信号TSI相移约90度。

[0046] 正交RF载波信号QCS具有同相载波信号CSI和正交相位载波信号CSQ。在RF通信系统10的第一实施方案中，在测试模式期间，同相载波信号CSI和正交相位载波信号CSQ均是CW信号，使得正交相位载波信号CSQ的振幅约等于同相载波信号CSI的振幅。此外，正交相位载波信号CSQ从同相载波信号CSI相移约90度。

[0047] 控制电路26包括数字本机振荡器40、数字升频转换器42和控制电路子集44。在测试模式期间，数字本机振荡器40将正交本机振荡器信号QLS提供到数字频率转换器20和数字升频转换器42。正交本机振荡器信号QLS具有同相本机振荡器信号LSI和正交相位本机振荡器信号LSQ。在RF通信系统10的第一实施方案中，在测试模式期间，同相本机振荡器信号LSI和正交相位本机振荡器信号LSQ均是CW信号，使得正交相位本机振荡器信号LSQ的振幅约等于同相本机振荡器信号LSI的振幅。此外，正交相位本机振荡器信号LSQ从同相本机振荡器信号LSI相移约90度。

[0048] 在测试模式期间，控制电路子集44将数字测试幅度信号DTM提供到数字升频转换器42。数字升频转换器42使用正交本机振荡器信号QLS对数字测试幅度信号DTM进行升频转换以提供数字正交测试信号DTS。在数字升频转换器42的一个实施方案中，数字升频转换器42基于同相本机振荡器信号LSI提供数字同相测试信号DTI且基于正交相位本机振荡器信号LSQ提供数字正交相位测试信号DTQ，使得数字同相测试信号DTI和数字正交相位测试信号DTQ的幅度是基于数字测试幅度信号DTM。此外，数字同相测试信号DTI的频率约等于同相本机振荡器信号LSI的频率，且数字正交相位测试信号DTQ的频率约等于正交相位本机振荡器信号LSQ的频率。

[0049] 在数字升频转换器42的第一实施方案中，数字同相测试信号DTI从同相本机振荡器信号LSI相移约180度，且数字正交相位测试信号DTQ从正交相位本机振荡器信号LSQ相移约180度。在数字升频转换器42的第二实施方案中，数字同相测试信号DTI与同相本机振荡器信号LSI约相位对齐，且数字正交相位测试信号DTQ与正交相位本机振荡器信号LSQ约相位对齐。

[0050] 正交降频转换器输出信号QDO具有同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ。平均频率转换器输出信号AFC具有同相频率转换器输出信号FCI和正交相位频率转换器输出信号FCQ。此外，数字频率转换器20将平均频率转换器输出信号AFC提供到控制电路子集44。

[0051] 图7示出了图6中根据IQ至RF调制器14的一个实施方案示出的IQ至RF调制器14的细节。IQ至RF调制器14包括第一同相RF混频器46、第一正交相位RF混频器48和RF合并器50。在测试模式期间，第一同相RF混频器46使用同相测试信号TSI通过混频同相载波信号CSI和同相测试信号TSI对同相载波信号CSI进行RF调制以提供同相RF信号RFI。在测试模式期间，第一正交相位RF混频器48使用正交相位测试信号TSQ通过混频正交相位载波信号CSQ和正交相位测试信号TSQ对正交相位载波信号CSQ进行RF调制以提供正交相位RF信号RFQ。在测试模式期间，RF合并器50接收且合并同相RF信号RFI和正交相位RF信号RFQ以提供RF调制器输出信号MOS。

[0052] 图8示出了图6中根据RF至IQ降频转换器18示出的RF至IQ降频转换器18的细节。RF至IQ降频转换器18包括第二同相RF混频器52、第二正交相位RF混频器54和RF分频器56。在测试模式期间，RF分频器56接收降频转换器RF输入信号DIS并进行分频以提供同相侧RF信号RSI和正交相位侧RF信号RSQ。在测试模式期间，第二同相RF混频器52使用同相载波信号CSI通过使同相侧RF信号RSI和同相载波信号CSI混频而对同相侧RF信号RSI进行降频转换以提供同相降频转换器输出信号DOI。在测试模式期间，第二正交相位RF混频器54使用正交相位载波信号CSQ通过使正交相位侧RF信号RSQ和正交相位载波信号CSQ混频而对正交相位侧RF信号RSQ进行降频转换以提供正交相位降频转换器输出信号DOQ。

