DC/DC电压转换装置及其电压转换控制方法

摘要

本发明获得一种DC/DC电压转换装置，与以往相比，抑制了因功率半导体单元的产生损耗的不连续而产生的过渡性的电压变动(DC/DC电压转换性能的变差)。包含两对以上分别由开关元件和整流元件反向并联连接而成的两个功率半导体单元所组成的对，各对中的一个功率半导体单元彼此串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的正极侧端子之间，另一个功率半导体单元彼此沿与上述一个功率半导体单元相反的方向串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的负极侧端子之间，由此构成的功率模块与电抗器串联连接，并进行控制以抑制在电抗器电流的极性仅为正或负的其中一方的情况以及维持在正或负的其中一方的极性的情况下进行切换时产生过渡性的电压变动。

权利要求

1.一种DC/DC电压转换装置，所述DC/DC电压转换装置包括转换主电路以及进行所述转换主电路的电压转换控制的控制单元，其特征在于，所述转换主电路包括：

第一及第二滤波电容器，该第一及第二滤波电容器连接在所述转换主电路的一次侧、二次侧各自的正极侧端子与负极侧端子之间，并对电压进行滤波；

功率模块，该功率模块包含两对以上分别由开关元件和整流元件反向并联连接而成的两个功率半导体单元所组成的功率半导体单元对，各对中的一个功率半导体单元依次串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的正极侧端子之间，另一个功率半导体单元沿与所述一个功率半导体单元相反的方向依次串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的负极侧端子之间；

能量转移用电容器，该能量转移用电容器连接在除二次侧端的所述功率半导体单元对以外的、各功率半导体单元对的一个功率半导体单元与另一个功率半导体单元各自的二次侧端之间；以及电感器，该电感器连接在一次侧端的所述功率半导体单元对与一次侧的正极侧端子之间，

所述控制单元包含进行如下控制的单元：即，所述转换主电路进行动作时，在所述电感器的导通电流维持在正极性或负极性的其中一方的情况下，对电阻值不同的多个开关导通电路进行切换，来增加各所述功率半导体单元的开关元件的栅极电容的电荷充电速度。

2.如权利要求1所述的DC/DC电压转换装置，其特征在于，

所述控制单元还包括进行如下切换的单元：即，所述转换主电路进行动作时，在所述电感器的导通电流跨过零而交替切换成正极性和负极性的情况下，进行切换以提高所述开关元件的开关频率。

3.如权利要求1所述的DC/DC电压转换装置，其特征在于，

所述功率模块的各功率半导体单元对的所述一个功率半导体单元一侧的功率半导体单元的整流元件由带隙比Si材料制成的整流元件要大的单极型半导体的二极管构成。

4.如权利要求2所述的DC/DC电压转换装置，其特征在于，

所述功率模块的各功率半导体单元对的所述一个功率半导体单元一侧的功率半导体单元的整流元件由带隙比Si材料制成的整流元件要大的单极型半导体的二极管构成。

5.如权利要求3或4所述的DC/DC电压转换装置，其特征在于，

所述控制单元以如下方式动作：即，所述功率模块的各功率半导体单元对的所述一个功率半导体单元一侧的功率半导体单元的开关元件的栅极电容的电荷充电速度高于所述另一个功率半导体单元一侧的功率半导体单元的开关元件的栅极电容的电荷充电速度。

6.如权利要求1至4的任一项所述的DC/DC电压转换装置，其特征在于，

各所述功率半导体单元的开关元件和整流元件的任意一方或双方是由带隙比Si材料要大的半导体所构成的元件。

7.一种DC/DC电压转换装置的电压转换控制方法，所述DC/DC电压转换装置的电压转换控制方法利用控制单元来进行转换主电路的电压转换控制，其特征在于，所述转换主电路包括：第一及第二滤波电容器，该第一及第二滤波电容器连接在所述转换主电路的一次侧、二次侧各自的正极侧端子与负极侧端子之间，并对电压进行滤波；功率模块，该功率模块包含两对以上分别由开关元件和整流元件反向并联连接而成的两个功率半导体单元所组成的功率半导体单元对，各对中的一个功率半导体单元依次串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的正极侧端子之间，另一个功率半导体单元沿与所述一个功率半导体单元相反的方向依次串联连接在一次侧的正极侧端子和二次侧的负极侧端子之间；能量转移用电容器，该能量转移用电容器连接在除二次侧端的所述功率半导体单元对以外的、各功率半导体单元对的一个功率半导体单元与另一个功率半导体单元各自的二次侧端之间；以及电感器，该电感器连接在一次侧端的所述功率半导体单元对与一次侧的正极侧端子之间，所述转换主电路进行动作时，在所述电感器的导通电流维持在正极性或负极性的任意一方的情况下，对电阻值不同的多个开关导通电路进行切换来进行控制，以增加各所述功率半导体单元的开关元件的栅极电容的电荷充电速度。

说明书

DC/DC电压转换装置及其电压转换控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及将直流电压转换为升压或降压后的直流电压的DC/DC电压转换装置等。

背景技术

[0002] 以往，使用如下这种装置：利用串联连接的开关元件的开关导通、开关截止动作，将对于电感器的能量的储存、释放以及能量转移用电容器的充电、放电动作组合起来，进行从直流到直流的电压转换(例如，参照下述专利文献1、非专利文献1)。

[0003] 其电路结构中具有至少4个以上、串联连接的功率器件，该功率器件将开关元件与整流元件反向并联连接，功率器件的串联连接体中，同一时间仅有一半的功率器件处于导通状态(如果是开关元件，则为开关导通，如果是整流元件，则为正向偏置)，因此可以将各个功率器件的耐压设定得较低。因此，能够抑制因耐压较高而引起的各个功率器件的导通损耗的增加，并能将DC/DC电压转换装置的处理电压设定为高电压。

[0004] 这里，在对将商用交流电源(AC100V、AC200V)整流后的电压进行转换的DC/DC电压转换装置、和对大约100V到1000V范围的电压进行转换的DC/DC电压转换装置中，作为功率器件，主要使用以Si(硅)作为开关元件的材料的IGBT(绝缘栅双极晶体管：Insulated Gate Bipolar Transistor)以及与整流元件同样地以Si作为材料的PiN二极管。

[0005] 这种DC/DC电压转换装置可能会与将直流转换为交流的逆变器组合起来构成系统，例如可以举出，混合动力汽车、电动汽车的电气驱动系统、太阳能发电用的功率转换系统、空调等的功率转换系统。

[0006] 这些系统中所使用的DC/DC电压转换装置根据电源的状态(例如，太阳能发电系统的太阳能电池的光照射量)、负载的状态(例如，混合动力汽车的电气驱动系统的电动机转速)来对要转换的电压的比率进行调整，并对其输出电压进行控制。

[0007] 现有技术文献

[0008] 专利文献

[0009] 专利文献1：日本专利特开平11-186478号公报

[0010] 非专利文献

[0011] 非专利文献1：三菱电机技术报告、Vol．61、1987年、No．2

发明内容

[0012] 发明所要解决的技术问题

[0013] 然而，在上述现有的DC/DC电压转换装置中，会产生以下问题：即，根据负载量的变化，电感器电流IL的极性仅为正或负的其中一方，或维持在正或负的其中一方的极性，在此情况下，DC/DC电压转换装置的功率半导体单元的产生损耗变得不连续，导致DC/DC转换中产生过渡性的电压变动，性能变差。

[0014] 本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种DC/DC电压转换装置等，与现有的DC/DC电压转换装置相比，抑制了因功率半导体单元的产生损耗不连续而产生的过渡性的电压变动(DC/DC电压转换性能的变差)。

[0015] 解决技术问题所采用的技术方案

[0016] 本发明在于一种DC/DC电压转换装置，包括转换主电路以及进行所述转换主电路的电压转换控制的控制单元，其特征在于，所述转换主电路包括：第一及第二滤波电容器，该第一及第二滤波电容器连接在所述转换主电路的一次侧、二次侧各自的正极侧端子与负极侧端子之间，并对电压进行滤波；功率模块，该功率模块包含两对以上分别由开关元件和整流元件反向并联连接而成的两个功率半导体单元所组成的功率半导体单元对，各对中的一个功率半导体单元彼此串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的正极侧端子之间，另一个功率半导体单元彼此沿与所述一个功率半导体单元相反的方向串联连接在一次侧的正极侧端子与二次侧的负极侧端子之间；能量转移用电容器，该能量转移用电容器连接在除二次侧端的所述功率半导体单元对以外的、各功率半导体单元对的一个功率半导体单元与另一个功率半导体单元各自的二次侧端之间；以及电感器，该电感器连接在一次侧端的所述功率半导体单元对与一次侧的正极侧端子之间，所述控制单元包含进行如下控制的单元：即，所述转换主电路进行动作时，在所述电感器的导通电流维持在正极性或负极性的其中一方的情况下，对电阻值不同的多个开关导通电路进行切换，来增加所述各功率半导体单元的开关元件的栅极电容的电荷充电速度。

[0017] 发明效果

[0018] 本发明能够提供一种DC/DC电压转换装置等，与现有的DC/DC电压转换装置相比，抑制了因功率半导体单元的产生损耗不连续而产生的过渡性的电压变动(DC/DC电压转换性能的变差)。

附图说明

[0019] 图1是表示本发明实施方式1所涉及的DC/DC电压转换装置的整体结构的框图。

[0020] 图2是示意性表示本发明实施方式1所涉及的DC/DC电压转换装置的一次侧与二次侧之间的电压转换和电力的流动的图。

[0021] 图3是表示本发明实施方式1所涉及的转换主电路的电路布线的一个示例的图。

[0022] 图4是对本发明实施方式1中的升压时(导通占空比不足50%)的动作进行说明的波形图。

[0023] 图5是对本发明实施方式1中的升压时(导通占空比在50%以上)的动作进行说明的波形图。

[0024] 图6是对本发明实施方式1中的降压时(导通占空比不足50%)的动作进行说明的波形图。

[0025] 图7是对本发明实施方式1中的降压时(导通占空比在50%以上)的动作进行说明的波形图。

[0026] 图8是表示本发明中的导通占空比与DC/DC电压转换比之间的关系的特性图。

[0027] 图9是表示本发明实施方式1中的控制单元与转换主电路的结构的框图。

[0028] 图10是表示本发明实施方式1中的栅极驱动部的详细结构的框图。

[0029] 图11是对本发明实施方式1中的开关导通电路的选择方法进行说明的图。

[0030] 图12是对本发明实施方式1中的电感器电流维持在正极性的动作进行说明的波形图。

[0031] 图13是对本发明实施方式1中的电感器电流跨过零而切换正负极性的动作进行说明的波形图。

[0032] 图14是对本发明实施方式1中的IGBT的开启动作进行说明的波形图。

[0033] 图15是对本发明实施方式1中的开关导通电路的切换动作进行说明的波形图。

[0034] 图16是对本发明实施方式2中的开关频率的选择方法进行说明的图。

[0035] 图17是对本发明实施方式2中的开关导通电路的切换和开关频率的切换动作进行说明的波形图。

[0036] 图18是表示本发明实施方式3中的转换主电路的电路布线的一个示例的图。

[0037] 图19是对使用PiN二极管时的IGBT的开启动作进行说明的波形图。

[0038] 图20是对本发明实施方式3中的使用SiC制肖脱基势垒二极管时的IGBT的开启动作进行说明的波形图。

[0039] 图21是表示本发明实施方式4中的栅极驱动电路的详细结构的框图。

[0040] 图22是表示本发明实施方式4中的栅极驱动电路的详细结构的框图。

[0041] 图23是表示本发明实施方式5中的转换主电路的电路布线的一个示例的图。

[0042] 图24是使用了DC/DC电压转换装置的汽车用电气驱动系统的结构图。

[0043] 图25是使用了DC/DC电压转换装置的太阳能发电用的功率转换系统的结构图。

具体实施方式

[0044] 首先，以DC/DC电压转换装置与将直流转换为交流的逆变器组合起来构成系统为例，例如可以举出，图24所示的混合动力汽车、电动汽车的电气驱动系统、图25所示的太阳能发电用的功率转换系统、空调等的功率转换系统。

