本发明提供了一种反激式开关电源装置及其恒压控制器，该恒压控制器包括：电压检测模块，配置为对辅助绕组异名端的输出电压进行检测，分别与预设的参考电压和零电压进行比较；数字模块，根据电压检测模块输出的比较结果产生期望的峰值电流的数字量，并根据接收到的关断信号计算开关管下一周期的打开时刻；数模转换器，将期望的峰值电流的数字量转换为期望的峰值电流的模拟量；峰值比较器，其第一输入端连接数模转换器的输出端，其第二输入端配置为连接开关管的源极，其输出端产生关断信号；脉宽调制控制器，根据关断信号和下一周期的打开时刻产生开关驱动信号以控制开关管的导通/关断。本发明能够省去快速高精度模数转换器，有利于降低成本。
脉宽调制控制器，与所述数字模块和所述峰值比较器相连，
其中，所述恒压控制器与反激式开关电源配合使用，所述反激式开关电源包括：整流桥，对交流输入信号进行整流；
变压器，其初级绕组的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级绕组的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级绕组的同名端；
开关管，其漏极连接所述初级绕组的异名端，其源极经由采样电阻接地，其中，所述电压检测模块配置为对辅助绕组异名端的输出电压进行检测，并将检测所得的检测电压分别与预设的参考电压和零电压进行比较；所述数字模块根据所述电压检测模块输出的比较结果产生期望的峰值电流的数字量，并根据接收到的关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻；所述数模转换器的输入端接收所述期望的峰值电流的数字量，所述数模转换器将所述期望的峰值电流的数字量转换为期望的峰值电流的模拟量并经由所述数模转换器的输出端输出；所述峰值比较器的第一输入端连接所述数模转换器的输出端，所述峰值比较器的第二输入端配置为连接所述开关管的源极，所述峰值比较器的输出端产生所述关断信号；所述脉宽调制控制器根据所述关断信号和下一周期的打开时刻产生开关驱动信号以控制所述开关管的导通/关断。
2.根据权利要求1所述的恒压控制器，其特征在于，所述电压检测模块包括：第一比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的参考电压，其输出端输出第一比较结果；
第二比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的零电压，其输出端输出第二比较结果。
3.根据权利要求2所述的恒压控制器，其特征在于，所述数字模块包括：
误差检测模块，计数所述第一比较结果的下降沿至所述第二比较结果的下降沿的时钟数，其值记为Tref，并计数所述开关管关断后第二比较结果的第一个下降沿至第二个上升沿的时钟数，其值记为Trs/2，误差值等于Tref-Trs/4；
比例积分微分控制模块，根据所述误差值计算所述期望的峰值电流的数字量，并根据所述关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻。
4.根据权利要求3所述的恒压控制器，其特征在于，当所述误差值大于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比增大；当所述误差值小于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比减小。
5.根据权利要求1所述的恒压控制器，其特征在于，所述电压检测模块经由分压网络与所述辅助绕组的异名端相连，其中所述分压网络的输入端与所述辅助绕组的异名端相连，所述分压网络的输出端与所述电压检测模块的输入端相连。
6.一种反激式开关电源装置，其特征在于，包括恒压控制器以及与其耦合的反激式开关电源，所述恒压控制器包括：电压检测模块；
脉宽调制控制器，与所述数字模块和所述峰值比较器相连，
变压器，其初级绕组的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级绕组的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级绕组的同名端；
