本发明公开了射频功率放大器领域的一种多模可配置Class AB功率放大器，用以解决目前射频功率放大器研究中存在的问题。该功率放大器可自动调节工作模式，包括低功耗工作模式、中等功耗工作模式和高功耗工作模式三种工作模式。该功率放大器由可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分以及功率检测和控制部分组成；其中，功率检测和控制部分分别与可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分相连接，可配置阻抗转换部分与功率检测和控制部分、功率放大部分相连接，可配置功率驱动部分和可配置功率放大部分相连接。本发明提出的一种多模可配置Class AB功率放大器，能够有效地提高效率，降低功耗，且覆盖频带宽。
1.一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述功率放大器根据峰均比的变化，自动调节所述功率放大器的工作模式，其中，所述功率放大器有低功耗工作模式、中等功耗工作模式和高功耗工作模式三种工作模式；
所述功率放大器由可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分以及功率检测和控制部分组成；
所述功率检测和控制部分分别与所述可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分相连接，用于检测输入功率的大小，并和两个固定电平相比较，决定功率放大器处于何种工作模式；
所述可配置阻抗转换部分与所述功率检测和控制部分、功率放大部分相连接，用于切换功率放大器的工作模式；
所述可配置功率驱动部分和可配置功率放大部分相连接，其中所述可配置功率驱动部分用于对信号的功率预放大，所述可配置功率放大部分用于对信号的最终放大。
2.根据权利要求1所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述可配置功率驱动部分，由1M-22M晶体管和1R-6R电阻组成，它采用基于Cherry-Hopper的宽带放大器结构，包含跨导放大级和跨阻放大级；
所述跨导放大级由所述1M-18M晶体管、所述1R-4R电阻组成；所述1M-12M晶体管构成差分cascode结构，其中，所述1M-6M晶体管为共源放大晶体管，所述7M-12M晶体管为共栅晶体管，所述3R-4R电阻为负载电阻，所述13M-18M晶体管为负载电流源，所述1M-6M晶体管经所述栅极1R-2R电阻后接偏置电压VB端，并且所述1M-18M晶体管尺寸可调节，实现跨导放大级跨导的可配置；
所述跨阻放大级由所述19M-22M晶体管以及所述5R-6R电阻构成自偏置反相器结构，并且所述19M-22M晶体管尺寸1:2可配置，实现功率驱动级增益和带宽的灵活配置；
所述可配置功率放大部分，由23M-34M晶体管和7R-8R电阻构成，电路为差分cascode结构；
其中，所述23M-28M晶体管采用薄栅晶体管，实现较高跨导效率，所述29M-34M晶体管采用厚栅晶体管，具有较高的耐压性能和良好的输入-输出隔离度，所述23M-28M晶体管经栅极7R-8R电阻后接偏置电压VCS端，所述29R-34R晶体管接偏置电压VCG端。
3.根据权利要求1所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述可配置阻抗转换部分，采用抽头电容谐振器作为匹配网络，由0L电感，1C-6C电容阵列以及Balun组成；
所述可配置阻抗转换部分通过所述0L电感和所述1C-6C电容阵列实现阻抗匹配，完成
其中，所述0L电感为差分抽头电感，接在所述29M-34M晶体管漏极，节约两个片外Choke电感；
所述1C-2C电容阵列接在所述29M-34M晶体管漏极，调节频率的变化；
所述3C-4C电容阵列的一端分别与所述0L电感的差分两端相连接，另一端分别与所述
所述Balun从所述3C-4C和5C-6C电容阵列中间抽头连接，实现输出差分到单端的转换；
所述多模Class AB功率放大器在不同工作模式之间切换时，所述3C-6C电容阵列的大小也随之改变以实现匹配阻抗的改变。
4.根据权利要求1所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述功率检测和控制部分，分为功率检测部分和控制部分；
所述功率检测部分由平均功率检测电路1、平均功率检测电路2、放大器、比较器1、比较器2、比较器3和比较器4组成；
所述功率控制部分由译码单元组成，所述译码单元由数字逻辑门组成，用于实现控制信号的改变；
所述平均功率检测电路1的输入连接到功率放大部分的输入上,其输出Vpout1连接到所述比较器1和比较器2的输入上,与不同的参考电平VRP1和VRP2进行比较；
所述比较器1和比较器2的输出分别连接到所述比较器3和比较器4的输入上；
所述比较器3、比较器4将所述比较器1、比较器2的输出转化为数字逻辑信号；
所述平均功率检测电路2没有输入信号，其输出Vpout2连接到所述放大器的输入；
所述放大器差分输入的另一端连接到一个固定的参考电平VCM上，所述放大器的输出反馈到所述49M晶体管和55M晶体管的栅端,保证了在有工艺偏差时,平均功率检测电路
所述比较器3和比较器4的输出连接到译码单元的输入,译码单元根据其输入的逻辑值来控制功率放大器工作模式的改变。
5.根据权利要求4所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述平均功率检测电路1由44M-49M晶体管、9R-12R电阻和7C电容组成；信号输入端差分电压Vip、Vin同时也分别通过隔直电容接在所述44M-45M晶体管的栅极,同时偏置电压VB1通过9R-10R电阻与所述44M-45M晶体管栅极相连接，所述46M晶体管构成的电流源负载，和所述47M晶体管共同作为所述44M-45M晶体管的负载；所述11R电阻和7C电容构成的低通滤波器连接在所述44M-45M晶体管的漏级后面；所述48M晶体管根据一定的比例将电流从所述47M晶体管拷贝到所在支路上,该电流与从所述49M晶体管注入的电流一起通过所述12R电阻，在12R电阻上形成了输出电压Vpout1；