[0045] 在图24的电气驱动系统中，将镍氢电池、锂离子电池、燃料电池等电池41与DC/DC电压转换装置1的一次侧端子P1、N1相连，将逆变器51a、51b与二次侧端子P2、N2相连。此外，旋转电机52a与逆变器51a相连，旋转电机52b与逆变器51b相连，DC/DC电压转换装置1对一次侧的电池41的电压进行DC/DC转换，并将其提供给二次侧的逆变器51a、51b。逆变器51a与旋转电机52a进行交流电力的交换，逆变器51b与旋转电机52b进行交流电力的交换。

[0046] 图25的太阳能发电用电力转换系统中，将太阳能电池42与DC/DC电压转换装置1的一次侧端子P1、N1相连，将逆变器51c与二次侧端子P2、N2相连。逆变器51c经由滤波器6与商用交流电源7相连，DC/DC电压转换装置1对一次侧的太阳能电池42的发电电压进行DC/DC转换，并将其提供给二次侧的逆变器51c。逆变器51c将直流电压DC/AC转换为规定的商用交流电压的振幅、频率，并将其经由滤波器6提供给商用交流电源7所示那样的商用电力系统。

[0047] 这些系统中所使用的DC/DC电压转换装置例如如上述那样，根据太阳能发电系统的太阳能电池的光照射量那样的电源状态、例如混合动力汽车的电气驱动系统的电动机转速那样的负载的状态，来调整要转换的电压的比率，并控制其输出电压，但根据负载量的变化，电感器电流IL的极性可能会仅为正或负的其中一方，或维持在正或负的其中一方的极性，在这种情况下，DC/DC电压转换装置的功率半导体单元的产生损耗变得不连续，导致在DC/DC转换中产生过渡性的电压变动，性能变差。本发明将解决该问题。

[0048] 下面，使用附图并按照各实施方式来对本发明所涉及的DC/DC电压转换装置等进行说明。另外，在各实施方式中，对相同或相当部分以相同标号示出，并省略重复说明。

[0049] 实施方式1

[0050] 利用图1到图15，对本发明实施方式1所涉及的DC/DC电压转换装置进行说明。图1是表示本发明实施方式1所涉及的DC/DC电压转换装置的整体结构的框图。DC/DC电压转换装置1由转换主电路2和控制单元3构成。DC/DC电压转换装置1在转换主电路2的一次侧具备正极侧端子P1、负极侧端子N1，在二次侧具备正极侧端子P2、负极侧端子N2来作为电力路径的连接端子(以下可能会仅称为端子)。

[0051] 图2是示意性表示本实施方式所涉及的DC/DC电压转换装置的一次侧与二次侧之间的电压转换和电力的流动的图。在DC/DC电压转换装置1的一次侧，直流电源4与端子P1、N1相连，在二次侧，电气设备5与端子P2、N2相连。

[0052] 图2中，将直流电源4设想为锂离子电池、镍氢电池、铅酸电池这样的充电电池、或由双电层电容器、充电电池与太阳能电池、燃料电池等电源进行组合而得到的电池等。电气设备5包含电气负载，并且是与发电装置、蓄电装置组合而成的设备。

[0053] DC/DC电压转换装置1对于一次侧端子电压V1和二次侧端子电压V2，基于V1≤V2的关系来进行电压转换，并相互进行电力的交换。

[0054] 这里，如图2(a)所示，在直流电源4为放电动作、电气设备5为功率消耗动作的情况下，DC/DC电压转换装置1在从一次侧到二次侧的方向上将电压进行升压，并将其送入电力。此外，如图2(b)所示，在直流电源4为充电动作、电气设备5为供电动作的情况下，DC/DC电压转换装置1在从二次侧到一次侧的方向上将电压进行降压，并将其送入电力。

[0055] 此时，根据从控制单元3输出的栅极驱动信号8来对转换主电路2所具备的功率半导体单元内的开关元件的导通、截止进行控制，由此来进行电压的转换。

[0056] 转换主电路2由对一次侧端子电压V1进行滤波的滤波电容器C1、对二次侧端子电压V2进行滤波的滤波电容器C2、电感器L、能量转移用电容器C0、以及以开关元件和整流元件的并联连接体为单位的功率半导体单元PU1～PU4构成(参照图3)。

[0057] 这里，利用图3到图11对DC/DC电压转换装置1的动作内容进行说明。图3是表示转换主电路2的电路布线的一个示例的图，将四个功率半导体单元PU1～PU4以如下方式连接：即，将两对以两个功率半导体单元反向并联连接的方式构成的功率半导体单元对进行串联连接，从一次侧向二次侧进行升压供电，另外，从二次侧向一次侧进行降压供电。

[0058] 转换主电路2包括对一次侧端子电压V1进行滤波的一次侧滤波电容器(第一滤波电容器)C1、对二次侧端子电压V2进行滤波的二次侧滤波电容器(第二滤波电容器)C2、进行能量的储存、释放的电感器L及能量转移用电容器C0、以及四个功率半导体单元PU1～PU4。

[0059] 在图3的示例中，功率半导体单元PU1～PU4采用由Si材料制成的IGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor：绝缘栅双极晶体管)即IGBT1、IGBT2、IGBT2、IGBT1来作为开关元件。此外，采用由Si材料制成的PiN二极管Di1、Di2、Di3、Di4来作为整流元件。

[0060] 上述功率半导体单元的数量等并不限于此，转换主电路2由第一和第二滤波电容器C1、C2、功率模块(PU1～PU4)、能量转移用电容器(C0)、以及电感器(L)构成，其中：所述第一和第二滤波电容器C1、C2连接在转换主电路2的一次侧和二次侧各自的正极侧端子P1、P2与负极侧端子N1、N2之间，并对电压进行滤波；所述功率模块(PU1～PU4)包含两对以上由两个分别由开关元件(IGBT)与整流元件(Di)反向并联连接而成的功率半导体单元(PU)组成的功率半导体单元对，各对中的一个功率半导体单元彼此串联连接在一次侧的正极侧端子P1与二次侧的正极侧端子P2之间，另一个功率半导体单元彼此以和上述一个功率半导体单元以相反的方向串联连接在一次侧的正极侧端子P1与二次侧的负极侧端子N2之间；所述能量转移用电容器(C0)连接在除二次侧端的功率半导体单元对以外的、各功率半导体单元对的一个功率半导体单元与另一个功率半导体单元各自的二次侧端之间；所述电感器(L)连接在一次侧端的功率半导体单元对与一次侧的正极侧端子P1之间。

[0061] 接着，对转换主电路2的连接细节进行说明。

[0062] 一次侧滤波电容器C1的两个端子与转换主电路2的一次侧的正极侧端子P1、负极侧端子N1相连，负极侧端子N1与转换主电路2的二次侧的负极侧端子N2相连，并作为Vcom进行接地。正极侧端子P1与滤波电容器C1的一个端子以及电感器L的一个端子相连，滤波电容器C1的另一个端子与负极侧端子N1以及Vcom相连。

[0063] 此外，滤波电容器C2的两个端子与转换主电路2的二次侧的正极侧端子P2、负极侧端子N2相连。

[0064] 依次将功率半导体单元PU4的IGBT4的集电极端子(C)与转换主电路2的二次侧的正极侧端子P2、发射极端子(E)与功率半导体单元PU3的IGBT3的集电极端子、IGBT3的发射极端子与功率半导体单元PU2的IGBT2的集电极端子、IGBT2的发射极端子与功率半导体单元PU1的IGBT1的集电极端子、以及IGBT1的发射极端子与二次侧的负极侧端子N2相连。

[0065] 功率半导体单元PU4的PiN二极管Di4与IGBT4反向并联连接，PiN二极管Di4的阳极端子(A)与IGBT4的发射极端子(E)相连，PiN二极管Di4的阴极端子(K)与IGBT4的集电极端子(C)相连。同样，PiN二极管Di3、Di2、Di1分别与IGBT3、IGBT2、IGBT1反向并联连接。

[0066] 能量转移用电容器C0的一个端子连接到IGBT4与IGBT3的连接点，另一个端子连接到IGBT2与IGBT1的连接点。

[0067] 电感器L如上所述，一个端子连接到转换主电路2的一次侧的正极侧端子P1与滤波电容器C1的端子的连接点，另一个端子连接到IGBT3与IGBT2的连接点。

[0068] 从图1、图9等所示的后述的控制单元3连接有信号线，以将用于对IGBT进行导通、截止控制的信号作为栅极驱动信号8，与IGBT4、IGBT3、IGBT2、IGBT1对应起来，分别作为Gate4、Gate3、Gate2、Gate1信号从IGBT4输入到IGBT1的栅极端子(G)。IGBT4根据Gate4信号的电压变化进行开关动作，IGBT3根据Gate3信号的电压变化进行开关动作，IGBT2根据Gate2信号的电压变化进行开关动作，IGBT1根据Gate1信号的电压变化进行开关动作。

[0069] 接着，对转换主电路2的动作进行说明。

[0070] 如上所述，DC/DC电压转换装置1进行电压转换，来从一次侧向二次侧将电压进行升压，或者从二次侧向一次侧将电压进行降压。利用栅极驱动信号8、即Gate4、Gate3、Gate2、Gate1，来调整IGBT的导通、截止动作的时序，从而控制该升压动作、降压动作。

[0071] 将升压动作时和降压动作时分开，来对利用该栅极驱动信号8的电压转换控制进行说明。

[0072] 升压动作时：

[0073] 1)导通占空比不足50％的情况：

[0074] 其中，导通占空比与Gate1信号和Gate2信号所对应的值有关，Gate4信号和Gate3信号分别与Gate1信号、Gate2信号互补，因此Gate3信号和Gate4信号的导通占空比的关系为100%-(Gate1信号、Gate2信号的导通占空比)。

[0075] 图4中示出了升压动作时栅极驱动信号的导通占空比不足50%时的波形。图4(a)表示栅极驱动信号，图4(b)表示电感器电流IL，图4(c)表示开关模式及其切换时序。

