一种复合功率因数校正电路

摘要

本发明提供一种复合功率因数校正电路，包括：功率电路和与所述功率电路相连、用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号并输入到所述功率电路中的控制电路；所述功率电路包括：整流桥；M个升压电感，每一个升压电感的输出端分别与N个功率器件相连；电解电容，所述电解电容的正极端与M个反向快恢复二极管的阴极输出端的公共端相连，形成第二正极输出端，所述电解电容的负极端与M×N个功率器件的发射极公共端相连，形成第二负极输出端；所述控制电路包括：电压外环控制器；M个电流内环控制器，其中每一个所述电流内环控制器连接有N个移相比较驱动器；载波发生器。本发明可以有效提高功率等级，简化升压电感设计，便于功率器件选型和安装，降低总体成本。

权利要求

1.一种复合功率因数校正电路，其特征在于，包括：功率电路和与所述功率电路相连、用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号并输入到所述功率电路中的控制电路；

所述功率电路包括：

整流桥，与单相交流电相连，所述整流桥输出形成第一正极输出端和第一负极输出端；

M个升压电感，每一个升压电感的输入端与所述第一正极输出端相连，每一个升压电感的输出端与N个功率器件的集电极相连，每一个所述功率器件的发射极都与所述第一负极输出端相连；

M个反向快恢复二极管，每一个反向快恢复二极管阳极对应与一个升压电感的输出端相连；

电解电容，所述电解电容的正极端与M个反向快恢复二极管的阴极输出端的公共端相连，形成第二正极输出端，所述电解电容的负极端与M×N个功率器件的发射极公共端相连，形成第二负极输出端；

所述控制电路包括：

电压外环控制器，与所述功率电路的输出端相连，用于获得电压控制量；

M个电流内环控制器，与所述电压外环控制器和所述功率电路相连，用于获得电流控制量；

载波发生器，用于产生载波信号；

M×N个移相比较驱动器，分别与所述电流内环控制器、载波发生器以及所述功率电路中的功率器件相连，用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号给所述功率电路；其中每一个所述电流内环控制器连接有N个移相比较驱动器；

每一个电流内环控制器与N个移相比较驱动器相连，M个电流内环控制器连接有M×N个移相比较驱动器，共计产生M×N路移相的驱动脉冲信号，其相移为360°/MN；

其中M、N为大于2的正整数。

2.根据权利要求1所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述功率器件为绝缘栅双极型晶体管，所述绝缘栅双极型晶体管的集电极和发射极之间反并联有续流二极管；所述绝缘栅双极型晶体管的集电极和续流二极管的阴极相连，发射极与续流二极管的阳极相连。

3.根据权利要求2所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述功率电路还包括检流电阻，所述检流电阻的一端与第一负极输出端相连，另一端分别与每一个所述绝缘栅双极型晶体管的发射极相连。

4.根据权利要求2所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述移相比较驱动器的输出端与所述绝缘栅双极型晶体管的门极相连。

5.根据权利要求1所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述电压外环控制器根据功率电路中的输出的直流电压和参考直流电压获得电压控制量。

6.根据权利要求1所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述电流内环控制器根据所述电压外环控制器中的电压控制量、第一正极输出端和第一负极输出端形成的输入电压检测信号以及升压电感中的电流信号获得电流控制量。

7.根据权利要求1所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，每一个移相比较驱动器根据所述电流内环控制器输出的电流控制量和载波发生器产生的载波信号产生驱动脉冲信号，并将所述驱动脉冲信号输入到所述功率电路中的功率器件中。

8.根据权利要求1所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述整流桥为双臂二极管整流桥；所述单相交流电的火线和零线连接交流电容后分别与所述双臂二极管整流桥的两个桥臂中点相连。

9.根据权利要求1所述的复合功率因数校正电路，其特征在于，所述第一正极输出端和第一负极输出端之间连有串联的第一电阻、第二电阻、以及第三电阻。

说明书

一种复合功率因数校正电路

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子器件技术领域，特别是涉及一种功率因数校正电路，具体是一种复合功率因数校正电路。

背景技术

[0002] 单相有源功率因数校正器（APFC）已经广泛地应用到变频空调等变频家电中，用作交直交变换器的前级电路，即可AC-DC变换器。随着某些应用场合变频空调大功率化的趋势，需要开发出相应功率等级的大功率单相APFC。截止目前为止，共计出现以下备选电路：（1）多级交错APFC；（2）单级APFC，考虑功率器件并联；（3）单级APFC，选择高功率器件。

