产生针对侵害性光滤波的优化的归零脉冲形式的方法及实现该方法的光发射机

摘要

一种光发射机，包括：第一组和第二组光学同相正交调制器、可集成的可调激光组件、第一偏振分束器、第二偏振分束器、以及光调制器；第一偏振分束器被配置为将连续波形的光信号分成x‑偏振支路和y‑偏振支路，x‑偏振支路和y‑偏振支路中的每个是由第一组和第二组光学同相正交调制器中的一组依照两路相应的输入信号来调制的；第二偏振分束器被配置为将所调制的x‑偏振支路和y‑偏振支路组合成一个光信号；光调制器被配置为使用驱动电压对所组合的光信号进行调制，其中驱动电压具有从预定参考电压电平降低预定偏移的偏置点。

权利要求

1.一种使用具有输入端子和输出端子的光调制器产生具有优化的归零脉冲形式的信号的方法，所述方法包括：将时钟信号和驱动电压应用到所述光调制器，其中所述驱动电压具有预定参考电压电平处的偏置点；

通过将所述驱动电压的偏置点从所述预定参考电压电平降低预定偏移来修改所述驱动电压；

在所述输入端子处接收光信号，其中所述光信号包括x-偏振支路和y-偏振支路，所述y-偏振支路与所述x-偏振支路脉冲间对齐；

使用经修改的驱动电压调制所述光信号；以及

在所述输出端子处输出经调制的光信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述预定参考电压电平为所述驱动电压的原始的偏移前的幅度的约50％。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述预定偏移为所述驱动电压的原始的偏移前的幅度的约37.5％。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述驱动电压的偏移后的幅度还被增加所述预定偏移的约两倍。

5.如权利要求1所述的方法，其中所述光调制器为Mach-Zehnder调制器。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述光调制器包括由一条或多条保偏光纤组成的光通路。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述光调制器的光信噪比对于给定的误码率是所述预定偏移的函数。

8.一种光发射机，包括：

第一组光学同相正交调制器和第二组光学同相正交调制器，每组光学同相正交调制器耦合到用于接收两路相应的输入信号的相应的电子放大器对；

可集成的可调激光组件，所述可集成的可调激光组件被配置为产生连续波形的光信号；

第一偏振分束器，所述第一偏振分束器被配置为将所述连续波形的光信号分成x-偏振支路和y-偏振支路，其中所述x-偏振支路和所述y-偏振支路中的每一路是由所述第一组光学同相正交调制器和所述第二组光学同相正交调制器中的一组依照应用到所述相应的电子放大器对的所述两路相应的输入信号来调制的；

第二偏振分束器，所述第二偏振分束器被配置为将经调制的x-偏振支路和经调制的y-偏振支路组合成一个光信号；以及光调制器，所述光调制器被配置为使用驱动电压对组合的光信号进行调制；

其中，所述驱动电压具有预定参考电压电平处的偏置点，通过将所述驱动电压的偏置点从所述预定参考电压电平降低预定偏移来修改所述驱动电压。

9.如权利要求8所述的光发射机，其中所述预定参考电压电平为所述驱动电压的原始的偏移前的幅度的约50％。

10.如权利要求8所述的光发射机，其中所述预定偏移为所述驱动电压的原始的偏移前的幅度的约37.5％。

11.如权利要求8所述的光发射机，其中所述驱动电压的偏移后的幅度还被增加所述预定偏移的约两倍。

12.如权利要求8所述的光发射机，其中所述光调制器为Mach-Zehnder调制器。

13.如权利要求8所述的光发射机，其中所述光调制器包括由一条或多条保偏光纤组成的光通路。

14.如权利要求8所述的光发射机，其中所述光调制器的光信噪比对于给定的误码率是所述预定偏移的函数。

说明书

产生针对侵害性光滤波的优化的归零脉冲形式的方法及实现

该方法的光发射机

发明领域

[0001] 本发明通常涉及光通信领域，并且尤其涉及用于产生针对侵害性光滤波的优化的归零脉冲形式的方法。

[0002] 背景

[0003] 随着新兴的按需分配网络服务的快速发展，非常希望的是，采用多级调制格式的下一代密集波分多路复用(DWDM)光传输技术在现有的有限带宽ITUT-T信道上尽可能多地传送信息比特。具有数字相干检测的偏振多路复用归零正交相移键控(PM-RZ-QPSK)已被公认是下一代光传输网络标准，其通过以较低的比特率多路复用各个数据支路来缓解光链路减损，从而使面向DSP的相干接收器对其进行容易地处理。