[0076] 对于电感器电流IL，将从正极侧端子P1侧的连接端子向IGBT3侧的连接端子的方向流过电感器L的极性设为正。

[0077] 图4(a)中，当Gate1信号为高“H”时，IGBT1导通，当Gate2信号为高时，IGBT2导通，在从集电极向发射极的方向上流过电流。

[0078] 当Gate3信号为高时，IGBT3导通，当Gate4信号为高时，IGBT4导通，但在升压动作时，电流以从阳极向阴极的方向流过反向并联连接的PiN二极管Di3、Di4。

[0079] 这里，Gate1信号和Gate4信号是高“H”、低“L”的逻辑互为相反的互补信号，当Gate1信号为高时，Gate4信号为低，当Gate1信号为低时，Gate4信号为高。其中，为了防止在对高和低的逻辑进行切换时，由于IGBT的开关动作的响应延迟导致双方同时导通，设置阻断时间(死区时间：dead time)。

[0080] 同样，Gate2信号和Gate3信号是高、低逻辑互为相反的互补信号，Gate1信号和Gate2信号的相位差为180度。即，栅极驱动信号8具有两种成对的信号作为互补信号，且彼此的相位差为等间隔。

[0081] 此时，从Gate1到Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合分为开关模式B、C、D三种，并以B→D→C→D→B的顺序切换。

[0082] 在开关模式B中，IGBT1和IGBT3导通，IGBT2和IGBT4截止，

[0083] 电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→能量转移用电容器C0→IGBT1→负极侧端子N1的路径流动，将能量储存到电感器L和能量转移用电容器C0中。电气设备5上施加有滤波电容器C2的两端电压，由滤波电容器C2提供能量，其中，所述滤波电容器C2通过后述的动作来进行充电。

[0084] IGBT1、PiN二极管Di3导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT1侧连接端子的电位大约为Vcom=0，IGBT3侧连接端子的电位大约为VL。由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=能量转移用电容器C0的两端电压Vc0。

[0085] 在开关模式D中，IGBT3和IGBT4导通，IGBT1和IGBT2截止，

[0086] 电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动，将储存在电感器L中的能量释放。

[0087] 此外，PiN二极管Di3和PiN二极管Di4中电流导通，使得电压VL大约为V2，因此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压与正极侧端子P1侧连接端子的电压之差在以(V1-V2)来表示时为负，电感器电流IL向着IL＜0的方向减少。

[0088] 在开关模式C中，IGBT2和IGBT4导通，IGBT1和IGBT3截止，

[0089] 电流以正极侧端子P1→电感器L→IGBT2→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动，将能量储存到电感器L中，并从能量转移用电容器C0释放。此外，同时也有电流流过滤波电容器C2来储存能量。

[0090] IGBT2、PiN二极管Di4导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT2侧连接端子的电位大约为VL，IGBT4侧连接端子的电位大约为V2。由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2-Vc0。

[0091] 这里，由于Gate1信号和Gate2信号的导通占空比相等，因此开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等，为Vc0=(V2-Vc0)的关系。由此，能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。

[0092] 若对上述进行整理，则对于电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL，[0093] 在开关模式B中，VL=Vc0=V2/2

[0094] 在开关模式C中，VL=(V2-Vc0)=V2/2

[0095] 在开关模式D中，VL=V2。

[0096] 由此，电感器L两端的电位差、IGBT1、IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff表示为以下关系。

[0097] 开关模式B、C：

[0098] L·ILrpl=ton·(V1-V2／2)     (1a)

[0099] 开关模式D：

[0100] L·ILrpl=-toff·(V1-V2)     (1b)

[0101] 其中，L表示电感器L的电感，ILrp1表示流过电感器L的脉动电流分量(交流电流分量)的振幅。

[0102] 由于式(1a)和式(1b)的左边彼此相等，因此以下关系成立。

[0103] ton·(V1-V2／2)=toff·(V2-V1)    (2)

[0104] 若对上式(2)的一次侧端子电压V1与二次侧端子电压V2进行整理，则变为下式。

[0105] (V2／V1)=(ton+toff)／(ton+toff-ton+ton／2)

[0106]        =1／(1-ton／T)(3)

[0107] 其中，ton+toff=T/2

[0108] 上式(3)中的周期T表示以开关模式B→D→C→D→B的顺序切换并进行一个周期的期间，在周期T内，包括两次ton期间和两次toff期间。ton+toff为T/2。

[0109] 此外，式(3)左边的V2/V1是DC/DC电压转换装置1的一次侧电压V1与二次侧电压V2的比率，也就是DC/DC电压转换比。

[0110] 在图4所示的栅极驱动信号的导通占空比不足50%的动作中，ton/T＜0.5，若将其应用到式(3)中，则DC/DC电压转换比不足2。由此，V2＜(V1×2)。

[0111] 由此，在开关模式B、C中，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2/22＜V1，电感器L的正极侧端子P1侧的连接端子的电压为V1。由此，以VL为基准，电感器L两端间的电位差为正，电感器电流IL向正方向增加。

[0112] 如上所述，在开关模式B→D→C→D→B的切换中，

[0113] 在开关模式B、C中，电感器电流IL从IL≥0的状态进一步向正方向变化，[0114] 在开关模式D中，电感器电流IL向IL＜0的状态变化。

[0115] 由此，在IGBT的整个开关周期T内，电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即，相对于IGBT的开关频率，在电感器L中有两倍频率的交流电流导通。

[0116] 2)导通占空比在50％以上的情况：

[0117] 接着，对升压动作时栅极驱动信号的导通占空比在50%以上的情况进行说明。

[0118] 图5示出了此时的动作波形，图5(a)表示栅极驱动信号，图5(b)表示电感器电流IL，图5(c)表示开关模式及其切换时序。

[0119] 图5(a)中与图4(a)同样，当Gate1信号为高“H”时，IGBT1导通，当Gate2信号为高时，IGBT2导通，在从集电极向发射极的方向上流过电流。

[0120] 当Gate3信号为高时，IGBT3导通，当Gate4信号为高时，IGBT4导通，但在升压动作时，电流以从阳极向阴极的方向流过反向并联连接的PiN二极管Di3、PiN二极管Di4。

[0121] 此外，Gate1信号与Gate4信号、Gate2信号与Gate3信号分别为互补信号，为了防止在对高和低的逻辑进行切换时，由于IGBT的开关动作的响应延迟导致双方同时导通，设置阻断时间(死区时间)。Gate1信号与Gate2信号的相位差为180度。

[0122] 此时，Gate1到Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合分为开关模式A、B、C三种，并以A→B→A→C→A的顺序切换。

[0123] 首先，在开关模式A中，IGBT1和IGBT2导通，IGBT3和IGBT4截止，

[0124] 电流以正极侧端子P1→电感器L→IGBT2→IGBT1→负极侧端子N1的路径流动，将能量储存在电感器L中。

[0125] IGBT1和IGBT2中电流导通，电压VL大约为Vcom=0，因此电感器L的IGBT2侧连接端子的电压VL与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差在以(V1-0)来表示时为正，电感器电流IL向正方向增加。

[0126] 在开关模式B中，IGBT1和IGBT3导通，IGBT2和IGBT4截止，

[0127] 电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→能量转移用电容器C0→IGBT1→负极侧端子N1的路径流动，从电感器L释放能量，并储存到能量转移用电容器C0中。电气设备5上施加有滤波电容器C2的两端电压，由滤波电容器C2提供能量，其中，所述滤波电容器C2通过后述的动作来进行充电。

[0128] IGBT1、PiN二极管Di3导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT1侧连接端子的电位大约为Vcom=0，IGBT3(PiN二极管Di3)侧连接端子的电位大约为VL。

[0129] 由此，电感器L的IGBT3(PiN二极管Di3)侧连接端子的电压VL=Vc0。

[0130] 在开关模式C中，IGBT2和IGBT4导通，IGBT1和IGBT3截止，

[0131] 电流以正极侧端子P1→电感器L→IGBT2→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动，将能量从电感器L和能量转移用电容器C0释放出。

[0132] IGBT2、PiN二极管Di4导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT2侧连接端子的电位大约为VL，IGBT4(PiN二极管Di4)侧连接端子的电位大约为V2。

[0133] 由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2-Vc0。

[0134] 另外，与上述导通占空比不足50%的动作相同，Gate1信号和Gate2信号的导通占空比相等，因此开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等，为Vc0=(V2-Vc0)的关系。由此，能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。

[0135] 若对上述进行整理，则对于电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL，[0136] 在开关模式A中，VL=0

[0137] 在开关模式B中，VL=Vc0=V2/2

[0138] 在开关模式C中，VL=(V2-Vc0)=V2/2。

[0139] 由此，电感器L两端的电位差、IGBT1、IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff表示为以下关系。

[0140] 开关模式A：

[0141] L·ILrpl=(ton-toff)／2·V1    (4a)

[0142] 开关模式B、C：

[0143] L·ILrpl=-toff·(V1-V2／2)    (4b)

[0144] 由于式(4a)和式(4b)的左边彼此相等，因此以下关系成立。

[0145] (ton-toff)／2·V1=-toff·(V1-V2／2)    (5)

[0146] 若对上式(5)的一次侧端子电压V1与二次侧端子电压V2进行整理，则变为下式。

[0147] (V2／V1)=(ton+toff)／toff

[0148]     =1／(1-ton／T)     (6)

[0149] 其中，ton+toff=T

[0150] 上式(6)中的周期T表示以开关模式A→B→A→C→A的顺序切换并进行一个周期的期间，在周期T内，包括一次ton期间和一次toff期间。ton+toff=T。

[0151] 式(6)与式(3)相等，也就是说，无论导通占空比不足50%或是在50%以上都没关系，根据导通占空比的变化来连续地调整DC/DC电压转换比。

[0152] 在图5所示的栅极驱动信号的导通占空比在50%以上的动作中，ton/T≥0.5，若将其应用到式(6)中，则DC/DC电压转换比在2以上。由此，V2≥(V1×2)。

[0153] 由此，在开关模式B、C中，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2/2≥V1，电感器L的正极侧端子P1侧连接端子的电压为V1。由此，以VL为基准，电感器L两端间的电位差为负，电感器电流IL向负方向减少。

[0154] 如上所述，在开关模式A→B→A→C→A的切换中，

[0155] 在开关模式A中，电感器电流IL从IL≥0的状态进一步以向正方向增加的方式变化，

[0156] 在开关模式B、C中，电感器电流IL向IL＜0的状态变化，

[0157] 由此，在IGBT的整个开关周期T内，电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即，在栅极驱动信号的导通占空比在50%以上的情况下，相对于IGBT的开关频率，在电感器L中也有两倍频率的交流电流导通。

[0158] 接着，对降压动作时进行说明。

[0159] 降压动作时：

[0160] 1)导通占空比不足50％的情况：

[0161] 如图2(b)所示，在降压动作中，在电压V1≤电压V2的关系下，将与DC/DC转换装置1的二次侧相连的电气设备5所产生的电力从V2向V1进行DC/DC电压转换，并由直流电源4回收。