[0053] 图9示出了图6中根据数字频率转换器20的一个实施方案示出的数字频率转换器20的细节。数字频率转换器20包括正交模数转换器(ADC)58、复数倍乘器60和平均电路62。在测试模式期间，正交ADC 58接收正交降频转换器输出信号QDO并进行模数转换以提供数字正交降频转换器信号DDO。正交降频转换器信号QDO具有同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ。数字正交降频转换器信号DDO具有数字同相降频转换器信号DDI和数字正交相位降频转换器信号DDQ。

[0054] 在这方面，正交ADC 58接收同相降频转换器输出信号DOI并进行模数转换以提供数字同相降频转换器信号DDI。此外，正交ADC 58接收正交相位降频转换器输出信号DOQ并进行模数转换以提供数字正交相位降频转换器信号DDQ。为了提供精确的模数转换，与同相降频转换器输出信号DOI的振幅和正交相位降频转换器输出信号DOQ的振幅相比，要求正交ADC 58的一位分辨率为小。

[0055] 在测试模式期间，复数倍乘器60接收并倍乘数字正交降频转换器信号DDO和正交本机振荡器信号QLS以提供正交复数倍乘器输出信号CMO，其具有同相复数倍乘器输出信号CMI和正交相位复数倍乘器输出信号CMQ。数字正交降频转换器信号DDO和正交本机振荡器信号QLS的倍乘是复数倍乘。因为数字正交测试信号DTS是基于正交本机振荡器信号QLS，所以数字正交降频转换器信号DDO和正交本机振荡器信号QLS的倍乘与数字正交测试信号DTS同步。在这方面，在复数倍乘器60的一个实施方案中，复数倍乘器60用作正交测试信号QTS(图6)的同步降频混频器，其具有频率偏移。因此，复数倍乘器60使正交降频转换器输出信号QDO与正交测试信号QTS(图6)同步。

[0056] 在测试模式期间，平均电路62接收并平均正交复数倍乘器输出信号CMO以提供平均频率转换器输出信号AFC。具体来说，平均电路62接收并平均同相复数倍乘器输出信号CMI以提供同相频率转换器输出信号FCI，且接收并平均正交复数倍乘器输出信号CMQ以提供正交相位频率转换器输出信号FCQ。通过平均正交复数倍乘器输出信号CMO，可以减小RF至IQ降频转换器18(图6)的某些缺点的负面影响。这些缺点可能包括正交本机振荡器22(图6)与RF至IQ降频转换器18(图6)之间的RF载波泄漏、由于RF至IQ降频转换器
18(图6)的混频、正交、失配(等)而产生的RF图像干扰或其任何组合。

[0057] 在平均电路62的一个实施方案中，为了最小化错误，在测试模式期间，平均电路62使数字正交测试信号DTS(图6)的一个周期中的整数个样品平均正交复数倍乘器输出信号CMO且持续数字正交测试信号DTS(图6)的整数个周期。在平均电路62的替代实施方案中，为了最小化错误，在测试模式期间，相对于数字正交测试信号DTS(图6)的一个周期，平均电路62平均正交复数倍乘器输出信号CMO持续更长时间的周期。

[0058] 提出关于平均频率转换器输出信号AFC的幅度对发射路径16(图6)的复数增益的方程式。AFCM是平均频率转换器输出信号AFC(其是复数信号)的复数幅度。DTSA是数字正交测试信号DTS(图6)的振幅。GAIN是发射路径16(图6)的测量复数增益。SF是复数比例因子。如下文所示EQ.1是AFCM的方程式。

[0059] EQ.1：AFCM＝GAIN X DTSA X SF

[0060] 复数比例因子补偿除发射路径16(图6)的复数增益以外的信号路径中的增益和损耗。例如，RF耦接器28(图6)的耦接因子将包括在复数比例因子中。通过重新排列EQ.1，如下文所示EQ.2是发射路径16(图6)的测量复数增益的方程式。

[0061] EQ.2：GAIN＝AFCM/(DTSA X SF)

[0062] 为了保存信息，在RF通信系统10(图6)的一个实施方案中，正交ADC 58的采样速率约等于正交DAC 24(图6)的采样速率。然而，复数倍乘器60必须对由正交ADC 58提供的每个正交样品执行复数倍乘。