开关管，其漏极连接所述初级绕组的异名端，其源极经由采样电阻接地，其中，所述电压检测模块配置为对辅助绕组异名端的输出电压进行检测，并将检测所得的检测电压分别与预设的参考电压和零电压进行比较；所述数字模块根据所述电压检测模块输出的比较结果产生期望的峰值电流的数字量，并根据接收到的关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻；所述数模转换器的输入端接收所述期望的峰值电流的数字量，所述数模转换器将所述期望的峰值电流的数字量转换为期望的峰值电流的模拟量并经由所述数模转换器的输出端输出；所述峰值比较器的第一输入端连接所述数模转换器的输出端，所述峰值比较器的第二输入端配置为连接所述开关管的源极，所述峰值比较器的输出端产生所述关断信号；所述脉宽调制控制器根据所述关断信号和下一周期的打开时刻产生开关驱动信号以控制所述开关管的导通/关断。
7.根据权利要求6所述的反激式开关电源装置，其特征在于，所述电压检测模块包括：第一比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的参考电压，其输出端输出第一比较结果；
第二比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的零电压，其输出端输出第二比较结果。
8.根据权利要求7所述的反激式开关电源装置，其特征在于，所述数字模块包括：误差检测模块，计数所述第一比较结果的下降沿至所述第二比较结果的下降沿的时钟数，其值记为Tref，并计数所述开关管关断后第二比较结果的第一个下降沿至第二个上升沿的时钟数，其值记为Trs/2，误差值等于Tref-Trs/4；
比例积分微分控制模块，根据所述误差值计算所述期望的峰值电流的数字量，并根据所述关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻。
9.根据权利要求8所述的反激式开关电源装置，其特征在于，当所述误差值大于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比增大；当所述误差值小于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比减小。
10.根据权利要求7所述的反激式开关电源装置，其特征在于，所述电压检测模块经由分压网络与所述辅助绕组的异名端相连，其中所述分压网络的输入端与所述辅助绕组的异名端相连，所述分压网络的输出端与所述电压检测模块的输入端相连。
反激式开关电源装置及其恒压控制器
技术领域
[0001] 本发明涉及一种反激式开关电源装置及其恒压控制器，尤其涉及一种数模混合的恒压控制器以及采用该恒压控制器的反激式开关电源装置。
背景技术
[0002] 随着电子电力技术的迅速发展，开关电源因为具有高的电源转换效率而被大量的使用。其中，反激式开关电源由于电路简单、体积小，在家电领域被广泛的应用。
[0003] 传统的反激式开关电源电路采用的通常是次级反馈，成本较高。因此，采用专有初级反馈控制技术，消除光隔离的反馈以及传统设计所需的二次调节电路是十分有必要的，这也是交流/直流（AC/DC）适配器低成本解决方案所需要的。然而，一般的初级反馈电路需要快速、高精度的模数转换器（ADC），此类模数转换器极大地增加了成本。
发明内容
[0004] 本发明要解决的技术问题是提供一种反激式开关电源装置及其恒压控制器，能够省去快速高精度模数转换器，有利于降低成本。
[0005] 为解决上述技术问题，本发明提供了一种恒压控制器，包括：
[0006] 电压检测模块；
[0007] 数字模块，与所述电压检测模块相连；
[0008] 数模转换器，与所述数字模块相连；
[0009] 峰值比较器，与所述数模转换器和所述数字模块相连；
[0010] 脉宽调制控制器，与所述数字模块和所述峰值比较器相连。
[0011] 可选地，所述恒压控制器与反激式开关电源配合使用，所述反激式开关电源包括：
[0012] 整流桥，对交流输入信号进行整流；
[0013] 变压器，其初级绕组的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级绕组的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级绕组的同名端；
[0014] 开关管，其漏极连接所述初级绕组的异名端，其源极经由采样电阻接地。