[0004] 目前，现有的50GHz DWDM信道间隔几乎不能承载112Gb/s PM-QPSK信号。但是由于具有更高开销的软决策前向纠错(FEC)的使用使得新一代PM-QPSK产品的线路速率可能高达128Gb/s，所以不充足的信道带宽能够导致明显的性能恶化，当考虑到例如沿着光传输通路的可重构的光分插多路复用器(ROADM)的一系列在线光滤波器可以引起带宽窄化效应，该性能恶化甚至将是更加成问题的。

[0005] 归零(RZ)脉冲相比于非归零(NRZ)脉冲通常对滤波和非线性劣化的容限更高。但是如果将小于等于25GHz的信道间隔用于支持未来万亿比特Nyquist-WDM超级信道，则当在如此侵害性光滤波情况下混合十个128Gb/s子信道时，传统的RZ脉冲不会运行良好。

[0006] 概述

[0007] 因此，本发明针对用于使用已建立的光发射机(例如，PM-QPSK发射机)来产生针对侵害性光滤波的优化的归零脉冲形式的新方法。

[0008] 在一些实施方式中，提供了一种使用具有输入端子和输出端子的光调制器产生具有优化的归零脉冲形式的信号的方法。该方法包括：将时钟信号和驱动电压应用到光调制器，其中驱动电压具有预定参考电压电平处的偏置点；通过将驱动电压的偏置点从预定参考电压电平降低预定偏移来修改驱动电压；接收输入端子处的光信号，其中光信号包括x-偏振支路和y-偏振支路，y-偏振支路与x-偏振支路脉冲间对齐；使用所修改的驱动电压调制光信号；以及在输出端子处输出经调制的光信号。

[0009] 在一些实施方式中，一种光发射机包括：第一组和第二组光学同相正交调制器、可集成的可调激光组件、第一偏振分束器、第二偏振分束器、以及光调制器；每组光学同相正交调制器耦合到用于接收两路相应的输入信号的相应的电子放大器对；可集成的可调激光组件被配置为产生连续波形的光信号；第一偏振分束器被配置为将连续波形的光信号分成x-偏振支路和y-偏振支路，其中x-偏振支路和y-偏振支路中的每一个是由第一组和第二组光学同相正交调制器中的一组依照应用到相应的电子放大器对的两路相应的输入信号来调制的；第二偏振分束器被配置为将经调制的x-偏振支路和y-偏振支路组合成一个光信号；光调制器被配置为使用驱动电压对所组合的光信号进行调制，其中驱动电压具有从预定参考电压电平降低预定偏移的偏置点。

[0010] 附图简述

[0011] 附图被包括以促进对本发明的进一步理解，且被合并在本文中且构成本说明书的一部分，说明了本发明的各个实施方式且与描述一起用于阐明本发明的原理。在附图中：

[0012] 图1A示例性说明了根据本发明的一些实施方式的光发射机及其各个部件，其中包括光调制器；

[0013] 图1B示例性说明了根据本发明的一些实施方式的光发射机产生的x-偏振支路和y-偏振支路；

[0014] 图1C示例性说明了根据本发明的一些实施方式，将光调制器的驱动电压的偏置点移动一个预定偏移；

[0015] 图1D示例性说明了根据本发明的一些实施方式，将光调制器的偏移驱动电压的幅度增加一个预定数量；

[0016] 图1E示例性说明了根据本发明的一些实施方式的包括光发射机、光滤波器和光接收机的光信号传输系统；

[0017] 图1F示例性说明了根据本发明的一些实施方式的光滤波器的模拟的放大的自发辐射光谱；

[0018] 图2A-2C分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有非归零(NRZ)脉冲形式的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0019] 图2D-2F分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有50％归零(RZ)脉冲形式的在8/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0020] 图2G-2I分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有50％归零(RZ)脉冲形式的在11/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0021] 图2J-2L分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有50％归零(RZ)脉冲形式的在12/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0022] 图2M-2O分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有50％归零(RZ)脉冲形式的在13/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0023] 图2P-2R分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有50％归零(RZ)脉冲形式的在14/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0024] 图2S-2U分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的具有50％归零(RZ)脉冲形式的在15/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器之前的模拟的时域波形、及其在高斯光滤波器之前的和之后的相关光谱；