[0063] 因此，为了减小复数倍乘器60的计算量，在RF通信系统10(图6)的替代实施方案中，正交ADC 58的采样速率小于正交DAC 24(图6)的采样速率。在这方面，丢弃正交降频转换器输出信号QDO中的某些信息。然而，通过在特定时间采样正交降频转换器输出信号QDO，可以提取正交降频转换器输出信号QDO中的大部分相关信息。

[0064] 从正交本机振荡器信号QLS到正交降频转换器输出信号QDO中的关联信息存在延迟。这个延迟是处理延迟且是通过数字升频转换器42(图6)、正交DAC 24(图6)、IQ至RF调制器14(图6)、发射路径16(图6)和RF至IQ降频转换器18(图6)处理基于本机振荡器信号QLS的信号的结果。因此，当正交ADC 58的采样速率小于正交DAC 24(图6)的采样速率时，在正交ADC 58的一个实施方案中，延迟由正交ADC 58进行的采样以补偿RF通信系统10(图6)中的处理延迟。为了最大化从正交降频转换器输出信号QDO中提取有用信息，在正交ADC 58的一个实施方案中，在同相本机振荡器信号LSI和正交相位本机振荡器信号LSQ的关联振幅峰值处采样正交降频转换器输出信号QDO。

[0065] 因此，在正交ADC 58的第一实施方案中，在正交测试信号QTS(图6)的每个周期中对正交降频转换器输出信号QDO进行四次采样。在正交ADC 58的第二实施方案中，在正交测试信号QTS(图6)的每个周期中对正交降频转换器输出信号QDO进行八次采样。在正交ADC 58的第三实施方案中，在正交测试信号QTS(图6)的每个周期中对正交降频转换器输出信号QDO进行十六次采样。在正交ADC 58的第四实施方案中，在正交测试信号QTS(图6)的每个周期中对正交降频转换器输出信号QDO进行三十二次采样。

[0066] 图10A、图10B、图10C和图10D是分别示出了图9中根据RF通信系统10(图6)的一个实施方案示出的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的图表。同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ均具有正交斜边振幅64。同相本机振荡器信号LSI具有正同相振幅峰值66和负同相振幅峰值68。正交相位本机振荡器信号LSQ具有正正交相位振幅峰值70和负正交相位振幅峰值72。

[0067] 在图10A、图10B、图10C和图10D中示出的RF通信系统10(图6)的实施方案中，正交相位测试信号TSQ(图6)从同相测试信号TSI(图6)相移约90度，且正交相位本机振荡器信号LSQ从同相本机振荡器信号LSI相移约90度。同相本机振荡器信号LSI与同相测试信号TSI(图6)约相位对齐。然而，正交相位测试信号TSQ(图6)从正交本机振荡器信号QLS相移约180度。数字升频转换器42(图6)在正交相位测试信号TSQ(图6)与正交本机振荡器信号QLS之间提供180度相移。

[0068] 因此，正交相位测试信号TSQ和正交本机振荡器信号QLS均具有反向旋转IQ向量。无论正交测试信号和正交本机振荡器信号QLS(图6)是否相位对齐，反向旋转IQ向量均允许复数倍乘器60(图9)同步地降频混频正交本机振荡器信号QLS(图9)和嵌入在正交降频转换器输出信号QDO(图9)中的正交测试信号以提取发射路径16(图6)的复数增益。因此，先前论述的处理延迟不影响同步降频混频。然而，未并有反向旋转IQ向量的RF通信系统10(图6)的替代实施方案可能需要补偿处理延迟的影响。

[0069] 同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ均示出了分别与同相本机振荡器信号LSI和正交相位本机振荡器信号LSQ关联的信息。同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ中的关联信息由于处理延迟而与同相本机振荡器信号LSI和正交相位本机振荡器信号LSQ相比有所延迟。因此，在未并有反向旋转IQ向量的RF通信系统10(图6)的实施方案中，由正交ADC 58进行的采样可能需要延迟样品延迟74以使同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ中的关联信息分别与同相本机振荡器信号LSI和正交相位本机振荡器信号LSQ中的关联信息对齐。

[0070] 同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ均具有约等于正交本机振荡器信号QLS的周期的样品周期76。在每个样品周期76中对同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ进行四次采样。当同相降频转换器输出信号DOI与正同相振幅峰值66关联时采用同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的第一样品78。当正交相位降频转换器输出信号DOQ与正正交相位振幅峰值70关联时采用同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的第二样品80。当同相降频转换器输出信号DOI与负同相振幅峰值68关联时采用同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的第三样品82。当正交相位降频转换器输出信号DOQ与负正交相位振幅峰值72关联时采用同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的第四样品84。