[0162] 图6中示出了降压动作时栅极驱动信号的导通占空比不足50%时的波形。图6(a)表示栅极驱动信号，图6(b)表示电感器电流IL，图6(c)表示开关模式及其切换时序。

[0163] 图6(a)中，当Gate3信号为高时，IGBT3导通，当Gate4信号为高时，IGBT4导通，从集电极向发射极流过电流。当Gate1信号为高时，IGBT1导通，当Gate2信号为高时，IGBT2导通，[0164] 但在降压动作时，电流以从阳极向阴极的方向流过反向并联连接的PiN二极管Di1、Di2。

[0165] 图6(a)的栅极驱动信号和图6(c)的开关模式及其切换时序与升压动作时栅极驱动信号的导通占空比不足50%时的图4(a)、图4(c)相同。

[0166] 也就是说，无论是降压动作时还是升压动作时，栅极驱动信号均为相同波形，Gate1到Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合以开关模式B→D→C→D→B的顺序进行切换。

[0167] 在开关模式D中，IGBT3和IGBT4导通，IGBT1和IGBT2截止，

[0168] 电流以正极侧端子P2→IGBT4→IGBT3→电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1的路径流动，将能量储存在电感器L中。根据其电流导通的方向，电感器电流IL的极性为负。

[0169] 此外，IGBT3和IGBT4导通，使得电流导通，因此电压VL大约为V2。

[0170] 由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差在以(V1-V2)来表示时为负，电感器电流IL从IL＜0的状态向负方向增加。

[0171] 在开关模式B中，IGBT1和IGBT3导通，IGBT2和IGBT4截止，

[0172] 电流以能量转移用电容器C0→IGBT3→电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1→PiN二极管Di1的路径流动，将能量从电感器L和能量转移用电容器C0释放出。此外，滤波电容器C2上施加有电气设备5的发电电压V2，从而将能量提供给滤波电容器C2。

[0173] IGBT1(PiN二极管Di1)、IGBT3导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT1(PiN二极管Di1)侧连接端子的电位大约为Vcom=0，IGBT3侧连接端子的电位大约为VL。

[0174] 由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=Vc0。

[0175] 在开关模式C中，IGBT2和IGBT4导通，IGBT1和IGBT3截止，

[0176] 电流以正极侧端子P2→IGBT4→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di2→电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1的路径流动，从电感器L释放能量，并储存到能量转移用电容器C0中。

[0177] PiN二极管Di2、IGBT4导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT2(PiN二极管Di2)侧连接端子的电位大约为VL，IGBT4侧连接端子的电位大约为V2。

[0178] 由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2-Vc0。

[0179] 这里，由于Gate3信号和Gate4信号的导通占空比相等，因此开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等，为Vc0=(V2-Vc0)的关系。

[0180] 由此，与升压动作时相同，能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。

[0181] 若对上述进行整理，则对于电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL，[0182] 在开关模式B中，VL=Vc0=V2/2

[0183] 在开关模式C中，VL=(V2-Vc0)=V2/2

[0184] 在开关模式D中，VL=V2。

[0185] 由此，电感器L两端的电位差、IGBT1、IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff与表示升压动作时的栅极驱动信号的导通占空比不足50%时的关系的式(1a)、(1b)相同。

[0186] 因此，同样，式(2)、式(3)的关系成立。

[0187] 即，DC/DC电压转换装置1的电压转换比(V2/V1)如式(3)所示。

[0188] 在图6的栅极驱动信号的导通占空比不足50%的动作中，ton/T＜0.5，若将其应用到式(3)中，则DC/DC电压转换比不足2。由此，V2＜(V1×2)。即，一次侧端子电压V1降低到比二次侧端子电压V2的1/2倍要高、比二次侧端子电压V2的1倍要低的电压。

[0189] 由此，在开关模式B、C中，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2/2＜V1，电感器L的正极侧端子P1侧的连接端子的电压为V1。由此，以VL为基准，电感器L两端间的电位差为正，电感器电流IL向正方向减少。即，降压动作时，IL从电感器电流IL＜0的状态向IL≥0的状态变化。

[0190] 如上所述，在开关模式B→D→C→D→B的切换中，

[0191] 在开关模式B、C中，电感器电流IL向IL≥0的状态变化，

[0192] 在开关模式D中，电感器电流IL从IL＜0的状态进一步以向负方向增加的方式变化。

[0193] 由此，在IGBT的整个开关周期T内，电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即，与升压动作时相同，相对于IGBT的开关频率，在电感器L中有两倍频率的交流电流导通。

[0194] 2)导通占空比在50％以上的情况：

[0195] 接着，对降压动作时栅极驱动信号的导通占空比在50%以上的情况进行说明。

[0196] 图7示出了此时的动作波形，图7(a)是栅极驱动信号，图7(b)是电感器电流IL，图5(c)是开关模式及其切换时序。

[0197] 图7(a)中，当Gate3信号为高时，IGBT3导通，当Gate4信号为高时，IGBT4导通，从集电极向发射极流过电流。

[0198] 当Gate1信号为高时，IGBT1导通，当Gate2信号为高时，IGBT2导通，但在降压动作时，电流以从阳极向阴极的方向流过反向并联连接的PiN二极管Di1、Di2。

[0199] 图7(a)的栅极驱动信号和图7(c)的开关模式及其切换时序与升压动作时栅极驱动信号的导通占空比在50%以上时的图5(a)、图5(c)相同。

[0200] 也就是说，无论是降压动作时还是升压动作时，栅极驱动信号均为相同波形，Gate1到Gate4的栅极驱动信号的高、低逻辑的组合以开关模式A→B→A→C→A的顺序进行切换。

[0201] 首先，在开关模式C中，IGBT2和IGBT4导通，IGBT1和IGBT3截止，

[0202] 电流以正极侧端子P2→IGBT4→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di2→电感器L→直流电源4→负极侧端子N1的路径流动，将能量储存到电感器L和能量转移用电容器C0中。

[0203] IGBT2(PiN二极管Di2)、IGBT4导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT2侧连接端子的电位大约为VL，IGBT4侧连接端子的电位大约为V2。

[0204] 由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2-Vc0。

[0205] 在开关模式B中，IGBT1和IGBT3导通，IGBT2和IGBT4截止，

[0206] 电流以能量转移用电容器C0→IGBT3→电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1→PiN二极管Di1的路径流动，将能量储存到电感器L中，并从能量转移用电容器C0释放出。

[0207] IGBT1(PiN二极管Di1)、IGBT3导通，从而电流导通，因此，能量转移用电容器C0的IGBT1侧连接端子的电位大约为Vcom=0，IGBT3侧连接端子的电位大约为VL。

[0208] 由此，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=Vc0。

[0209] 在开关模式A中，IGBT1和IGBT2导通，IGBT3和IGBT4截止，

[0210] 电流以电感器L→正极侧端子P1→直流电源4→负极侧端子N1→PiN二极管Di1→PiN二极管Di2的路径流过，能量从电感器L释放。

[0211] PiN二极管Di1和PiN二极管Di2中电流导通，电压VL大约为Vcom=0，因此电感器L的IGBT2侧连接端子的电压VL与正极侧端子P1侧的连接端子的电压之差在以V1来表示时为正，电感器电流IL从IL＜0的状态向正方向变化。

[0212] 此外，与上述导通占空比不足50%的动作相同，Gate3信号和Gate4信号的导通占空比相等，因此开关模式B、C中的电压VL的时间平均值相等，为Vc0=(V2-Vc0)的关系。由此，与升压动作时相同，能量转移用电容器C0的两端电压Vc0为二次侧端子电压V2的1/2倍即V2/2。

[0213] 若对上述进行整理，则对于电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL，[0214] 在开关模式A中，VL=Vcom=0

[0215] 在开关模式B中，VL=Vc0=V2

[0216] 在开关模式C中，VL=(V2-Vc0)=V2/2。

[0217] 由此，电感器L两端的电位差、IGBT1、IGBT2的开关导通时间ton、开关截止时间toff的关系与表示升压动作时的栅极驱动信号的导通占空比在50%以上时的关系的式(4a)、(4b)相同。因此，同样，式(5)、式(6)的关系成立。

[0218] 即，DC/DC电压转换装置1的电压转换比(V2/V1)如式(6)所示。

[0219] 在图7的栅极驱动信号的导通占空比在50%以上的动作中，ton/T≥0.5，若将其应用到式(6)中，则DC/DC电压转换比在2以上。由此，V2≥(V1×2)。即，一次侧端子电压V1降低到比二次侧端子电压V2的1/2倍要低的电压。

[0220] 由此，在开关模式B、C中，电感器L的IGBT3侧连接端子的电压VL=V2/2≥V1，电感器L的正极侧端子P1侧连接端子的电压为V1。由此，以VL为基准，电感器L两端间的电位差为负，电感器电流IL向负方向增加。即，降压动作时，从电感器电流IL＜0的状态进一步以向负方向增加的方式变化。

[0221] 如上所述，在开关模式A→B→A→C→A的切换中，

[0222] 在开关模式A中，电感器电流IL向IL≥0的状态变化，

[0223] 在开关模式B、C中，电感器电流IL从IL＜0的状态进一步以向负方向增加的方式变化。

[0224] 由此，在IGBT的整个开关周期T内，电感器电流IL的增加、减少以T/2周期重复两次。即，在栅极驱动信号的导通占空比在50%以上的情况下，相对于IGBT的开关频率，在电感器L中也有两倍频率的交流电流导通。

[0225] 接着，参照图9，对控制单元3的动作进行说明。图9是对控制单元3和转换主电路2的结构进行说明的框图。

[0226] 控制单元3从外部输入转换主电路2的一次侧端子电压V1、二次侧端子电压V2、电感器电流IL(例如图3的转换主电路2包含V1、V2、IL用的检测器(省略图示)，由这些检测器获得)以及来自未图示的外部装置的DC/DC电压转换比指示，并在内部进行控制运算，输出对转换主电路2内的IGBT4、IGBT3、IGBT2、IGBT1的开关动作进行控制的栅极驱动信号8(Gate4、Gate3、Gate2、Gate1)。

[0227] 另外，转换控制部10、栅极PWM生成部11可由微机等构成。

[0228] 输入到控制单元3的一次侧端子电压V1、二次侧端子电压V2、电感器电流IL、DC/DC电压转换比指示输入到转换控制部10。转换控制部10根据二次侧端子电压V2与一次侧端子电压V1之比来计算实际动作中的转换主电路2的电压转换比，并与来自外部装置的DC/DC电压转换比指示进行对照，进行使用了公知的比例积分(PI)运算等的负反馈控制运算，从而计算出IGBT1与IGBT2的导通占空比的目标量Lduty。Lduty表示为在占空比的下限为0%、上限为100%的范围内、例如在0%时设Lduty=0.0，在100%时设Lduty=1.0、从而在其间进行线性插补的量。此外，电感器电流IL用作为内含在上述电压转换比的负反馈控制运算内的控制运算循环，即用作为将电感器电流IL_ref与电感器电流IL进行对照来进行的负反馈控制运算的输入量。