[0003] 第一种方案：优点是各级APFC之间可以分摊功率，升压电感可以在板安装，不足是升压电感的纹波频率等同于载波频率，需要考虑各级之间均流问题，升压电感电流检测困难，控制程序较为复杂。

[0004] 第二种方案：优点是就可以提升功率等级，不足是升压电感的纹波频率等同于载波频率，升压电感不能在板安装，需要考虑功率器件之间均流问题。对于5.0kW以上的APFC，该方案虽然原理上可行，但在技术上和经济上已经不尽合理，不易采用。

[0005] 第三种方案：优点是就可以提升功率等级，不足是升压电感的纹波频率等同于载波频率，升压电感不能在板安装器件选型非常困难，各项指标均难以改善。类似第二种方案，对于5.0kW以上的APFC，该方案虽然原理上可行，但在技术上和经济上已经不尽合理，不易采用。

[0006] 为此，对于大功率APFC应用场合，第一种方案总体上可行，但是当采用并联功率器件时，也需要对现有技术尤其驱动技术进行改进，以便解决升压电感设计、功率器件选型等问题，旨在提高整体性能。

[0007] 经过对现有技术的检索发现下列文献也拱了大功率APFC：

[0008] 【1】Michael O'Loughlin.UCC28070 300-W Interleaved PFC Pre-Regulator Design Review.ApplicationReport.SLUA479B-August 2008-Revised July 2010；【2】RENESAS Electronics Corporation,R2A20104/114APN Rev.1.5 2010.07.23.http://www.renesas.com；【3】Fairchild Semiconductor Corporation,FANxxxx-ThreeChannels Interleaved CCM PFC Controller.2011，Rev.0.2.Preliminary Version.www.fairchildsemi.com；【4】Thomas Nussbaumer,Johann W.Kolar.Design Guidelines for Interleaved Single-PhaseBOOST PFC Circuits[J].IEEE Trans,power electron,vol.56,no.7,pp.2559–2573,July 200。

[0009] 以上文献也都存在着如升压电感设计与安装问题、功率器件选型与安装等问题。

发明内容

[0010] 鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种复合功率因数校正电路，用于解决现有功率因数校正电路存在的功率器件选型和安装困难以及成本较高的问题。

[0011] 为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种复合功率因数校正电路，包括：功率电路和与所述功率电路相连、用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号并输入到所述功率电路中的控制电路；整流桥，与单相交流电相连，所述整流桥输出形成第一正极输出端和第一负极输出端；M个升压电感，每一个升压电感的输入端与所述第一正极输出端相连，每一个升压电感的输出端分别与N个功率器件相连，每一个所述功率器件的另一端都与所述第一负极输出端相连；M个反向快恢复二极管，每一个反向快恢复二极管阳极对应与一个升压电感的输出端相连；电解电容，所述电解电容的正极端与M个反向快恢复二极管的阴极输出端的公共端相连，形成第二正极输出端，所述电解电容的负极端与M×N个功率器件的发射极公共端相连，形成第二负极输出端；所述控制电路包括：电压外环控制器，与所述功率电路的输出端相连，用于获得电压控制量；M个电流内环控制器，与所述电压外环控制器和所述功率电路相连，用于获得电流控制量；载波发生器，用于产生载波信号；M×N个移相比较驱动器，分别与所述电流内环控制器、载波发生器以及所述功率电路中的功率器件相连，用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号给所述功率电路；其中每一个所述电流内环控制器连接有N个移相比较驱动器；其中M、N为大于2的正整数。

[0012] 可选地，所述功率器件为绝缘栅双极型晶体管，所述绝缘栅双极型晶体管的集电极和发射极之间连反并联有续流二极管；所述绝缘栅双极型晶体管的集电极和续流二极管的阳极相连，发射极与电解电容的阴极相连。

[0013] 可选地，所述功率电路还包括检流电阻，所述检流电阻的一端与第一负极输出端相连，另一端分别与每一个所述绝缘栅双极型晶体管的发射极相连。

[0014] 可选地，所述移相比较驱动器的输出端与所述绝缘栅双极型晶体管的门极相连。

[0015] 可选地，所述电压外环控制器根据功率电路中的输出的直流电压和参考直流电压获得电压控制量。

[0016] 可选地，所述电流控制器根据所述电压外环控制器中的电压控制量、第一正极输出端和第一负极输出端形成的输入电压检测信号以及升压电感中的电流信号获得电流控制量。