[0071] 同相降频转换器输出信号DOI的第一样品78具有第一样品同相幅度86。正交相位降频转换器输出信号DOQ的第一样品78具有第一样品正交相位幅度88。同相降频转换器输出信号DOI的第二样品80具有第二样品同相幅度90。正交相位降频转换器输出信号DOQ的第二样品80具有第二样品正交相位幅度92。同相降频转换器输出信号DOI的第三样品82具有第三样品同相幅度94。正交相位降频转换器输出信号DOQ的第三样品82具有第三样品正交相位幅度96。同相降频转换器输出信号DOI的第四样品84具有第四样品同相幅度98。正交相位降频转换器输出信号DOQ的第四样品84具有第四样品正交相位幅度100。

[0072] 为了简化复数倍乘器60(图9)，将正交斜边振幅64(图10A)调整为1。在RF通信系统10(图6)的一个实施方案中，为了简化复数倍乘器60(图9)，在数字正交降频转换器信号DDO(图9)和正交本机振荡器信号QLS(图9)的倍乘期间，同相本机振荡器信号LSI的幅度是1、0或-1，且正交相位本机振荡器信号LSQ的幅度是1、0或-1。

[0073] 返回到图9，复数倍乘器60执行正交本机振荡器信号QLS乘以数字正交降频转换器信号DDO的复数倍乘以提供正交复数倍乘器输出信号CMO。因此，在RF通信系统10(图6)的一个实施方案中，正交本机振荡器信号QLS可以表示为LSI+jLSQ，数字正交降频转换器信号DDO可以表示为DDI+jDDQ，且正交复数倍乘器输出信号CMO可以表示为CMI+jCMQ。
此外，第一样品同相幅度86表示为“86”。第一样品正交相位幅度88表示为“88”。第二样品同相幅度90表示为“90”。第二样品正交相位幅度92表示为“92”。第三样品同相幅度94表示为“94”。第三样品正交相位幅度96表示为“96”。第四样品同相幅度98表示为“98”。第四样品正交相位幅度100表示为“100”。

[0074] 在这方面，下文中的表格示出了先前描述的四次采样期间的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、数字同相降频转换器信号DDI、数字正交相位降频转换器信号DDQ、同相复数倍乘器输出信号CMI和正交相位复数倍乘器输出信号CMQ的幅度。为了简化计算，将正交斜边幅度64(图10A)调整为1。

[0075]样品 LSI LSQ DDI DDQ CMI CMQ
第一 1 0 “86” “88” “86” “88”
第二 0 -1 “90” “92” “-92” “90”
第三 -1 0 “94” “96” -“94” -“96”
第四 0 1 “98” “100” “100” “-98”

[0076] 从所述表格可知，同相复数倍乘器输出信号CMI和正交相位复数倍乘器输出信号CMQ容易由复数倍乘器60提供。在复数倍乘器60的一个实施方案中，对于第一样品，复数倍乘器60仅仅需要转发数字同相降频转换器信号DDI以提供同相复数倍乘器输出信号CMI且转发数字正交相位降频转换器信号DDQ以提供正交相位复数倍乘器输出信号CMQ。

[0077] 对于第二样品，复数倍乘器60仅仅需要求反和转发数字正交相位降频转换器信号DDQ以提供同相复数倍乘器输出信号CMI，且转发数字同相降频转换器信号DDI以提供正交相位复数倍乘器输出信号CMQ。对于第三样品，复数倍乘器60仅仅需要求反和转发数字同相降频转换器信号DDI以提供同相复数倍乘器输出信号CMI，且求反和转发数字正交相位降频转换器信号DDQ以提供正交相位复数倍乘器输出信号CMQ。对于第四样品，复数倍乘器60仅仅需要求反和转发数字同相降频转换器信号DDI以以提供正交相位复数倍乘器输出信号CMQ，且转发数字正交相位降频转换器信号DDQ以提供同相复数倍乘器输出信号CMI。

[0078] 图11A、图11B、图11C和图11D是分别示出了图9中根据RF通信系统10(图6)的替代实施方案示出的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的图表。除图10A、图10B、图10C和图10D中示出的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ是正弦信号而图11A、图11B、图11C和图11D中示出的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ是方波信号以外，图11A、图11B、图11C和图11D中示出的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ类似于图10A、图10B、图10C和图10D中示出的同相本机振荡器信号LSI、正交相位本机振荡器信号LSQ、同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ。