[0015] 可选地，所述电压检测模块配置为对所述辅助绕组异名端的输出电压进行检测，并将检测所得的检测电压分别与预设的参考电压和零电压进行比较；
[0016] 所述数字模块根据所述电压检测模块输出的比较结果产生期望的峰值电流的数字量，并根据接收到的关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻；
[0017] 所述数模转换器的输入端接收所述期望的峰值电流的数字量，所述数模转换器将所述期望的峰值电流的数字量转换为期望的峰值电流的模拟量并经由所述数模转换器的输出端输出；
[0018] 所述峰值比较器的第一输入端连接所述数模转换器的输出端，所述峰值比较器的第二输入端配置为连接所述开关管的源极，所述峰值比较器的输出端产生所述关断信号；
[0019] 所述脉宽调制控制器根据所述关断信号和下一周期的打开时刻产生开关驱动信号以控制所述开关管的导通/关断。
[0020] 可选地，所述电压检测模块包括：
[0021] 第一比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的参考电压，其输出端输出第一比较结果；
[0022] 第二比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的零电压，其输出端输出第二比较结果。
[0023] 可选地，所述数字模块包括：
[0024] 误差检测模块，计数所述第一比较结果的下降沿至所述第二比较结果的下降沿的时钟数，其值记为Tref，并计数所述开关管关断后第二比较结果的第一个下降沿至第二个上升沿的时钟数，其值记为Trs/2，误差值等于Tref-Trs/4；
[0025] 比例积分微分控制模块，根据所述误差值计算所述期望的峰值电流的数字量，并根据所述关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻。
[0026] 可选地，当所述误差值大于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比增大；当所述误差值小于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比减小。
[0027] 可选地，所述电压检测模块经由分压网络与所述辅助绕组的异名端相连，其中所述分压网络的输入端与所述辅助绕组的异名端相连，所述分压网络的输出端与所述电压检测模块的输入端相连。
[0028] 本发明还提供了一种反激式开关电源装置，包括恒压控制器以及与其耦合的反激式开关电源，所述恒压控制器包括：
[0029] 电压检测模块；
[0030] 数字模块，与所述电压检测模块相连；
[0031] 数模转换器，与所述数字模块相连；
[0032] 峰值比较器，与所述数模转换器和所述数字模块相连；
[0033] 脉宽调制控制器，与所述数字模块和所述峰值比较器相连。
[0034] 可选地，所述反激式开关电源包括：
[0035] 整流桥，对交流输入信号进行整流；
[0036] 变压器，其初级绕组的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级绕组的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级绕组的同名端；
[0037] 开关管，其漏极连接所述初级绕组的异名端，其源极经由采样电阻接地。
[0038] 可选地，所述电压检测模块配置为对所述辅助绕组异名端的输出电压进行检测，并将检测所得的检测电压分别与预设的参考电压和零电压进行比较；
[0039] 所述数字模块根据所述电压检测模块输出的比较结果产生期望的峰值电流的数字量，并根据接收到的关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻；
[0040] 所述数模转换器的输入端接收所述期望的峰值电流的数字量，所述数模转换器将所述期望的峰值电流的数字量转换为期望的峰值电流的模拟量并经由所述数模转换器的输出端输出；
[0041] 所述峰值比较器的第一输入端连接所述数模转换器的输出端，所述峰值比较器的第二输入端配置为连接所述开关管的源极，所述峰值比较器的输出端产生所述关断信号；
[0042] 所述脉宽调制控制器根据所述关断信号和下一周期的打开时刻产生开关驱动信号以控制所述开关管的导通/关断。