[0017] 可选地，每一个移相比较驱动器根据所述电流内环控制器输出的电流控制量和载波发生器产生的载波信号产生驱动脉冲，并将所述驱动脉冲输入到所述功率电路中的功率器件中。

[0018] 可选地，所述整流桥为双臂二极管整流桥；所述单相交流电的火线和零线连接交流电容后分别与所述双臂二极管整流桥的两个桥臂中点相连。

[0019] 可选地，所述第一正极输出端和第一负极输出端之间连有串联的第一电阻、第二电阻、以及第三电阻。

[0020] 如上所述，本发明的一种复合功率因数校正电路，具有以下有益效果：

[0021] 1、本发明通过在功率电路采用M级交错结构，每级交错结构包括并联的N重功率器件，控制电路产生MN路相移的驱动信号，用于驱动功率电路中功率器件，可以有效达到提高功率等级，简化升压电感设计，便于功率器件选型和安装，降低总体成本，可以广泛地应用在单相功率因数校正电路中。

[0022] 2、本发明电路结构简单，控制算法简便，降低设计时间。

[0023] 3、本发明采用多重功率器件的移相触发原理实现单位功率因数校正，倍增了升压电感的纹波频率，有利于升压电感的小型化设计，同时降低了功率器件的开关损耗和导通损耗。

附图说明

[0024] 图1显示为本发明的一种复合功率因数校正电路中功率电路的结构示意图。

[0025] 图2显示为本发明的一种复合功率因数校正电路中控制电路的结构示意图。

[0026] 元件标号说明

[0027] 1        功率电路

[0028] 2        控制电路

具体实施方式

[0029] 以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效。

[0030] 请参阅图1。须知，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。

[0031] 目前功率因数校正电路都普遍存在着如升压电感设计与安装问题、功率器件选型与安装等问题。有鉴于此，本发明的目的在于提供一种复合功率因数校正电路，用于解决现有功率因数校正电路存在的功率器件选型和安装困难以及成本较高的问题。以下将详细阐述本发明的一种复合功率因数校正电路的原理及实施方式，使本领域技术人员不需要创造性劳动即可理解本发明的一种复合功率因数校正电路。

[0032] 请参阅图1和图2，显示为本发明的一种复合功率因数校正电路的结构示意图。如图1和图2所示，本发明提供一种复合功率因数校正电路，包括：功率电路1和控制电路2。

[0033] 所述功率电路1与单相交流电源uin相连，提供直流电压输出端子，并与控制电路2相连，相互之间具有信号联络。

[0034] 请参阅图1，显示为本发明的一种复合功率因数校正电路中功率电路的结构示意图。如图1所示，所述功率电路1至少包括整流桥B1、M个升压电感、M×N个功率器件、一个电解电容E1和一个检流电阻R8。

[0035] 整流桥B1，与单相交流源uin相连，所述整流桥B1输出形成第一正极输出端DCP1和第一负极输出端DCN1。具体地，在本实施例中，所述整流桥B1为双臂二极管整流桥；所述单相交流电的火线ACL和零线ACN分别与所述双臂二极管整流桥的两个桥臂中点相连。更进一步地，所述双臂二极管整流桥由四个二极管（图中所示的二极管Di1、二极管Di2、二极管Di3和二极管Di4）构成。

[0036] 同时，所述双臂二极管整流桥的两个输入端，也就是所述单相交流电的火线ACL和零线ACN之间连接有交流电容C1，所述交流电容C1的一端与所述单相交流电的火线ACL相连，另一端与所述单相交流电的零线ACN相连。

[0037] 所述整流桥B1输出形成的第一正极输出端DCP1和第一负极输出端DCN1之间连有串联的第一电阻R1、第二电阻R2、以及第三电阻R3。第一正极输出端DCP1和第一负极输出端DCN1之间形成输入电压检测信号|uin|。

[0038] M个升压电感，每一个升压电感的输入端与所述第一正极输出端DCP1相连，每一个升压电感的输出端分别与N个功率器件相连，一共有M×N个功率器件，每一个所述功率器件的另一端都与所述第一负极输出端DCN1相连，其中M、N为大于2的正整数。