[0079] 因此，同相测试信号TSI(图6)近似方波且正交相位测试信号TSQ(图6)近似方波。在RF通信系统10(图6)的一个实施方案中，由正交ADC 58(图9)进行的采样延迟样品延迟74以允许在采样正交降频转换器输出信号QDO(图9)前达到稳定状态。在这方面，在同相测试信号TSI(图6)和正交相位测试信号TSQ(图6)的每次转变后，在数字正交降频转换器信号DDO(图9)达到稳定状态后，发生数字正交降频转换器信号DDO(图9)和正交本机振荡器信号QLS(图9)的倍乘。

[0080] 在复数倍乘器60(图9)的一个实施方案中，如果平均电路62(图9)不能接受负值，那么复数倍乘器60(图9)可将四个样品相加在一起以将总和提供到平均电路62(图9)。在这方面，复数倍乘器60(图9)可能相当简单。在复数倍乘器60(图9)的一个实施方案中，复数倍乘器60(图9)是实施于正在处理器(诸如微控制器)上运行的软件中。在复数倍乘器60(图9)的替代实施方案中，复数倍乘器60包括复用器、数字加法电路(图9)、数字减法电路等。

[0081] 图12示出了用于处理图9中根据数字频率转换器20(图9)的一个实施方案示出的同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的程序。这个程序可以是对正交降频转换器输出信号QDO进行频率转换以提供图5中示出的平均频率转换器输出信号AFC(步骤A14)的部分。所述程序描述将四个样品相加在一起以将总和提供到平均电路62(图9)。

[0082] 所述程序开始于提供并清零同相寄存器(未示出)和正交相位寄存器(未示出)(步骤B10)。同相寄存器(未示出)和正交相位寄存器(未示出)是复数倍乘器60(图9)的部分。所述程序继续使用正交ADC 58(图9)采样同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)以分别得到第一同相样品和第一正交相位样品(步骤B12)。所述程序继续将第一同位样品添加到同相寄存器且将第一正交相位样品添加到正交相位寄存器(步骤B14)。

[0083] 所述程序继续使用正交ADC 58(图9)采样同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)以分别得到第二同相样品和第二正交相位样品(步骤B16)。所述程序继续将第二同位样品添加到正交相位寄存器且从同相寄存器中减去第二正交相位样品(步骤B18)。

[0084] 所述程序继续使用正交ADC 58(图9)采样同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)以分别得到第三同相样品和第三正交相位样品(步骤B20)。所述程序继续从同相寄存器中减去第三同相样品且从正交相位寄存器中减去第三正交相位样品(步骤B22)。

[0085] 所述程序继续使用正交ADC 58(图9)采样同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)以分别得到第四同相样品和第四正交相位样品(步骤B24)。所述程序继续从正交相位寄存器中减去第四同相样品且将第四正交相位样品添加到同相寄存器(步骤B26)。

[0086] 所述程序结束于分别经由同相复数倍乘器输出信号CMI(图9)和正交相位复数倍乘器输出信号CMQ(图9)将同相寄存器和正交相位寄存器的内容转发到平均电路62(图9)(步骤B28)。

[0087] 如先前提及，在RF通信系统10(图6)的一个实施方案中，正交测试信号QTS(图6)是基于正交本机振荡器信号QLS(图6)且从正交本机振荡器信号QLS(图9)到同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)中的关联信息存在处理延迟。因此，在正交ADC 58(图9)的一个实施方案中，延迟由正交ADC 58(图9)进行的采样以补偿RF通信系统10(图6)中的处理延迟。在这方面，延迟对同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)的采样以补偿从正交本机振荡器信号QLS(图9)到同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)中的关联信息的处理延迟。

[0088] 图13示出了用于处理图9中根据数字频率转换器20(图9)的替代实施方案示出的同相降频转换器输出信号DOI和正交相位降频转换器输出信号DOQ的程序。这个程序可以是对正交降频转换器输出信号QDO进行频率转换以提供图5中示出的平均频率转换器输出信号AFC(步骤A14)的部分。这个程序描述将多个样品相加在一起以将总和提供到平均电路62(图9)。在这方面，图13中示出的这个程序是图12中示出的程序的一般版本。