[0229] 若应用该电感器电流的负反馈次级控制运算，则能将外周的DC/DC电压转换比的负反馈控制系统的控制频带设定为高频，提高转换比控制对电压转换比指示的跟踪响应性。

[0230] 接着，将Lduty输入到栅极PWM生成部11。栅极PWM生成部11根据Lduty的值进行脉宽调制(PWM：Pulese Width Modulation)，生成并输出图4(a)、图5(a)、图6(a)、图7(a)所示的栅极驱动信号8(Gate4、Gate3、Gate2、Gate1)的原始信号、即矩形的栅极PWM信号Gpwm1、Gpwm2、Gpwm3、Gpwm4。例如是利用三角波比较法对频率为开关元件的开关频率、振幅为1.0的三角波与Lduty进行大小比较而生成的。

[0231] 栅极PWM信号Gpwm1、Gpwm2、Gpwm3、Gpwm4输入到栅极驱动部12。栅极驱动部12根据栅极PWM信号的逻辑来输出使开关元件进行导通、截止动作的栅极驱动信号8。由于栅极驱动部12需要与栅极PWM生成部11之间进行栅极PWM信号的交互，因此以绝缘方式接收信号。这是因为，IGBT4、IGBT3、IGBT2、IGBT1的发射极电位分别为独立的值，且为了对IGBT4、IGBT3、IGBT2、IGBT1的导通、截止进行切换，需要以各个IGBT的发射极电位为基准来操作栅极的电位，另一方面，栅极PWM生成部11以相同的基准电位生成并输出栅极PWM信号。

[0232] 此外，如上所述，为了使发射极电位独立的各IGBT动作，栅极驱动部12被分为栅极驱动电路(1)121、栅极驱动电路(2)122、栅极驱动电路(3)123、栅极驱动电路(4)124。

[0233] 各栅极驱动电路121～124与相对应的IGBT1～4的发射极电位进行信号连接，通过将栅极驱动信号8的电压切换为电源电压VD1～4或切换为发射极电位，从而控制开关导通、开关截止。由于电源电压VD1～4也需要根据各IGBT1～4来个别提供，因此利用栅极电源电路13构成四种相互绝缘的电源电压VD1、VD2、VD3、VD4，并将它们分别提供给栅极驱动电路(1)121、栅极驱动电路(2)122、栅极驱动电路(3)123、栅极驱动电路(4)124。

[0234] 栅极驱动电路(1)121输出Gate1信号来使IGBT1进行开关动作，栅极驱动电路(2)122输出Gate2信号来使IGBT2进行开关动作，栅极驱动电路(3)123输出Gate3信号来使IGBT3进行开关动作，栅极驱动电路(4)124输出Gate4信号来使IGBT4进行开关动作。

[0235] IGBT1和IGBT2的导通占空比与DC/DC电压转换比的关系为根据式(6)由图8所示的特性。DC/DC电压转换装置1如上所述，利用控制单元3来进行运算，所述控制单元3跟踪来自未图示的外部装置的DC/DC电压转换比指示，正常时输出图8的特性线上与所指示的DC/DC电压转换比相对应的导通占空比下的栅极驱动信号8，从而对转换主电路2内的开关元件的开关导通、开关截止进行控制。

[0236] 另外，考虑例如将预先求得的图8所示的特性数据(表格)储存到控制单元3的存储部(省略图示)中，并基于该数据来求得导通占空比。

[0237] 当导通占空比为0%时，DC/DC电压转换装置1的一次侧电压V1与二次侧电压V2相等。随着导通占空比的变大，电压转换比V2/V1变大。升压动作时，以升压比V2/V1在1.0以上的范围从一次侧向二次侧的方向输送电力，降压动作时，以降压比V1/V2在1.0以下的范围从二次侧向一次侧的方向输送电力。

[0238] 这里，利用图12、图13对开关元件的开关时序与电感器导通电流波形、各开关元件与整流元件的导通电流波形以及损耗进行说明。

[0239] 图12、图13示出了升压动作时、导通占空比不足50%、从一次侧向二次侧供电的情况。

[0240] 图12示出了DC/DC电压转换装置的负载电力较大、电感器电流IL的极性维持在正时的动作波形，图12(a)示出了栅极驱动信号，图12(b)示出了电感器电流IL，图12(c)示出了开关模式与其切换时序，图12(d)示出了在开关元件和整流元件中导通的电流。

[0241] 在导通占空比不足50%的动作中，开关模式如上述那样进行切换，来以B→D→C→D→B的顺序进行循环。

[0242] 首先，在开关模式D中，IGBT3和IGBT4导通，IGBT1和IGBT2截止，电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动。即，电流流过半导体元件中的PiN二极管Di3和PiN二极管Di4，在PiN二极管Di3和PiN二极管Di4中电流沿正方向流动，由此产生稳态损耗。

[0243] 接着，若切换为开关模式B，则IGBT1和IGBT3导通，IGBT2和IGBT4截止，[0244] 电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→能量转移用电容器C0→IGBT1→负极侧端子N1的路径流动。电流流过半导体元件中的IGBT1和PiN二极管Di3，在IGBT1和PiN二极管Di3中电流沿正方向流动，由此产生稳态损耗。此外，在从开关模式D切换为开关模式B时，PiN二极管Di4从导通状态变为非导通状态。

[0245] 这里，PiN二极管Di3、PiN二极管Di4是由Si材料制成的PiN二极管，是双极型元件。在正向偏置的导通状态下，空穴(hole)和电子均作为电荷的载流子，充满并在二极管中移动。这里，若切换为反向偏置，则空穴和电子会开始向与正偏置时移动的方向相反的方向移动，因此从二极管的外部观察时，电流在反方向上流动。这称为二极管的反向恢复(recovery)特性，沿反方向流动的电流称为恢复电流。由于空穴的载流子迁移率比电子要低，因此，特别是因空穴的载流子迁移率较低而引起恢复电流持续流过的时间变长。

[0246] 从开关模式D切换为开关模式B会使得PiN二极管Di4从导通状态变为非导通状态，因此会在PiN二极管Di4中产生由恢复电流引起的反向恢复损耗Err，作为开关损耗的分量。

[0247] 另一方面，IGBT1如图12(d)的时序m1所示，从非导通状态变为导通状态。这是被称为开启的动作。由于IGBT1的开关与IGBT4、PiN二极管Di4的开关是互补的动作，因此在IGBT1开启的时刻，在PiN二极管Di4中流过恢复电流。由于该恢复电流会与IGBT1的电流叠加，因此会对IGBT1开启时的开关损耗(开启损耗Esw(on))的大小产生影响。

[0248] 接着，若切换为开关模式D，则IGBT3和IGBT4再次导通，IGBT1和IGBT2再次截止，电流流过半导体元件中的PiN二极管Di3和PiN二极管Di4。PiN二极管Di3和PiN二极管Di4中电流沿正方向流动，由此产生稳态损耗。

[0249] 从开关模式B切换为开关模式D会使得IGBT1从导通状态变为非导通状态。这是被称为切断的动作，此时，产生切断损耗Esw(off)，作为开关损耗。

[0250] 接着，若切换为开关模式C，则IGBT2和IGBT4导通，IGBT1和IGBT3截止，[0251] 电流以正极侧端子P1→电感器L→IGBT2→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动。

[0252] 电流流过半导体元件中的IGBT2和PiN二极管Di4，产生稳态损耗。

[0253] 此外，在从开关模式D切换为开关模式C时，如图12(d)的时刻m4所示，PiN二极管Di3从导通状态变为非导通状态，因此产生由恢复电流引起的反向恢复损耗Err。

[0254] IGBT2从非导通状态变为导通状态，产生开启损耗Esw(on)。由于IGBT2的开关与IGBT3、PiN二极管Di3的开关是互补的动作，因此在IGBT2开启的时刻，如上所述，在PiN二极管Di3中流过恢复电流。

[0255] 若再次切换为开关模式D，则如上所述，电流流过半导体元件中的PiN二极管Di3和PiN二极管Di4，产生稳态损耗。

[0256] 从开关模式C切换为开关模式D会使得IGBT2从导通状态变为非导通状态，产生切断损耗Esw(off)。

[0257] 若试着将上述内容整理成IGBT1、IGBT2的损耗、PiN二极管Di3、PiN二极管Di4的损耗，

[0258] 则GBT1产生以下三个分量的损耗：变为开关模式B时的开启损耗Esw(on)；因期间内流过与电感器电流IL相同量的电流而产生的稳态损耗；以及脱离开关模式B时的切断损耗Esw(off)。

[0259] 同样，IGBT2以开关模式C为对象，产生以下与上述IGBT1相类似的三个损耗分量：开启损耗Esw(on)；稳态损耗；以及切断损耗Esw(off)。

[0260] 对于PiN二极管Di3，在图12(d)的时刻m3开始有电流流过，经过开关模式D、开关模式B、开关模式D后，在时刻m4时电流被切断。期间内由于流过与电感器电流IL相同量的电流而产生稳态损耗。此外，在时刻m4由于恢复电流而产生反向恢复损耗Err。

[0261] 同样，对于PiN二极管Di4，在开关模式D、开关模式C、开关模式D期间，以和上述PiN二极管Di3相似的波形流过电流。作为损耗，产生稳态损耗和反向恢复损耗Err。

[0262] 接着，示出了图13的DC/DC电压转换装置的负载电力较小、电感器电流IL的极性跨过零而进行正负切换时的动作波形，图12(a)示出了栅极驱动信号，图12(b)示出了电感器电流IL，图12(c)示出了开关模式及其切换时序，图12(d)示出了开关元件和整流元件中导通的电流。

[0263] 在导通占空比不足50%的动作中，开关模式如上述那样进行切换，来以B→D→C→D→B的顺序进行循环。

[0264] 首先，在开关模式D中，IGBT3和IGBT4导通，IGBT1和IGBT2截止，在切换为开关模式D后，电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动，且电感器电流IL向零衰减。

[0265] 电流流过半导体元件中的PiN二极管Di3和PiN二极管Di4，产生稳态损耗。

[0266] 若电感器电流IL跨过零而变为负极性，则电流以负极侧端子N2→电气设备5→正极侧端子P2→IGBT4→IGBT3→电感器L→正极侧端子P1的路径流动，且电感器电流IL向负方向增加。

[0267] 电流流过半导体元件中的IGBT3和IGBT4，产生稳态损耗。由于从电感器电流IL为零的状态起使IGBT3、IGBT4开启，因此不会在从非导通状态变为导通状态时产生开启损耗Esw(on)(参照图13(a)、图13(d)，以下也同样)。

[0268] 接着，若在电感器电流IL为负极性的状态下切换为开关模式B，则IGBT1和IGBT3导通，IGBT2和IGBT3截止，电流以负极侧端子N1→PiN二极管Di1→能量转移用电容器C0→IGBT3→电感器L→正极侧端子P1的路径流动，且电流向零衰减。