[0039] 具体请参阅图1，第一升压电感L1的输入端与第一正极输出端DCP1相连，第一升压电感L1的输出端与功率器件S11~功率器件S1N的集电极相连；第二升压电感L2的输入端与第一正极输出端DCP1相连，第二升压电感L2的输出端与功率器件S21~功率器件S2N集电极相连；以此类推，第(M-1)升压电感L(M-1)的输入端与第一正极输出端DCP1相连，第(M-1)升压电感L(M-1)的输出端与功率器件S(M-1)1~功率器件S1(M-1)N集电极相连；第M升压电感LM的输入端与第一正极输出端DCP1相连，第M升压电感LM的输出端与功率器件SM1～功率器件SMN集电极相连。

[0040] 第一升压电感L1、第二升压电感L2直至第(M-1)升压电感L(M-1)、第M升压电感LM分别对应输出第一升压电感的电流iL1、第二升压电感的电流iL2直至第(M-1)升压电感的电流iL(M-1)、第M升压电感的电流iLM。

[0041] 在本实施例中，所述功率器件为绝缘栅双极型晶体管，所述绝缘栅双极型晶体管的集电极和发射极之间连有续流二极管；所述绝缘栅双极型晶体管的集电极和续流二极管的阴极相连，发射极与续流二极管的阳极相连。

[0042] 具体地，如图1所示，

[0043] 第一升压电感L1的输出端分别与绝缘栅双极型晶体管P11的集电极和续流二极管D11的阴极至绝缘栅双极型晶体管P1N的集电极和续流二极管D1N的阳极相连，绝缘栅双极型晶体管P11的发射极和续流二极管D11的阳极至绝缘栅双极型晶体管P1N的发射极和续流二极管D1N的阳极通过检流电阻R8与所述第一负极输出端DCN1相连。

[0044] 第二升压电感L2的输出端分别与绝缘栅双极型晶体管P21的集电极和续流二极管D21的阴极至绝缘栅双极型晶体管P2N的集电极和续流二极管D2N的阳极相连，绝缘栅双极型晶体管P21的发射极和续流二极管D21的阳极至绝缘栅双极型晶体管P2N的发射极和续流二极管D2N的阳极通过检流电阻R8与所述第一负极输出端DCN1相连。

[0045] 依次类推，第三升压电感至第(M-2)升压电感与功率器件的连接关系在此不一一赘述。

[0046] 第(M-1)升压电感L(M-1)的输出端分别与绝缘栅双极型晶体管P(M-1)1的集电极和续流二极管D(M-1)1的阴极至绝缘栅双极型晶体管P(M-1)N的集电极和续流二极管D(M-1)N的阳极相连，绝缘栅双极型晶体管P(M-1)1的发射极和续流二极管D(M-1)1的阳极至绝缘栅双极型晶体管P(M-1)N的发射极和续流二极管D(M-1)N的阳极通过检流电阻R8与所述第一负极输出端DCN1相连。

[0047] 第M升压电感LM的输出端分别与绝缘栅双极型晶体管PM1的集电极和续流二极管DM1的阳极至绝缘栅双极型晶体管PMN的集电极和续流二极管DMN的阴极相连，绝缘栅双极型晶体管PM1的发射极和续流二极管DM1的阳极至绝缘栅双极型晶体管PMN的发射极和续流二极管DMN的阳极通过检流电阻R8与所述第一负极输出端DCN1相连。

[0048] 每一个所述升压电感的输出端还连有一个反向快恢复二极管，一共有M个反向快恢复二极管，每一个反向快恢复二极管阳极对应与一个升压电感的输出端相连。从图1中可以看到，第一升压电感L1的输出端连有反向快恢复二极管D1，第二升压电感L2的输出端连有反向快恢复二极管D2，第(M-1)升压电感L(M-1)的输出端连有反向快恢复二极管D(M-1)，第M升压电感LM的输出端连有反向快恢复二极管DM。

[0049] 每一个所述升压电感的输出端连接一个反向快恢复二极管后，M个反向快恢复二极管的阴极输出端汇聚成一个共同输出端，该共同输出端与所述电解电容E1的正极端相连。

[0050] 所述电解电容E1的正极端与M个反向快恢复二极管的阴极输出端的公共端相连，形成第二正极输出端DCP2，所述电解电容E1的负极端与M×N个功率器件的发射极公共端相连，形成第二负极输出端DCN2。第二正极输出端DCP2和第二负极输出端DCN2之间输出的直流电压Udc。

[0051] 所述电解电容E1并联有串联的电阻R4，电阻R5以及电阻R6，所述电解电容E1还并联有电阻R7。

[0052] 所述稳定电阻R8的一端与第一负极输出端DCN1相连，另一端分别与每一个所述绝缘栅双极型晶体管的发射极（也可以说是绝缘栅双极型晶体管的发射极和续流二极管的阳极的共同端）相连。