[0089] 所述程序开始于提供并清零同相寄存器(未示出)和正交相位寄存器(未示出)(步骤C10)。同相寄存器(未示出)和正交相位寄存器(未示出)是复数倍乘器60(图9)的部分。所述程序继续使用正交ADC 58(图9)采样同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)以分别得到同相样品和正交相位样品(步骤C12)。所述程序继续分别将同相样品添加到同相寄存器和正交相位寄存器之一或从同相寄存器和正交相位寄存器之一减去同相样品(步骤C14)。所述程序继续分别将正交相位样品添加到同相寄存器和正交相位寄存器中的另一个或从同相寄存器和正交相位寄存器中的另一个中减去正交相位样品(步骤C16)。必要时所述程序继续重复同相降频转换器输出信号DOI(图9)和正交相位降频转换器输出信号DOQ(图9)进行的采样、同相样品进行的添加或减去和正交相位样品进行的添加或减去(步骤C18)。所述程序结束于分别经由同相复数倍乘器输出信号CMI(图9)和正交相位复数倍乘器输出信号CMQ(图9)将同相寄存器和正交相位寄存器的内容转发到平均电路62(图9)(步骤C20)。

[0090] 本领域一般技术人员应认识到本公开的优选实施方案的改善和修改。所有这些改善和修改均被视为在本文中公开的概念和以下权利要求的范围内。附录1包括2011年5月31日提交的美国临时专利申请第61/491,416号中提供的信息。提供这个信息以支持和阐明本发明。

[0091] 附录1

[0092] 使用IQ接收器的抗减损校准技术

[0093] 背景

[0094] 在如RF发射器的许多系统中，需要以足够的精度校准并控制系统(如包络跟随系统或预失真系统)的增益和/或相位或系统的输出功率，且无需建立当前的复杂消耗反馈系统。近年来，在蜂窝和其它产业中，这些反馈系统已开始使用低成本/低性能IQ接收器。这种选择具有许多优点(测量相位的线性度和可能性)，但是也具有在需要高测量精度的情况下将测量精度降级到几乎不可用程度的许多类型的减损。例如，其中在生产时可使用发射器反馈系统以用PA isoGain Vcc(Pin)规则极快速地进行工厂校准的伪包络跟随系统的情况正是如此。

[0095] 概述

[0096] 本公开涉及一种使用这些反馈系统使其对大部分典型的IQ接收器减损不敏感的简单方法，所述方法足够简单使得可直接对收发器硅或固件所述方法而无需实施特定的硬件或软件功能。测量方法被设计来搭配对这些配置常见的大部分减损不敏感的IQ接收器(如测量系统)使用。因此可有助于显著改善测量精度且不增加复杂的额外负担。无论何处需要功率或增益测量，(如蜂窝收发器、包络跟随系统等)均可使用这种技术。这可以由低成本/低性能IQ接收器反馈路径硬件实现精确的功率/增益校准。

[0097] 本领域一般技术人员在结合附图阅读以下详述后应明白本公开的范围且意识到本公开的额外方面。

[0098] 详述

[0099] 图1中给定使用IQ接收器作为反馈路径的收发器系统的实例。发射路径与反馈路径之间共享本机振荡器，使得反馈输出将总是与发射路径相位同步。

[0100] 简单的IQ接收器使用IQ解调器。这种架构通常具有如果管理失当那么可降级测量精度的某些已知减损。图2中表示所述减损。

[0101] 可以用于校准的一种方法将在本机振荡器频率下使用测试信号(即，在IQ发射器的情况下，I和Q的DC值恒定)。对于对反馈IQ接收器不敏感来说这明显并非最佳方法，因为DC“测试信号”载波泄漏和图像的DC产生(也在DC频率下)均将在接收器输出处加以测量，使得无法区分测试信号和减损。此外，取决于系统中的(不可预测的)相移，所述不同的DC分量从异相组合到同相，从而使给定单元在某些给定条件下可重复产生某种错误，但是所述错误在单元之间、条件之间将会是随机的。

[0102] 更好地管理接收器减损的另一种方式是使用“AC”IQ信号(如余弦和正弦I和Qs)，即不同于载波频率的频率下的CW RF测试信号。因此，现可区分输出信号的不同分量(参考图4)。可使用不具备RF的第一测量估计DC，然后使用从已测量的信号中移除DC，然后可平均几次IQ功率或幅度测量来管理图像，因为图像的存在取决于图像和想要的信号相对相位而产生稍微振幅调制。假设如上所述般移除DC分量：