[0269] 电流流过半导体元件中的PiN二极管Di1和IGBT3，产生稳态损耗。

[0270] 若电感器电流IL跨过零而变为正极性，则电流以正极侧端子P1→电感器L→PiN二极管Di3→能量转移用电容器C0→IGBT1→负极侧端子N1的路径流动，且电感器电流IL向正方向扩大。

[0271] 电流流过半导体元件中的IGBT1和PiN二极管Di3，产生稳态损耗。

[0272] 由于从电感器电流IL为零的状态起使IGBT1开启，因此不会产生开启损耗Esw(on)。

[0273] 此外，在从开关模式D切换为开关模式B时，IGBT4从导通状态变为非导通状态，产生切断损耗Esw(off)。

[0274] 接着，若在电感器电流IL为正极性的状态下切换为开关模式D，则IGBT3和IGBT4再次导通，IGBT1和IGBT2再次截止，电流流过半导体元件中的PiN二极管Di3和PiN二极管Di4，产生稳态损耗。电感器电流IL向零衰减。

[0275] 若电感器电流IL跨过零而变为负极性，则电流以负极侧端子N2→电气设备5→正极侧端子P2→IGBT4→IGBT3→电感器L→正极侧端子P1的路径流动，且电感器电流IL向负方向增加。

[0276] 电流流过半导体元件中的IGBT3和IGBT4，产生稳态损耗。由于从电感器电流IL为零的状态起使IGBT3、IGBT4开启，因此不会在从非导通状态变为导通状态时产生开启损耗Esw(on)。

[0277] 此外，在从开关模式B切换为开关模式D时，IGBT1从导通状态变为非导通状态，产生切断损耗Esw(off)。

[0278] 接着，若在电感器电流IL为负极性的状态下切换为开关模式C，则IGBT2和IGBT4导通，IGBT1和IGBT3截止，电流以负极侧端子N2→电气设备5→正极侧端子P2→IGBT4→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di2→电感器L→正极侧端子P1的路径流动，且电流向零衰减。

[0279] 电流流过半导体元件中的IGBT4和PiN二极管Di2，产生稳态损耗。

[0280] 此外，在电感器电流IL从负极性的状态衰减并跨过零时，切断IGBT4，因此不会在IGBT4中产生切断损耗Esw(off)。

[0281] 若电感器电流IL跨过零而变为正极性，

[0282] 则电流以正极侧端子P1→电感器L→IGBT2→能量转移用电容器C0→PiN二极管Di4→正极侧端子P2→电气设备5→负极侧端子N2的路径流动，且电感器电流IL向正方向增加。

[0283] 电流流过半导体元件中的IGBT2和PiN二极管Di4，产生稳态损耗。

[0284] 由于从电感器电流IL为零的状态起使IGBT2开启，因此不会在IGBT2中产生开启损耗Esw(on)。

[0285] 此外，在从开关模式D切换为开关模式C时，IGBT3从导通状态变为非导通状态，产生切断损耗Esw(off)。

[0286] 接着，若在电感器电流IL为正极性的状态下切换为开关模式D，则如上所述，电流流过PiN二极管Di3和PiN二极管Di4，产生稳态损耗。电感器电流IL向零衰减。

[0287] 若电感器电流IL跨过零而变为负极性，并向负方向增加，则在IGBT3和IGBT4中流过电流，产生稳态损耗。

[0288] 由于从电感器电流IL为零的状态起使IGBT3、IGBT4开启，因此不会产生开启损耗Esw(on)。

[0289] 此外，在从开关模式C切换为开关模式D时，IGBT2从导通状态变为非导通状态，产生切断损耗Esw(off)。

[0290] 若将上述内容整理成IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4的损耗、PiN二极管Di1、Di2、Di3、Di4的损耗，

[0291] 则IGBT1中会产生以下两个分量的损耗：开关模式B内、电感器电流IL为正极性期间内、因流过与电感器电流IL相同量的电流而产生的稳态损耗；以及脱离开关模式B时的切断损耗Esw(off)。

[0292] 同样，IGBT2以开关模式C为对象，产生与上述IGBT1相类似的稳态损耗、切断损耗Esw(off)这两个损耗分量。

[0293] 在开关模式D内的电感器电流IL为负极性的期间内、以及开关模式B内的电感器电流IL为负极性的期间内，IGBT3产生稳态损耗。此外，在从开关模式D切换为开关模式C时，产生切断损耗Esw(off)。

[0294] 在开关模式D内的电感器电流IL为负极性的期间内、以及开关模式C内的电感器电流IL为负极性的期间内，IGBT4产生稳态损耗。此外，在从开关模式D切换为开关模式B时，产生切断损耗Esw(off)。

[0295] 在开关模式B内的电感器电流IL为负极性的期间内，PiN二极管Di1产生稳态损耗。

[0296] 同样，在开关模式C内的电感器电流IL为负极性的期间内，PiN二极管Di2产生稳态损耗。

[0297] 在开关模式D内的电感器电流IL为正极性的期间内、以及开关模式B内的电感器电流IL为正极性的期间内，PiN二极管Di3产生稳态损耗。

[0298] 在开关模式D内的电感器电流IL为正极性的期间内、以及开关模式C内的电感器电流IL为正极性的期间内，PiN二极管Di4产生稳态损耗。

[0299] 由此，在电感器电流IL的极性维持为正的情况下，

[0300] 在IGBT中产生开启损耗Esw(on)、稳态损耗、切断损耗Esw(off)这三个损耗分量，另外，

[0301] 在PiN二极管Di中产生稳态损耗和反向恢复损耗Err这两个损耗分量。

[0302] 另一方面，在电感器电流IL的极性跨过零而切换成正极性和负极性的情况下，[0303] 在IGBT中产生稳态损耗和切断损耗Esw(off)这两个损耗分量，另外，[0304] 在PiN二极管Di中仅产生稳态损耗。

[0305] 因此，在电感器电流IL维持在正极性的情况、以及跨过零而切换成正极性和负极性的情况下，不同之处在于是否在IGBT中产生开启损耗Esw(on)、以及是否在PiN二极管Di中产生反向恢复损耗Err。

[0306] 因此，在电感器电流IL的极性跨过零而切换成正极性和负极性的情况、以及维持在一个极性的情况下，在IGBT和PiN二极管Di中产生的损耗量不同，因此，在整体观察DC/DC电压转换装置的情况下，由于电压转换装置的功率半导体单元的产生损耗不连续，因而会导致产生过渡性的电压变动(DC/DC电压转换性能的变差)。电感器电流IL的极性是否切换会根据DC/DC电压转换装置的负载量而产生各种变化，因此会因该原因而频繁产生过渡性的电压变动，从而产生问题。

[0307] 为了解决该问题，对于本发明的DC/DC转换装置，在控制单元3中，根据电感器电流IL的大小来切换栅极驱动部12的开关导通电路。即，在电感器电流IL的极性跨过零而切换成正极性和负极性这样的负载量下，使用开关导通电路(2)，而在电感器电流IL的极性维持在正或负的其中一方这样的负载量下，使用开关导通电路(1)。

[0308] 开关导通电路(1)和开关导通电路(2)各自的IGBT开启波形如图14所示。图14(a)是IGBT开启时的集电极电流波形，图14(b)是IGBT切断时的集电极-发射极间的电压波形。

[0309] 图14(a)中，若利用开关导通电路(1)进行开启，则伴随着过冲，会以较高的电流斜率di/dt迅速上升。若利用开关导通电路(2)进行开启，则与利用开关导通电路(1)的情况相比，以较少的过冲量，以较低的电流斜率di/dt缓慢上升。

[0310] 参照图14(b)，若利用开关导通电路(1)进行开启，则集电极-发射极间的电压会迅速下降并达到饱和电压Vce(sat)。若利用开关导通电路(2)进行开启，则与利用开关导通电路(1)的情况相比，会以较长时间缓慢地下降，并达到饱和电压Vce(sat)。

[0311] 由于IGBT的开启损耗是集电极电流的上升电流量与集电极-发射极间电压的下降电流量之积，因此使用开关导通电路(1)时的开启损耗Esw(on)1比使用开关导通电路(2)时的开启损耗Esw(on)2要少。

[0312] 以上对开关导通电路(1)和开关导通电路(2)进行切换的控制单元3的动作细节如下。

[0313] 参照图9，控制单元3内的转换控制部10进行电压转换比的负反馈运算，并输出IGBT1和IGBT2的导通占空比的目标量Lduty。

[0314] 接着，栅极PWM生成部11输入Lduty，进行脉宽调制。另外，生成栅极PWM信号Gpwm1、Gpwm2、Gpwm3、Gpwm4，并输出到栅极驱动部12。

[0315] 此外，利用电感器电流IL的值，将选择开关导通电路(1)和开关导通电路(2)中的某一个的切换信号DCse1输出到栅极驱动部12。

[0316] 栅极驱动部12的详细结构如图10所示。图10以构成栅极驱动部12的四个独立的栅极驱动电路121、122、123、124中的一个为代表，将其表示为栅极驱动电路12x。上述独立的栅极驱动电路121、122、123、124的结构和动作相同，栅极驱动电路121对应于IGBT1，122对应于IGBT2，123对应于IGBT3，124对应于IGBT4。

[0317] 栅极驱动电路12x使开关导通电路(1)24、开关导通电路(2)25、开关截止电路26中的某一个动作，产生并输出栅极驱动信号8。

[0318] 开关导通电路(1)24由小信号用的场效应晶体管等半导体开关241和电路电阻242构成。同样，开关导通电路(2)25由半导体开关251和电路电阻252构成，开关截止电路26由半导体开关261和电路电阻262构成。这里为(电路电阻242的电阻值)＜(电路电阻252的电阻值)的关系。

[0319] 若将栅极PWM信号Gpwm输入到栅极驱动电路12x，则在内部将其传输到信号缓冲器21、信号缓冲器(反转)22。信号缓冲器21是对半导体开关241、251进行控制、使得在栅极PWM信号Gpwm的逻辑为开关导通逻辑时使半导体开关241、251闭合、而在开关截止逻辑时使半导体开关241、251断开的放大电路。

[0320] 当Gpwm为开关导通逻辑时，半导体开关241和半导体开关251中的任何一个闭合，栅极驱动信号8(Gate)的电压为电源电压VD。由此，对应的转换主电路2内的IGBT开关导通。

[0321] 当Gpwm为开关截止逻辑时，半导体开关261闭合，栅极驱动信号8(Gate)的电压与集电极电位相等。由此，对应的转换主电路2内的IGBT开关截止。

[0322] 这里，利用电路切换器23来选择使半导体开关241和半导体开关251中的某一个闭合。

[0323] 将信号缓冲器21的输出和切换信号DCse1输入到电路切换器23，选择使开关导通电路(1)24和开关导通电路(2)25中的哪一个动作，从而传输控制信号，使得所选择一侧的开关导通电路内的半导体开关闭合。

[0324] 开关切换器23内的开关导通电路的选择以图11所示的方式来进行。

[0325] 图11示意性表示对应于电感器电流IL(绝对值)来选择开关导通电路中的某一个的说明图。图11中，开关导通电路的切换利用与电感器电流IL相关的宽度ΔILh的滞后来进行。