[0053] 所述控制电路2与所述功率电路1相连、用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号并输入到所述功率电路1中。

[0054] 所述控制电路2包括：一个电压外环控制器、M个电流内环控制器、一个载波发生器和M×N个移相比较驱动器。

[0055] 所述电压外环控制器，与所述功率电路1的输出端相连，用于获得电压控制量。具体地，所述电压外环控制器具有两个输入端，分别接收功率电路1中输出的直流电压Udc和参考直流电压Uref，所述参考直流电压Uref根据实际需要设定，一般模拟控制电路为5.0V，数字控制电路为3.0V。所述电压外环控制器获取功率电路1中的输出的直流电压Udc和参考直流电压Uref，经过PI控制运算获得电压控制量。同时，所述电压外环控制器输出电压控制量。

[0056] 所述电流内环控制器的数量与功率电路1中升压电感的数量相等，由于所述升压电感的数量为M个，所以所示电流内环控制器的数量也为M个。

[0057] 所述M个电流内环控制器，分别与所述电压外环控制器和所述功率电路1相连，用于获得电流控制量。具体地，每一个所述电流控制器具有三个输入端，电压控制量、第一正极输出端DCP1和第一负极输出端DCN1之间形成的输入电压检测信号|uin|以及M个升压电感中的电流信号（第一升压电感的电流iL1、第二升压电感的电流iL2直到第(M-1)升压电感的电流iL(M-1)、第M升压电感的电流iLM）分别与第1个流内环控制器、第2个流内环控制器直至第M-1个流内环控制器和第M个电流内环控制器的三个输入端分别相连，每一个电流内环控制器输出电流控制量。

[0058] 对应地，第一升压电感的电流iL1输入第1个电流内环控制器中、第二升压电感的电流iL2输入第1个电流内环控制器中直至第(M-1)升压电感的电流iL(M-1)输入第M-1个电流内环控制器中、输入第M个电流内环控制器中。

[0059] 进一步地，所述电流控制器经过对所述电压外环控制器中的电压控制量、功率电路1中第一正极输出端DCP1和第一负极输出端DCN1之间形成的输入电压检测信号|uin|以及M个升压电感的电流信号的运算获得电流控制量。

[0060] 所述载波发生器，用于产生载波信号；所述载波信号可以为三角载波信号或者锯齿载波信号。

[0061] 所述移相比较驱动器的数量与功率电路1中功率器件的数量相等，由于功率电路1中功率器件的数量为M×N个，所以所述移相比较驱动器的数量也为M×N个。

[0062] 所述M×N个移相比较驱动器，分别与所述电流内环控制器、载波发生器以及所述功率电路1中的功率器件相连，用于产生M×N路移相的驱动脉冲信号给所述功率电路1，其中每一个所述电流内环控制器连接有N个移相比较驱动器。所述移相比较驱动器的输出端与所述绝缘栅双极型晶体管的门极相连。

[0063] 具体地，如图2所示，第1个电流内环控制器分别与第11移相比较驱动器P11、第12移相比较驱动器P12，直到第1（N-1）移相比较驱动器P1（N-1）和第1N移相比较驱动器P1N的输入端相连，同时第11移相比较驱动器P11、第12移相比较驱动器P12，直到第1（N-1）移相比较驱动器P1（N-1）和第1N移相比较驱动器P1N的输出端分别对应与绝缘栅双极型晶体管P11的门极、绝缘栅双极型晶体管P12的门极直至绝缘栅双极型晶体管P1（N-1）的门极和绝缘栅双极型晶体管P1N的门极相连。

[0064] 相似地，第2个电流内环控制器分别与第21移相比较驱动器P21、第22移相比较驱动器P22，直到第2（N-1）移相比较驱动器P2（N-1）和第2N移相比较驱动器P1N的输入端相连，同时第21移相比较驱动器P21、第22移相比较驱动器P22，直到第2（N-1）移相比较驱动器P2（N-1）和第2N移相比较驱动器P2N的输出端分别对应与绝缘栅双极型晶体管P21的门极、绝缘栅双极型晶体管P22的门极直至绝缘栅双极型晶体管P2（N-1）的门极和绝缘栅双极型晶体管P2N的门极相连。