[0103]

[0104]

[0105]

[0106]

[0107]

[0108]

[0109] 假设余弦平均值在选取的平均时间周期内无效(意指积分时间远远长于测试信号周期或1/2测试信号周期期间整数次等间隔采样)：

[0110]

[0111] 因为图像功率通常显著小于输出信号的想要分量，所以平均输出功率通常是实际信号功率的良好估计值。

[0112] 这种方法存在两个限制：

[0113] ●在平均功率计算前从信号中移除DC。这意指在测量期间接收器的DC估计和DC漂移必须足够好使得可忽略残余比重。当校准信号使其接近全接收器标度时这可能是正确的假设，但是对极低功率来说这可能不正确(如当校准伪包络跟随、ET或预失真系统的低动态端时)。

[0114] ●使用这种技术(预失真系统)不可能得到相位信息。

[0115] 因为当使用如I和Q测试信号的“AC”时，所有频率分量均相互分离，所以处理反馈接收器减损的更好的方式将是处理所关注频率周围的带宽限制测量，即测试音调频率偏移。

[0116] 然而，因为建立以音调频率为中心的带通测量系统过于复杂和不具成本效益，所以可更易于在确切的测试音调频率偏移相反的情况下使用数字本机振荡器对反馈接收器输出信号进行数字降频转换。这是类似于“同步解调器”的操作且将测试音调频率转换恢复成DC，这更易于处理(然后简单的平均可减小带宽并移除图像和DC比重)。(参考图5)。

[0117]

[0118] Sig、Img、DC和Noise(t)实际上均是复数值。

[0119] 在降频转换到“基带”后：

[0120]

[0121] 由于有足够多的时间来平均这个信号(足够长时间平均或在一个测试音调周期中进行整数次采样)，我们将得到：

[0122] BBAvg＝Sig+NoiseAvg_contrib

[0123] 取消除测试音调和部分噪音以外的所有比重。

[0124] 然后容易地计算平均测试音调功率。因为这种方法使用电压平均法，所以平均结果是复数。因此还可从这个平均结果得到相位信息，其是(例如)校准预失真系统的有用信息。

[0125] 尽管上文提出了“同步降频混频”技术的吸引力，但是由于存在数字振荡器和复数降频混频器复杂，实施这种方法仍然相当复杂。因此，直接在硅上或在某个发射器/收发器芯片组的固件中实施这种方法的成本仍然无法被充分调低。

[0126] 在这种情况下，使用测试信号和复数倍乘性质的某些特定情况，仍可使用极低复杂程度来实施这种技术。

[0127] 先前提出的方法的复杂性在于以下三处：

[0128] ●产生测试音调：可使用正弦/余弦表格实施。

[0129] ●数字降频混频器本机振荡器：同样具有以上各项。

[0130] ●数字降频混频器：这里需要复数倍乘。

[0131] 这在考虑到其中正弦/余弦具有简单表达式(如0、k.π/4、k.π/2、k.π、……)的特殊情况时可予以简化。

[0132] 考虑以下情况：

[0133] 1. 我们可以将其调整为

[0134] 2.

[0135] 在这些情况下，不仅可在无需使用复杂电路和查找表的情况下容易地产生测试信号(即使其需要进行调整)，而且极大地简化了数字降频混频器复数倍乘器的操作。倍乘转化成简单的变符。

[0136] Outn＝Inn·LOn

[0137]

[0138] 情况2无需任何补充：

[0139] 或

[0140] 然后因为平均Outn和因为要求除测试音调以外的分量必须具有无效平均比重，所以测量次数需要完整地倍乘相位的LO数量，即在本情况下倍乘4。

[0141] 图6中给定本发明的可能实施方式的实例。选取考虑先前段落中提出的情况2，但是类似技术也可应用于其它情况。图6呈现为硬件方框图，但是也可以实施于简单的微控制器固件中(无需FPU或仿真)。

[0142] 图1：使用IQ反馈接收器的发射器系统的实例

[0143]

[0144] 图2：IQ接收器减损

[0145]

[0146] 图3：IQ接收器减损的向量和频谱影响

[0147]

[0148] 图4：频率偏移CW测试信号

[0149]

[0150] 图5：CW测试信号的“不同步降频混频”

[0151]

[0152] 图6：一种可能的实施方式

[0153]

[0154] 图7：一种可能的实施方式的伪代码

[0155]