[0326] 即，若在选择了开关导通电路(2)25的状态下、电感器电流的绝对值达到｜ILt｜A以上，则切换为选择开关导通电路(1)24。此外，若在选择了开关导通电路(1)24的状态下、电感器电流的绝对值不足(｜ILt｜-ΔILh)A，则切换为选择开关导通电路(2)25。

[0327] 即，当电感器电流的绝对值变大并上升到第一阈值｜ILt｜A以上时，利用电路电阻值较低的开关导通电路(1)24来动作，当电感器电流的绝对值变小并减小到不足第二阈值(｜ILt｜-ΔILh)A时，利用电路电阻值较高的开关导通电路(2)25来动作。

[0328] 开关导通电路(1)24中，IGBT的栅极电荷充电速度较快，而在开关导通电路(2)25中，IGBT的栅极电荷充电速度较慢。由此，IGBT开启时的电流、电压的波形成为上述图14所示那样。

[0329] 在以上所示的动作中，控制单元3基于电感器电流IL与阈值的大小关系来切换IGBT4～IGBT1开启动作时的开关导通电路，输出Gate1到Gate4的栅极驱动信号。这里，对于开启动作时的开关导通电路的切换，在电感器电流IL的极性跨过零而切换成正极性和负极性的情况、以及维持在一个极性的情况下，由于IGBT和PiN二极管Di中产生的损耗量不同，使得整体观察DC/DC电压转换装置时，电压转换装置的功率半导体单元的产生损耗不连续，从而起到抑制产生过渡性的电压变动的作用。

[0330] 利用图15对该内容进行说明。图15(a)示出了电感器电流IL以及开关导通电路的切换，图15(b)示出了本实施方式中进行动作时的DC/DC电压转换装置的二次侧电压V2，图15(c)是现有的DC/DC电压转换装置的二次侧电压V2的时间波形，示出了由于DC/DC电压转换装置的负载量的变动使得电感器电流IL从负方向向正方向增加的情况。

[0331] 图15(c)的现有的DC/DC电压转换装置的二次侧电压V2的波形中，在电感器电流IL跨过零而从负极性变为正极性后，在电流IL再次向零变化的时刻Tf2，电压波形如点py1所示那样产生紊乱。此外，在电感器电流IL进一步向正方向增加、并且即使有脉动也不会跨过零的时刻Tf4，如点py2所示，电压波形产生紊乱。

[0332] 另一方面，本实施方式中进行动作时的DC/DC电压转换装置的二次侧电压V2如图15(b)所示。

[0333] 图15(a)的电感器电流IL在各开关模式的中间的时刻(电流波形中的圆圈标记)，由微处理器或者电子电路(省略图示)等来进行采样，并输入到控制单元3，用于开关导通电路(1)和开关导通电路(2)的切换判定。

[0334] 切换的判定条件如图11所示，在时刻Tf1从开关导通电路(1)切换为开关导通电路(2)。

[0335] 接着，若电感器电流IL进一步向正方向增加，则在时刻Tf3从开关导通电路(2)切换为开关导通电路(1)。

[0336] 通过该动作，使得时刻Tf2下的电压波形的紊乱减小到点pz1所示的程度。此外，时刻Tf4下的紊乱也减小到点pz2所示的程度。

[0337] 如上所述，根据本实施方式，在电感器电流IL的极性跨过零而切换成正极性和负极性的情况、以及维持在一个极性的情况下，能够降低由于IGBT和PiN二极管Di中产生的损耗量不同而产生的过渡性的电压变动。

[0338] 实施方式2

[0339] 以下，利用图16到图17对本发明实施方式2所涉及的DC/DC电压转换装置进行说明。

[0340] 本发明实施方式2所涉及的DC/DC电压转换装置除了控制单元3内的栅极PWM生成部11的动作以外，与之前的实施方式1的DC/DC电压转换装置的情况相同，因此以下对与实施方式1相同的结构、动作、作用的部分适当省略其说明。

[0341] 首先，图16是示意性表示本发明的实施方式2中的电感器电流IL与开关频率切换的关系的说明图。

[0342] 图16中，开关频率的切换利用与电感器电流IL相关的宽度ΔILh的滞后来进行。

[0343] 即，若在选择了开关频率fsw(2)的状态下，电感器电流的绝对值达到｜Ilta｜A以上，则切换为以开关频率fsw(1)进行动作。此外，若在选择了开关频率fsw(1)的状态下，电感器电流的绝对值不足(｜ILta｜-ΔILha)A，则切换为以开关频率fsw(2)进行动作。

[0344] 这里，开关频率fsw满足fsw(2)为高频、即fsw(2)＞fsw(1)的关系。

[0345] 即，当电感器电流的绝对值变大并上升到｜ILta｜A以上时，栅极PWM生成部11以频率较低的开关频率fsw(1)来生成并输出栅极PWM信号，而当电感器电流的绝对值变小并减小到不足(｜ILta｜-ΔILha)A时，栅极PWM生成部11以频率高于开关频率fsw(1)的开关频率fsw(2)来生成并输出栅极PWM信号。

[0346] 若开关频率变高，则单位时间内的开关次数增加，因此开关元件、整流元件双方的损耗增加。

[0347] 另一方面，如实施方式1中说明的那样，在电感器电流IL维持在正极性的情况、以及跨过零而切换成正极性和负极性的情况下，差异在于是否在IGBT中产生开启损耗Esw(on)、以及是否在PiN二极管Di中产生反向恢复损耗Err，因而IGBT和PiN二极管Di中产生的损耗量不同，因此功率半导体单元的产生损耗不连续。

[0348] 本实施方式中，除了进行实施方式1中的开关导通电路的切换动作以外，还进行开关频率的切换，因而能进一步抑制功率半导体单元的产生损耗的不连续，防止产生过渡性的电压变动。

[0349] 利用图17对该内容进行说明。图17(a)示出了电感器电流IL以及开关频率、开关导通电路的切换，图17(b)是本实施方式中进行动作时的DC/DC电压转换装置的二次侧电压V2的时间波形，示出了由于DC/DC电压转换装置的负载量的变动而使得电感器电流IL从负方向向正方向增加的情况。

[0350] 图17(a)的电感器电流IL在电流波形中的圆圈标记的时刻，由微处理器或者电子电路(省略图示)等来进行采样，并输入到控制单元3，用于开关导通电路(1)和开关导通电路(2)的切换判定以及开关频率fsw(1)和开关频率fsw(2)的切换判定。

[0351] 图17中为了简化图示，设定为｜ILt｜与｜ILta｜相等，且ΔILh与ΔILha相等。

[0352] 开关频率切换的判定条件如图16所示，在时刻Tf1a进行将开关频率切换为fsw(2)的切换判定，在时刻Tf2a以后反映为实际的PWM波形。

[0353] 接着，若电感器电流IL进一步向正方向增加，则在时刻Tf3a进行将开关频率切换为fsw(1)的判定，并在时刻Tf4a以后反映为实际的PWM波形。

[0354] 同样地，在时刻Tf1a、时刻Tf3a进行开关导通电路(1)和开关导通电路(2)的切换。

[0355] 通过上述动作，时刻Tf2a下的电压波形的紊乱、时刻Tf4a下的电压波形的紊乱分别如点px1、px2所示，与图15(b)所示的实施方式1相比得到了进一步的降低。

[0356] 实施方式3

[0357] 以下，利用图18到图20对本发明实施方式3所涉及的DC/DC电压转换装置进行说明。

[0358] 本发明的实施方式3所涉及的DC/DC电压转换装置不使用由Si材料制成的双极型的PiN二极管来作为转换主电路2的整流元件即二极管Di4a、Di3a，而使用带隙更大的碳化硅(SiC、碳化硅)材料的单极型(单极半导体)肖特基势垒二极管(SBD)。

[0359] 除了转换主电路2的结构、动作以外，与之前的实施方式1的DC/DC电压转换装置的情况相同，因此以下对与实施方式1相同的结构、动作、作用的部分适当省略其说明。

[0360] 首先，参照图18进行说明。图18示出了本实施方式的转换主电路2的结构，功率半导体单元PU1～PU4的二极管Di1、Di2、Di3a、Di4a的整流元件中、转换主电路2的靠近二次侧的正极侧P2的二极管Di3a、Di4a为SiC材料的肖特基势垒二极管，靠近负极侧N2的二极管Di1、Di2为Si材料的PiN二极管。

[0361] 如实施方式1中说明的那样，由于使IGBT1与IGBT4、IGBT2与IGBT3以互补的逻辑来进行开关，因此当IGBT1开启时，与IGBT4反向并联连接的肖特基势垒二极管Di4a的恢复电流叠加到IGBT1的导通电流中，从而对开启损耗Esw(on)的量产生影响。

[0362] 此外，当IGBT2开启时，与IGBT3反向并联连接的肖特基势垒二极管Di3a的恢复电流叠加到IGBT2的导通电流中，从而对开启损耗Esw(on)的量产生影响。

[0363] 这里，利用图19、图20对使用Si制PiN二极管作为二极管的情况、以及使用SiC制肖特基势垒二极管的情况下的IGBT开启波形的差异进行说明。

[0364] 图19是使用Si制PiN二极管的情况下的IGBT开启时的波形，图19(a)是集电极电流波形，图19(b)是集电极-发射极间电压波形。

[0365] 开启后，集电极-发射极间电压下降，达到饱和电压Vce(sat)。集电极电流以斜率di/dt上升，并在过冲后收敛于规定值。该过冲是由于进行互补动作的Si制PiN二极管的恢复电流的叠加而产生的。

[0366] 图20是使用SiC制肖特基势垒二极管的情况下的IGBT开启时的波形，图20(a)是集电极电流波形，图20(b)是集电极-发射极间电压波形。

[0367] 与图19(b)同样，开启后，集电极-发射极间电压下降，达到饱和电压Vce(sat)。在与图19的对比中，使用于使IGBT开启的栅极电容的电荷充电速度相同，集电极电流以和图19(a)相同的斜率di/dt上升。然而，没有产生过冲。这是因为，SiC制肖特基势垒二极管是单极型的整流元件，仅电子起到电荷载流子(载流子)的作用，因此二极管反向偏置时几乎不会有恢复电流流过。

[0368] 在IGBT开启时，比起使用Si制PiN二极管，使用SiC制肖特基势垒二极管时，二极管的恢复电流更少，集电极电流的上升电流量与集电极-发射极间电压的下降电流量之积、即IGBT的开启损耗Esw(on)降低。

[0369] 在将DC/DC电压转换装置1装入图24的混合动力汽车、电动汽车的电气驱动系统中、并在一次侧端子P1、N1应用镍氢电池、锂离子电池等可充放电的充电电池的情况下，根据存在于电池中的内部电阻分量、以及电池处于放电状态还是充电状态，即使在输出相同绝对值的电流量的情况下，电池的端子电压也会有很大区别。