[0065] 依次类推，第3个电流内环控制器至第(M-2)个电流内环控制器与移相比较驱动器的连接关系在此不一一赘述。

[0066] 第M-1个电流内环控制器分别与第(M-1)1移相比较驱动器P(M-1)1、第(M-1)2移相比较驱动器P(M-1)2，直到第(M-1（) N-1）移相比较驱动器P(M-1（) N-1）和第(M-1)N移相比较驱动器P(M-1)N的输入端相连，同时第(M-1)1移相比较驱动器P(M-1)1、第(M-1)2移相比较驱动器P(M-1)2，直到第(M-1（) N-1）移相比较驱动器P(M-1（) N-1）和第(M-1)N移相比较驱动器P(M-1)N的输出端分别对应与绝缘栅双极型晶体管P(M-1)1的门极、绝缘栅双极型晶体管P(M-1)2的门极直至绝缘栅双极型晶体管P(M-1（) N-1）的门极和绝缘栅双极型晶体管P(M-1)N的门极相连。

[0067] 第M个电流内环控制器分别与第M1移相比较驱动器PM1、第M2移相比较驱动器PM2，直到第M（N-1）移相比较驱动器PM（N-1）和第MN移相比较驱动器PMN的输入端相连，同时第M1移相比较驱动器PM1、第M2移相比较驱动器PM2，直到第M（N-1）移相比较驱动器PM（N-1）和第MN移相比较驱动器PMN的输出端分别对应与绝缘栅双极型晶体管PM1的门极、绝缘栅双极型晶体管PM2的门极直至绝缘栅双极型晶体管PM（N-1）的门极和绝缘栅双极型晶体管PMN的门极相连。

[0068] 所述载波发生器与每一个移相比较驱动器的输入端相连。

[0069] 每一个移相比较驱动器根据所述电流内环控制器输出的电流控制量和载波发生器产生的载波信号产生驱动脉冲，并将所述驱动脉冲输入到所述功率电路1中的功率器件中。

[0070] 由上可知，每一个电流内环控制器与N个移相比较驱动器相连，M个电流内环控制器连接有M×N个移相比较驱动器，共计产生M×N路移相的驱动脉冲信号，其相移为360°/MN，有规律地分布。

[0071] 综上可以看出，本发明属于M级交错的功率因数校正电路，每级功率因数校正电路负责驱动N只移相360°/MN驱动脉冲，每级功率因数校正电路只承担总功率、总电流的1/M。每只功率器件的占空比只有原来单级功率因数校正电路时的1/M，每只功率器件的导通损耗只有原来的1/MN。在开关频率不变的情况下，每只功率器件的开关次数不变，但是开关损耗成倍下降，升压电感的纹波频率增加到原来的N倍，升压电感的设计可以得到大大简化，合成的总电流纹波频率为载波频率的M×N倍，有利于交流电容C1的滤波。如果降低开关频率，则每只功率器件的开关次数和开关损耗可以下降，升压电感的纹波频率可以保持不变。
功率器件的功耗得到分散，其选型可以得到简化。

[0072] 通过以上分析，本发明通过采用两级移相驱动的功率因数校正方法，除了能够实现功率因数校正之外，还可以适用较大功率应用场合，具体实现方法有两种：

[0073] （1）维持载波频率不变，即维持功率器件的开关频率不变，简化升压电感的设计，但是总的功率器件的导通损耗不变，总的开关损耗加倍，每只功率器件承担的开关损耗大大降低。

[0074] （2）成倍降低载波频率，即成倍降低功率器件的开关频率，维持原有升压电感的设计，但是总的功率器件的导通损耗不变，总的开关损耗不变，每只功率器件承担的开关损耗大大降低，有利于器件的选型和安装。

[0075] 在应用时，根据实际情况，M与N可以为大于2的较小整数。

[0076] 综上所述，本发明的一种复合功率因数校正电路，具有以下有益效果：

[0077] 1、本发明通过在功率电路采用M级交错结构，每级交错结构包括并联的N重功率器件，控制电路2产生MN路相移的驱动信号，用于驱动功率电路中功率器件，可以有效达到提高功率等级，简化升压电感设计，便于功率器件选型和安装，降低总体成本，可以广泛地应用在单相功率因数校正电路中。

[0078] 2、本发明电路结构简单，控制算法简便，降低设计时间。

[0079] 3、本发明采用多重功率器件的移相触发原理实现单位功率因数校正，倍增了升压电感的纹波频率，有利于升压电感的小型化设计，同时降低了功率器件的开关损耗和导通损耗。

[0080] 所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

[0081] 上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。