[0025] 图3说明了根据本发明的一些实施方式，在驱动电压有原始的幅度但不同的偏置点且经过光滤波时，作为光信噪比OSNR的函数的光发射机的误码率性能的框图；

[0026] 图4说明了根据本发明的一些实施方式，在驱动电压有增大的幅度和不同的偏置点且经过或不经光滤波时，其中作为OSNR的函数的光发射机的误码率性能的框图；

[0027] 图5说明了根据本发明的一些实施方式，经过发射机侧处的22GHz侵害性光滤波并经过1040km SMF-28光纤传输之后，光发射机的误码率性能的框图；并且[0028] 图6是说明了根据本发明的一些实施方式的使用具有输入端子和输出端子的光调制器产生具有优化的归零脉冲形式的信号的过程框图。

[0029] 详细说明

[0030] 下面将详细阐述各个实施方式，其各个例子在附图中进行了说明。在如下详细说明中，为了协助理解本文提出的主要内容，阐述了大量非限定性的特定细节。然而，本领域的普通技术人员将清楚的是，可以使用各种可选方案，而不会偏离本发明的范围，并且没有这些具体的细节也可以实践本发明主要内容。例如，本领域的普通技术人员将清楚的是，可以在其他类型的光信号传输系统上实现本文提出的主要内容。

[0031] 一些实验结果表明，在窄频带光滤波情况下，通过优化RZ脉冲形式可以改善光接收机的敏感度，以使信号的相位形式当其光谱在中心波长处显示“零”下降时，也就是在信号带宽上出现平光谱时，得到优化。然而，之前阐述可能不正确，这是由于端到端的信道响应类似于低通滤波器，其要求发射信号经高通滤波以达到均衡所接收的信号的RF频谱的程度。

[0032] 在本申请中，公开了两种用于针对光滤波来优化RZ脉冲形式的方法，其分别称为“类型-I”和“类型-II”优化的RZ(ORZ)。根据本申请的一些实施方式，中心波形处的“6.26dB”的下降可以使具有类型-I ORZ脉冲形式的128Gb/s PM-QPSK信号符合22-GHz高斯信道，同时具有低的光信噪比(OSNR)性能恶化。通过采用类型-II ORZ脉冲形式可以进一步改善接收机灵敏度。两种ORZ方案都可以通过调整光发射机中的光调制器的驱动电压的偏置点和/或增加光发射机中的光调制器的驱动电压来有效克服滤波效应，而没有给已建立的PM-QPSK光传输系统引入额外的复杂度。

[0033] 图1A示例性说明了根据本发明的一些实施方式的光发射机10及其各个部件，包括光调制器130。如图1A所示，完全集成的光发射机10通常包括可集成的可调激光组件(ITLA)140、两组光学同相(I)正交(Q)调制器120-1和120-2、两个偏振分束器(PBS)110-1和110-2、Mach-Zehnder(MZ)归零(RZ)调制器130、以及四个电子放大器(EZ)100-1至100-4。

[0034] 在一些实施方式中，从ITLA 140发射的连续波(CW)光信号由PBS110-1分成x-偏振和y-偏振正交的支路，其分别由I-Q调制器120-1和120-2处的数据符号进行调制。注意，经由两个电子放大器(EA)对向I-Q调制器120-1和120-2提供数据符号。在光发射机10的内部，使得用于偏振信号的两个光通路本质上相等，以使x-偏振和y-偏振输出支路经过MZ调制器130之后如图1B所示本质上脉冲间对齐，如图1B所示，示例性说明了根据本发明的一些实施方式的由光发射机产生的x-偏振支路和y-偏振支路。MZ调制器130是由时钟信号150和电压源160控制的。如下所述，MZ调制器130的输出具有通过分别调整电压源160处的驱动电压的偏置点和幅度，针对光滤波而测得的BER性能。典型的RZ脉冲形式是通过在其50％透射(也就是，其正焦点)处对Mach-Zehnder光调制器(MZM)进行偏置来实现的，这产生了具有50％比特宽度的半最大全宽度(FWHM)的输出光脉冲，称之为50％RZ。

[0035] 为了加强针对低通滤波导致的光纤信道效应的容限，图1C示例性说明了根据本发明的一些实施方式的类型-I ORZ脉冲形式，其将光调制器的驱动电压的偏置点移动一个预定偏移。类型-I方法提出了，在维持驱动电压的幅值和时钟频率的同时，可以将驱动电压的偏置从50％RZ的原始偏置点向最小透射偏移ΔV。这样，光载波将受抑制达到帮助均衡所运载的信号的频率响应的程度。尽管类型-I方法具有更好的滤波容限，然而优化的RZ(ORZ)脉冲相比于50％RZ脉冲表现出更小的消光比ER，如果不考虑滤波效应，则这可能降低接收机灵敏度。