[0043] 可选地，所述电压检测模块包括：
[0044] 第一比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的参考电压，其输出端输出第一比较结果；
[0045] 第二比较器，其第一输入端接收所述检测电压，其第二输入端接收所述预设的零电压，其输出端输出第二比较结果。
[0046] 可选地，所述数字模块包括：
[0047] 误差检测模块，计数所述第一比较结果的下降沿至所述第二比较结果的下降沿的时钟数，其值记为Tref，并计数所述开关管关断后第二比较结果的第一个下降沿至第二个上升沿的时钟数，其值记为Trs/2，误差值等于Tref-Trs/4；
[0048] 比例积分微分控制模块，根据所述误差值计算所述期望的峰值电流的数字量，并根据所述关断信号计算所述开关管下一周期的打开时刻。
[0049] 可选地，当所述误差值大于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比增大；当所述误差值小于0，所述比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得所述开关驱动信号的占空比减小。
[0050] 可选地，所述电压检测模块经由分压网络与所述辅助绕组的异名端相连，其中所述分压网络的输入端与所述辅助绕组的异名端相连，所述分压网络的输出端与所述电压检测模块的输入端相连。
[0051] 与现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0052] 本发明实施例的反激式开关电源装置及其恒压控制器采用电压检测模块将检测电压与预设的参考电压和零电压进行比较，省去了快速高精度模数转换器，有利于降低成本以及电路复杂度。
[0053] 此外，本发明实施例的反激式开关电源装置及其恒压控制器还能够自适应外围电路的变化而引起的谐振周期变化，不会影响输出精度；而且本发明实施例每个周期检测初级绕组的峰值电流，防止电流过冲，从而能够有效保护开关管；另外，本发明实施例可以省去光耦合，有利于节约空间。
附图说明
[0054] 图1是本发明实施例的反激式开关电源装置的电路结构示意图；
[0055] 图2是本发明实施例的恒压控制器装置中电压检测模块和数字模块的结构框图；
[0056] 图3是图1所示的反激式开关电源装置的典型的信号波形图；
[0057] 图4是图1所示的反激式开关电源装置在输出电压值为期望电压时的信号波形图；
[0058] 图5是图1所示的反激式开关电源装置在整个工作过程中的信号波形图。
具体实施方式
[0059] 下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
[0060] 参考图1，本实施例的反激式开关电源装置包括相互耦合的反激式开关电源和恒压控制器16。其中反激式开关电源可以工作在断续工作模式（DCM，Discontinued current mode），包括整流桥11、变压器、整流二极管VD5、输出电容C2、开关管15和采样电阻Rs。
[0061] 其中，整流桥11用于对交流输入信号整流。作为一个非限制性的例子，交流输入信号可以经由电阻R1输入至整流桥11进行整流，整流桥11的输出端可以连接有电容C1。本实施例中，整流桥11包括二极管VD1、VD2、VD3、VD4，其中二极管VD1的负极和二极管VD3的正极经由电阻R1连接交流输入电源的L输出端，二极管VD1的正极连接电容C1的第一端（接地），二极管VD3的负极连接电容C1的第二端，二极管VD2的正极连接二极管VD1的正极，二极管VD4的负极连接二极管VD3的负极，二极管VD2的负极和二极管VD4的正极连接交流输入电源的N输出端。
[0062] 变压器的初级绕组12的同名端连接整流桥11的输出端，次级绕组13的异名端连接整流二极管VD5的正极，整流二极管VD5的负极连接输出电容C2的一端，输出电容C2的另一端连接次级绕组13的同名端，辅助线圈14的同名端接地，异名端连接电阻R2。输出电容C2配置为与负载R4并联，输出电容C2两端的电压为输出电压Vo。
[0063] 开关管15的漏极连接初级绕组12的异名端，其源极经由采样电阻Rs接地。