[0370] 即，即使是处理相同的二次电压、相同绝对值的电流量的情况，根据DC/DC电压转换装置1是在进行从一次侧向二次侧供电的升压供电动作、还是从二次侧向一次侧供电的降压恢复动作，一次侧的电压也会有很大不同，在升压供电动作中，一次侧电压较低，而在降压恢复动作中，一次侧电压较高。

[0371] 因此，在处理相同的二次电压、相同绝对值的电流量的情况下，在DC/DC电压转换装置1的升压供电动作中，升压比V2/V1变高，而在降压恢复动作中，升压比V2/V1变低。因此，对于一次侧电流，升压比V2/V1较高的升压供电动作与升压比V2/V1较低的降压恢复动作相比，一次侧电流较多，开关元件、整流元件的损耗变多。

[0372] 如上所述，在本实施方式中，应用SiC制肖特基势垒二极管来作为二极管Di3a、Di4a，以降低升压供电动作中主要负责开关的IGBT1、IGBT2的开启损耗Esw(on)。

[0373] 因此，进一步抑制了由DC/DC电压转换装置1的负载量大小引起的功率半导体单元的产生损耗的不连续程度，能进一步减小因电感器的导通电流IL极性的采取方式的不同而产生的过渡性的电压变动。

[0374] 此外，还获得了如下效果：即，降低了开关元件、整流元件双方的损耗，提高了DC/DC电压转换装置的动作效率，扩大了可处理的输出功率容量，增加了功率密度。

[0375] 实施方式4

[0376] 以下，利用图21、图22对本发明实施方式4中的DC/DC电压转换装置进行说明。

[0377] 本发明实施方式3所涉及的DC/DC电压转换装置除了控制单元3内的栅极驱动部12的结构、动作以外，与之前的实施方式1到实施方式3的DC/DC电压转换装置的情况相同，因此以下对与实施方式1到实施方式3相同的结构、动作、作用的部分适当省略其说明。另外，本实施方式中使用了实施方式3中说明的图18所示的转换主电路2。

[0378] 本实施方式中，构成栅极驱动部12的四个单独的栅极驱动电路(1)121、栅极驱动电路(2)122、栅极驱动电路(3)123、栅极驱动电路(4)124中、与IGBT1、IGBT2相对应的栅极驱动电路(1)121、栅极驱动电路(2)122的结构如图21所示。

[0379] 与IGBT3、IGBT4相对应的栅极驱动电路(3)123、栅极驱动电路(4)124的结构如图22所示。

[0380] 图21的栅极驱动电路(1)121、栅极驱动电路(2)122、与图22的栅极驱动电路(3)123、栅极驱动电路(4)124的开关导通电路(1)24a，24b、开关导通电路(2)25a，25b内的电路电阻242a、252a、242b、252b的电阻值不同，

[0381] (电路电阻242a的电阻值)＜(电路电阻252a的电阻值)

[0382] (电路电阻242b的电阻值)＜(电路电阻252b的电阻值)

[0383] 除了上述关系以外，还满足(电路电阻242b的电阻值)＜(电路电阻242a的电阻值)以及

[0384] (电路电阻252b的电阻值)＜(电路电阻252a的电阻值)的关系。

[0385] 即，栅极驱动电路(3)123、栅极驱动电路(4)124的开关导通电路(1)24b、开关导通电路(2)25b的电路电阻值分别小于栅极驱动电路(1)121、栅极驱动电路(2)122的开关导通电路(1)24a、开关导通电路(2)25a的电路电阻值，且IGBT3、IGBT4的栅极电容的电荷充电速度高于IGBT1、IGBT2的栅极电容的电荷充电速度。

[0386] 本实施方式的转换主电路2的结构如图18所示，使用SiC材料的肖特基势垒二极管作为二极管Di3a、Di4a，并使用Si材料的PiN二极管作为二极管Di2、Di1。由此，肖特基势垒二极管Di3a、Di4a的恢复电流极少，IGBT1、IGBT2中因恢复电流的叠加而产生的开启损耗ESW(on)几乎不会增加。

[0387] 另一方面，由于PiN二极管Di1、Di2为双极型元件，因此会有恢复电流流过，该恢复电流产生叠加，使得IGBT3、IGBT4的开启损耗ESW(on)变多。

[0388] 由此，在使用相同电路电阻值来使栅极驱动电路进行开启动作的情况下，IGBT3、IGBT4的开启损耗ESW(on)多于IGBT1、IGBT2。与此相对，若将栅极驱动电路(121～124)的电路电阻值设定为上述关系，使得IGBT3、IGBT4的栅极电容的电荷充电速度高于IGBT1、IGBT2的栅极电容的电荷充电速度，则会以较高的电流斜率di/dt迅速上升，因此，相比于IGBT3、IGBT4的开启损耗ESW(on)之差变小。

[0389] 由此，在如图18的转换主电路2的结构那样、二极管Di3、Di4为SiC材料的肖特基势垒二极管、二极管Di2、Di1为Si材料的PiN二极管的情况下，也能缩小IGBT3、IGBT4相对于IGBT1、IGBT2的产生损耗之差，因此，在升压供电动作和降压恢复动作期间，即使在短时间内产生较大的负载量的变化，也能抑制功率半导体单元的产生损耗的不连续程度，能够减小过渡性的电压变动。

[0390] 此外，还能获得如下效果：即，相对于Si材料，减少了高成本的SiC材料的半导体使用量(仅二极管Di3、Di4使用SiC材料)，抑制了成本的增加，并且降低了开关元件、整流元件双方的损耗，提高了DC/DC电压转换装置的动作效率，扩大了可处理的输出功率容量，增加了功率密度。

[0391] 实施方式5

[0392] 以下，利用图23对本发明实施方式5中的DC/DC电压转换装置进行说明。

[0393] 除了转换主电路2的结构、动作以外，与之前的实施方式1的DC/DC电压转换装置的情况相同，因此以下对与实施方式1相同的结构、动作、作用的部分适当省略其说明。

[0394] 参照图23，本实施方式的DC/DC电压转换装置将带隙比Si材料更大的SiC材料的单极型元件应用于转换主电路2的各功率半导体单元PU1～PU4的所有整流元件、开关元件。

[0395] 即，使用由SiC材料制成的肖特基势垒二极管(SBD)来作为整流元件(二极管)Di1a、Di2a、Di3a、Di4a。此外，使用由SiC材料制成的MOS-FET代替IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4来作为开关元件FET1、FET2、FET3、FET4。

[0396] 若采用本实施方式这样的转换主电路2的结构，则能获得如下效果：即，能抑制因DC/DC电压转换装置1的负载量大小而引起的功率半导体单元的产生损耗的不连续程度，从而能减小过渡性的电压变动，并且降低了开关元件、整流元件双方的损耗，提高了DC/DC电压转换装置的动作效率，扩大了可处理的输出功率容量，增加了功率密度。

[0397] 此外，由于开关元件、整流元件均为单极型元件，因此能将开启动作、切断动作下的电流斜率di/dt设定得比使用Si材料的双极型元件高，因此能使开关元件、整流元件以高频进行动作。因此，能获得如下效果：即，能使DC/DC电压转换装置中所使用的电容器、电感器等无源元器件小型化，因而能使DC/DC电压转换装置本身小型化、轻量化，提高功率密度。

[0398] 根据本发明的DC/DC电压转换装置，在转换主电路进行动作时，在电感器的导通电流仅为正或负的其中一方的情况下，切换开关导通时的驱动电路，来增加开关元件的栅极电容的电荷充电速度。

[0399] 因此，抑制了因DC/DC电压转换装置的负载量变多、电感器的导通电流维持在正或者负的其中一个极性所产生的开关元件的开启动作而引起的开关损耗的增加，从而能抑制因电感器的导通电流极性的获得方式(跨过零而切换正负/维持在正或负极性)不同引起DC/DC电压转换装置的功率半导体单元的产生损耗不连续而产生的过渡性的电压变动(DC/DC电压转换性能的变差)，其中，所述电感器的导通电流极性的获得方式根据DC/DC电压转换装置的负载量的大小不同而不同。

[0400] 此外，串联连接的功率模块的多对(两对以上)功率半导体单元中，至少转换主电路的二次侧端子的高电位侧节点附近的半数功率半导体单元的整流元件使用由带隙比Si材料制成的整流元件要大的单极型半导体制成的整流二极管。

[0401] 在对转换主电路的二次侧端子的低电位侧节点附近的开关元件进行开关、来从电压转换装置的一次侧向二次侧供电的升压供电动作中，降低了开关元件开启动作时的开关损耗，并进一步缓和了因DC/DC电压转换装置的负载量大小而引起的功率半导体单元的产生损耗的不连续程度，因此能进一步缩小因电感器的导通电流的极性的获得方式的不同而产生的过渡性的电压变动(DC/DC电压转换性能的变差)。

[0402] 此外，能获得如下效果：即，降低了开关元件、整流二极管双方的损耗，提高了DC/DC电压转换装置的动作效率，扩大了可处理的输出功率容量，增加了功率密度。

[0403] 此外，根据本发明的DC/DC电压转换装置，能获得如下效果：即，由于使用带隙比Si要大的半导体材料来构成功率半导体单元的开关元件、整流元件，因此实际应用的半导体接合部温度的上限较现有的Si材料制成的开关元件、整流元件得到了提高，因此扩大了DC/DC电压转换装置可处理的输出功率容量，提高了功率密度。

[0404] 这是因为，即使增加输出功率，功率器件中产生的损耗增加，使得半导体接合部温度进一步升高，开关元件、整流元件的特性也不会变差，不会阻碍耐热性能的提高。

[0405] 以上，利用实施方式1到实施方式5对与本发明有关的实施方式进行了说明，但这仅仅是对本发明的较佳实施方式进行的例示。

[0406] 本发明并不限于这些实施方式的结构、动作，只要在本发明的范围内，也可以变更为其它结构、动作来加以实施。

[0407] 当然，本发明也包含上述各实施方式所有可能的组合。

[0408] 标号说明

[0409] 1           DC/DC电压转换装置

[0410] 2           转换主电路

[0411] 3           控制单元

[0412] 4           直流电源

[0413] 5           电气设备

[0414] 6           滤波器

[0415] 10          转换控制部

[0416] 11          栅极PWM生成部

[0417] 12x         栅极驱动电路

[0418] 12          栅极驱动部

[0419] 13          栅极电源电路

[0420] 21、22        信号缓冲器

[0421] 23          电路切换器

[0422] 24        开关导通电路(1)

[0423] 25     开关导通电路(2)

[0424] 26     开关截止电路

[0425] 121～124      栅极电源电路(1～4)

[0426] 241    半导体开关

[0427] 242，242a，242b    电路电阻

[0428] 251         半导体开关

[0429] 252，252a，252b  电路电阻

[0430] 261          半导体开关

[0431] 262          电路电阻

[0432] C0          能量转移用电容器

[0433] C1，C2        滤波电容器

[0434] Di，Di1～Di4  PiN二极管

[0435] Di3a，Di4a   肖特基势垒二极管

[0436] FET1～FET4    开关元件

[0437] L        电感器

[0438] N1，N2    负极侧端子

[0439] P1，P2    正极侧端子

[0440] PU1～PU4    功率半导体单元