[0036] 图1D示例性说明了根据本发明的一些实施方式的通过预定数量2ΔV而将光调制器的偏移驱动电压的幅度从A1到A2的类型-II ORZ脉冲形式。如图1D所示，类型-II方法通过增加驱动电压产生具有与50％RZ脉冲的输出ER相等的输出ER的ORZ脉冲。这样，峰到峰驱动电压的建议增加数量可以充分利用MZM的0％和100％透射之间的调制摆动。结果是，输出类型-II ORZ脉冲可以实现更好的滤波容限，而没有付出ER降低的代价。

[0037] 为了模拟根据类型-I或类型-II方式的优化的RZ脉冲成形的BER性能，图1E示例性说明了根据本发明的一些实施方式的包括具有各种脉冲形式(包括类型-I和类型-II脉冲形式)的光发射机10、光滤波器20和光接收机30的光信号传输系统。例如，系统包括128Gb/s的具有ORZ脉冲成形的PM-QPSK发射机10、具有20GHz的ADC带宽和过采样速率为8的数字相干接收机30、以及具有22GHz 3-dB带宽且位于发射机10和接收机30之间用于模拟恶劣的信道效应的二阶高斯光滤波器20。图1F示例性说明了根据本发明的一些实施方式的高斯光滤波器20的模拟的放大的自发辐射光谱。

[0038] 图2A示例性说明了具有传统的非归零(NRZ)脉冲形式的、在高斯光滤波器20之前的采样的光信号的模拟的时域波形。图2B-2C分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的、在高斯光滤波器之前和之后的该时域波形的相关光谱。

[0039] 图2D示例性说明了具有50％归零(RZ)脉冲形式的在8/16Vπ处偏置的光信号在高斯光滤波器20之前的采样的模拟的时域波形。图2E和2F分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的在高斯光滤波器20之前和之后的该时域波形的相关光谱。注意，Vπ是MZM的半波电压。

[0040] 图2G示例性说明了具有50％归零(RZ)脉冲形式的在11/16Vπ(也就是，从50％归零脉冲形式偏移3/16Vπ)处偏置的光信号在高斯光滤波器20之前的采样的模拟的时域波形。图2H和2I分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的分别在高斯光滤波器20之前和之后的该时域波形的相关光谱。

[0041] 图2J示例性说明了具有50％归零(RZ)脉冲形式的在12/16Vπ(也就是，从50％归零脉冲形式偏移4/16Vπ)处偏置的光信号在高斯光滤波器20之前的模拟的时域波形。图2K和2I分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的分别在高斯光滤波器20之前和之后的该时域波形的相关光谱。

[0042] 图2M示例性说明了具有50％归零(RZ)脉冲形式的在13/16Vπ(也就是，从50％归零脉冲形式偏移5/16Vπ)处偏置的光信号在高斯光滤波器20之前的模拟的时域波形。图2N和2O分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的分别在高斯光滤波器20之前和之后的该时域波形的相关光谱。

[0043] 图2P示例性说明了具有50％归零(RZ)脉冲形式的在14/16Vπ(也就是，从50％归零脉冲形式偏移6/16Vπ)处偏置的光信号在高斯光滤波器20之前的模拟的时域波形。图2Q和2R分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的分别在高斯光滤波器20之前和之后的该时域波形的相关光谱。

[0044] 图2S示例性说明了具有50％归零(RZ)脉冲形式的在15/16Vπ(也就是，从50％归零脉冲形式偏移7/16Vπ)处偏置的光信号在高斯光滤波器20之前的模拟的时域波形。图2T和2U分别示例性说明了根据本发明的一些实施方式的分别在高斯光滤波器20之前和之后的该时域波形的相关光谱。

[0045] 根据如图2H、2K、2N、2Q和2T分别所示的在高斯光滤波器之前的ORZ脉冲形式的光谱能够看出，光谱中心附近下降的形式的光载波抑制随着增加偏置电压偏移而变得更加显著，增加偏置电压偏移将驱动电压的偏置点向最小透射移动。

[0046] 图3说明了根据本发明的一些实施方式，在驱动电压有原始的幅度但不同的偏置点且经过光滤波时，作为光信噪比OSNR的函数的光发射机的误码率性能的框图。尤其是，当给定BER＝2×10-2，所需要的OSNR如下表所示：

[0047]

[0048]