[0064] 恒压控制器16包括电压检测模块161、数字模块162、数模转换器163、峰值比较器164、脉宽调制控制器165。
[0065] 其中，电压检测模块161配置为对辅助绕组14的异名端的输出电压Vaux进行检测，并将检测所得的检测电压Vsense分别与预设的参考电压和零电压进行比较。本实施例中，电压检测模块161经由分压网络与辅助绕组14的异名端相连，其中分压网络的输入端与辅助绕组14的异名端相连，分压网络的输出端与电压检测模块161的输入端相连。作为一个非限制性的例子，该分压网络可以包括串联的电阻R2和电阻R3，其中电阻R2的第一端连接辅助线圈14的异名端，电阻R2的第二端连接电阻R3的第一端，电阻R3的第二端接地，电阻R2的第二端作为分压网络的输出端。此外，分压网络的输出端还可以连接有二极管VD6，二极管VD6的负极连接分压网络的输出端，正极接地。
[0066] 数字模块162与电压检测模块161相连，根据电压检测模块161输出的比较结果产生期望的峰值电流的数字量Vpp_d，并根据接收到的关断信号Toff计算开关管下一周期的打开时刻Ton。
[0067] 数模转换器（DAC）163与数字模块162相连，将期望的峰值电流的数字量Vpp_d转换为期望的峰值电流的模拟量。
[0068] 峰值比较器164的第一输入端连接数模转换器163的输出端，其第二输入端配置为连接开关管15的源极，其输出端产生关断信号Toff。
[0069] 脉宽调制（PWM）控制器与数字模块162和峰值比较器164相连，根据关断信号Toff和下一周期的打开时刻Ton产生开关驱动信号PWM以控制开关管15的导通/关断。
[0070] 对于本实施例的反激式开关电源装置来说，经过整流桥11，当开关管15导通时，初级绕组12的电势上正下负，次级绕组13上负下正，整流二极管VD5关断，输出电压Vo依靠电容C2供电；当开关管15关断的时候，初级绕组12电势上负下正，次级绕组13电势上正下负，整流二极管VD5打开，此时，储存的能量给电容C2充电并给负载R供电。一般地，二极管VD6的主要作用是提供泄放通路，同时给检测电压Vsense滤波，为了更加清楚的分析系统，一般不予以考虑。
[0071] 参考图2，电压检测模块161包括第一比较器21和第二比较器22。其中第一比较器21的第一输入端接收检测电压Vsense，其第二输入端接收预设的参考电压Vref，其输出端输出第一比较结果。第二比较器22的第一输入端接收检测电压Vsense，其第二输入端接收预设的零电压Vzero，其输出端输出第二比较结果。
[0072] 数字模块162包括误差检测模块23和比例积分微分（PID）控制模块24。其中，误差检测模块23计数第一比较结果的下降沿至第二比较结果的下降沿的时钟数，其值记为Tref，并计数开关管关断后第二比较结果的第一个下降沿至第二个上升沿的时钟数，其值记为Trs/2，误差值Error(n)等于Tref-Trs/4。PID控制模块24根据误差值Error(n)和Error（n-1）计算期望的峰值电流的数字量Vpp_d，并根据关断信号Toff计算开关管下一周期的打开时刻Ton。
[0073] 参考图3，图3中PWM为开关驱动信号的波形，Ip为初级绕组的电流，Is为次级绕组的电流，Vsense为检测电压Vsense的波形。结合图1和图3，本实施例的反激式开关电源装置的工作过程大致如下：当开关驱动信号PWM驱动开关管15导通的时候，输入电压依次经过初级绕组12、开关管15和采样电阻Rs。此时初级绕组12的电流Ip以一定的斜率达到峰值电流Ipk，初级绕组12的电感储存能量。此时，检测电压Vsense为-（Naux/Np）*Vin*R3/(R2+R3)，其中Naux为辅助绕组14的匝数，Np为初级绕组12的匝数，Vin为交流输入信号经过整流滤波后的电压值，R3为电阻R3的电阻值，R2为电阻R2的电阻值。
[0074] 当开关管15关断的时候，变压器电感处于退磁阶段，此时初级绕组12的电流Ip为0，次级绕组13的电流Is为Ipk*（Np/Ns），其中Ipk为初级绕组12的峰值电流，Np为初级绕组12的匝数，Ns为次级绕组13的匝数。此时，检测电压Vsense的电压值为（Vo+VD）*(Naux/Ns)，其中VD是整流二极管VD5的电压压降，Vo为输出电压Vo的电压值。电感退磁阶段结束以后，初级绕组12的等效电感L和开关管108漏极的等效电容以一定的频率谐振。
[0075] 参考图4和图5，本实施例的反激式开关电源装置的工作过程进一步描述如下：为了达到恒压（CV）的目的，根据系统的时钟，计数第一比较结果Vref_c的下降沿到第二比较结果Vzero_c的下降沿的时钟（clk）个数，其值记为Tref。一旦第一比较结果Vref_c出现高电平，则Tref清零，这样可以有效的避免检测电压Vsense在漏电感和等效电容产生谐振导致的误操作。第二比较结果Vzero_c还用于计算谐振周期，可根据开关管关断后第二比较结果Vzero_c的第二个上升沿43来判断，第二比较结果Vzero_c的第一个下降沿42到第二个上升沿43就是1/2的谐振周期（Trs/2）。通过计算得到的谐振周期，便可以计算出第一个1/4谐振周期44。显然，误差值就等于Tref-Trs/4。
[0076] 当Tref-Trs/4刚好为0的时候，表明输出电压刚好为期望值。当Tref-Trs/4大于0时候，表明输出电压小于期望值，应该提高占空比，比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量（对应于导通时间）使得开关驱动信号的占空比增大。当Tref-Trs/4小于0的时候，表明输出电压大于期望值，应该减少占空比，比例积分微分控制模块产生的开关管下一周期的期望的峰值电流的数字量使得开关驱动信号的占空比减小。显然，误差值的精度和系统时钟的频率有关，系统时钟的频率越高精度越高。
[0077] 由于谐振周期的计数是通过第二比较结果Vzero_c计算的，因此有很高的自适应的能力。因为在温度、输入电压、外界噪声影响下，其谐振周期在同一个外围电路都表现出不同的值，所以提供了数字模块和模拟模块的强大兼容。
[0078] 图5中Vswitch也是预设的基准信号。Vswitch和Vsense比较以后产生的比较信号Vswi_c可以用来辅助判断恒流到恒压的转换。Vswich辅助系统兼容其他模式（例如恒流模式），恒流到恒压之间的转换可以通过Vref的Tref来判断。因为当Tref-Trs/4大于0的时候，输出电压未达到期望值，有模式转换的可能。当恒流模式转恒压模式的阈值较大的时候，可以通过Vswitch来判断，确保系统正常工作。其中漏电感和等效电容的谐振部分如图4中曲线41所示。其中图5中的Treset指的次级绕组的退磁时间。
[0079] 结合图1至图5，通过第一比较器21和第二比较器22，误差检测模块23通过计算可以得到本次的误差值，表现在Tref的时钟个数。PID控制模块24根据本次的误差值和前两次的误差值，通过数字PID算法，计算出期望的峰值电流的数字值Vpp_d。之后通过数模转换器将期望的峰值电流的数字值Vpp_d转换成模拟值Vpp_a，作为峰值比较器164的基准信号，当然可以适当的使用电容来除去噪声。因为PID本身是一种补偿网络，所以PID控制模块24既是控制网络又是补偿网络，所以无需模拟补偿。当初级绕组的电流达到期望值的时候，峰值比较器164翻转，PWM控制器165控制开关管15关断。数字模块162还根据开关管15的打开时间，以及固定的开关周期，计算开关管15的关断时间，产生下一个周期的打开时刻Ton。根据开关管15关断时计算的Vpp_d值，再次控制本周期的开关管15的导通时间Ton1（注：导通时间Ton1指的初级绕组的电流从0到Vpp_a的时间）。由此可见本系统2
控制的是初级绕组12的电流，因为只有电流可以准确的反映出输入的功率（LI/2），而不是导通时间。如果计算开关管15的导通时间Ton1，那么传递的能量不仅和导通时间Ton1有
2
关，还和输入电压Vin有关,此时的能量由（Vin*Ton1/L）L/2决定，会因为输入电压的变化导致能量的变化，其中Vin是交流输入信号经过整流滤波以后的信号，Ton1是开关管15的导通时间，L是初级绕组12的电感值。
[0080] 综上，本发明实施例的技术方案采用峰值电流检测技术，系统响应加快，峰值电流保护使系统更加的稳定。本实施例采用比较器来替代模数转换器，方法简单实用，比较器的个数最优化。只需两个比较器。另外，本实施例可以省掉光耦合，节约了空间，减少了成本和复杂度，保护时间比次级快（因为从初级采样无需经过次级），即饱和保护速度快。此外，本实施例内置数字补偿，无需外部模拟补偿。
[0081] 本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