[0049] 与50％RZ脉冲形式对比，具有14/16Vπ处的偏置点的类型-I ORZ(也就是，图3中的曲线(f))能够获得(17.59-15.77)＝1.82dB的最大的OSNR改善。此外，从具有11/16Vπ处的偏置点的类型-I ORZ(也就是，图3中的曲线(c))到具有14/16Vπ处的偏置点的类型-I ORZ(也就是，图3中的曲线(f))的OSNR改善约为(16.85-15.77)＝1.08dB。

[0050] 图4说明了根据本发明的一些实施方式，在驱动电压有增大的幅度和不同的偏置点且经过或不经光滤波时，其中作为OSNR的函数的光发射机的误码率性能的框图。注意，类型-I和类型-II ORZ脉冲形式均具有相同的14/16Vπ处的偏置点。当给定BER＝2×10-2，所需要的OSNR如下表所示：

[0051]  NRZ 50％RZ 类型-I ORZ 类型-II ORZ
经过滤波 18.8dB 17.79dB 15.76dB 15.5dB
不经滤波 14.46dB 14.02dB 14.78dB 15.32dB

[0052] 换言之，在更加侵害性光滤波情况下，类型-II ORZ胜过类型-I ORZ(15.76-15.5)＝0.26dB，同时低通滤波性能恶化只为(15.5-15.32)＝0.18dB。相比之下，50％RZ最坏清下遭受的光滤波性能恶化高达(17.79-14.02)＝3.77dB。

[0053] 图5说明了根据本发明的一些实施方式，经过发射机侧处的22GHz侵害性光滤波并-2经过1040km SMF-28光纤传输之后，光发射机的误码率性能的框图。当BER＝2×10 ，所接收的OSNR如下表所示：

[0054]  NRZ 50％RZ 类型-I ORZ 类型-II ORZ
1040km SMF-28 20.51dB 19.93dB 17.69dB 17.52dB

[0055] 图6是说明了根据本发明的一些实施方式的使用具有输入端子和输出端子的光调制器产生具有优化的归零脉冲形式的信号的过程的框图。过程开始于将时钟信号和驱动电压应用到光调制器(610)，驱动电压具有预定参考电压电平处的偏置点。在一些实施方式中，预定参考电压电平约为驱动电压的原始预偏移大小的50％。接下来，通过将驱动电压的偏置点从预定参考电压电平降低一个预定偏移，来修改应用到光调制器的驱动电压(620)。在一些实施方式中，预定偏移约为驱动电压的原始的偏移前的幅度的37.5％。有时，还将驱动电压的偏移后幅度增加约两倍的预定偏移。光调制器接收输入端子处的光信号(630)，光信号包括x-偏振支路和y-偏振支路，y-偏振支路与x-偏振支路脉冲间对齐。然后光调制器使用所修改的驱动电压调制光信号(640)，并且输出在光调制器的输出端子处的经调制的光信号(650)。在一些实施方式中，光调制器包括由一条或多条保偏光纤组成的光通路，且光调制器具有作为当给定误码率时的预定偏移的函数的光信噪比(OSNR)。

[0056] 在一些实施方式中，根据本发明的光发射机包括：第一组和第二组光学同相正交调制器、可集成的可调激光组件、第一偏振分束器、第二偏振分束器、以及光调制器；每组光学同相正交调制器耦合到用于接收两路相应的输入信号的相应的电子放大器对；可集成的可调激光组件被配置为产生连续波形的光信号；第一偏振分束器被配置为将连续波形的光信号分成x-偏振支路和y-偏振支路，其中x-偏振支路和y-偏振支路中的每一个是由第一组和第二组光学同相正交调制器中的一组依照应用到相应的电子放大器对的两路相应的输入信号来调制的；第二偏振分束器被配置为将经调制的x-偏振支路和y-偏振支路组合成一个光信号；光调制器被配置为使用驱动电压对所组合的光信号进行调制，其中驱动电压具有从预定参考电压电平降低一个预定偏移的偏置点。

[0057] 综上所述，本发明提出了两种通过调整光调制器的驱动电压的偏置点和/或增加光调制器的驱动电压而产生针对侵害性光滤波的优化的归零脉冲形式的新方法。这两种方法可以支持任何类型的DWDM光传输，不受限于信道间隔和调制标准，且不会给已建立的PM-QPSK系统引入额外的复杂度。本领域的技术人员将清楚的是，对于本发明可以进行各种修改和改变，而不会偏离本发明的主旨或范围。因此，其旨在，对本发明的修改和改变，只要其落入所附的权利要求和其等价要求的范围之内，本发明均覆盖。