所述平均功率检测电路2由50M-55M晶体管、13R-16R电阻和8C电容组成；所述
50M-51M晶体管没有输入信号，偏置电压VB2通过所述13R-14R电阻与50M-51M晶体管的栅极相连接，所述52M晶体管构成的电流源负载,和所述53M晶体管共同作为所述50M-51M晶体管的负载；所述15R电阻和8C电容构成的低通滤波器连接在所述50M-51M晶体管的漏级后面，所述54M晶体管根据一定的比例将电流从所述53M晶体管拷贝到所在支路上，该电流与从所述55M晶体管注入的电流一起通过16R电阻，在所述16R电阻上形成了输出电压Vpout2。
6.根据权利要求4所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述放大器由35M-43M晶体管组成；所述输出电压Vpout2连接到所述放大器差分输入的一端，所述放大器差分输入的另一端接到固定的参考电平VCM上；在所述放大器中，所述37M晶体管为两个输入35M-36M晶体管提供偏置电流，所述35M晶体管、36M晶体管、40M晶体管和41M晶体管构成折叠共源共栅结构，其中所述35M-36M晶体管为差分共源晶体管，所述40M-41M晶体管为差分共栅晶体管，流过所述35M-36M晶体管的电流和流过所述40M-41M晶体管的电流之和等于流过所述38M-39M晶体管的电流，所述42M-43M晶体管构成共源共栅电流源负载；所述放大器的输出连接到所述49M-55M晶体管的栅端。
7.根据权利要求4所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述比较器1由56M-62M晶体管组成；所述比较器1差分输入的两端分别接所述输出电压Vpout1和固定参考电平VRP1，所述56M-57M晶体管作为差分输入管，38M晶体管作为尾电流源提供静态电流偏置，所述59M-60M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述61M-62M晶体管共同作为所述比较器1的负载；所述比较器1的差分输出连接到所述比较器3的差分输入上；
所述比较器2由74M-80M晶体管组成；所述比较器2差分输入的两端分别接所述输出电压Vpout2和固定参考电平VRP2，所述74M-75M晶体管作为差分输入管，76M晶体管作为尾电流源提供静态电流偏置，所述79M-80M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述81M-82M晶体管共同作为所述比较器2的负载；所述比较器2的差分输出连接到所述比较器4的差分输入上；
所述比较器3由63M-73M晶体管组成，所述比较器3为一个两级比较器，第一级的差分输入管是所述63M-64M晶体管，所述65M晶体管提供静态电流偏置，所述66M-67M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述68M-69M晶体管共同作为第一级的负载；第二级差分输入、单端输出，所述70M-71M晶体管作为输入管，由所述
72M-73M晶体管组成的电流镜作为第二级的负载，并实现了单端输出；
所述比较器4由81M-91M晶体管组成；所述比较器4是个两级比较器，第一级的差分输入管是所述81M-82M晶体管，所述83M晶体管提供静态电流偏置，所述84M-85M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述86M-87M晶体管共同作为第一级的负载；第二级差分输入、单端输出，所述88M-89M晶体管作为输入管，由所述
90M-91M晶体管组成的电流镜作为第二级的负载，并实现了单端输出。
8.根据权利要求4所述的一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述译码单元由数字逻辑门电路组成，所述译码单元的输入连接到所述比较3和比较器4的输出上，其输出连接到所述可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分和可配置阻抗转换部分相应的控制开关上。
一种多模可配置Class AB功率放大器
技术领域
[0001] 本发明涉及射频功率放大器领域，特别涉及一种双带多模可配置Class AB功率放大器装置。
背景技术
[0002] 目前Wi-Fi(Wireless Fidelity)在远程视频监控、无线医疗、智能家居和物联网等领域已得到广泛应用。与ZigBee(全新无线网络数据通信技术)、蓝牙相比，Wi-Fi在传输数据率和传输距离方面都具有很大优势，可以在半径100m范围内进行视频及其他多媒体业务，但是低功耗一直是制约Wi-Fi手持设备应用的主要难题。
[0003] 面对无线收发机的复杂工作环境，如带外和临道的强干扰信号、信号信道的剧烈衰减等，传统的无线收发机设计必须针对最恶劣的应用环境进行设计，因而会付出大功耗。由于Wi-Fi的应用场景十分广泛，如果仍按传统方法进行设计，大多数情况下Wi-Fi收发机将处于过剩的工作状态；并且Wi-Fi协议采用了复杂的正交频分复用技术(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)调制方式，实际应用中功率放大器(power amplifier，PA)的功率回退也会急剧增加芯片的功耗。
[0004] 目前无线通信系统向着低功率，高效率，高可靠性等方向发展， 为了降低功耗和减小形状，高集成度是必需的。因此，用一种较为廉价的技术将无线收发机上更多的元件集成在片上是大势所趋。所以，目前越来越多的关注集中到互补金属氧化物半导体功率放大器(Complementary Metal Oxide Semiconductor Power Amplifier，CMOS PA)上。尽管目前有一些技术上的进步使得全集成的CMOS PA成为可能，但是实现全集成的CMOS PA仍然是用互补金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide Semiconductor，CMOS)实现一个完整的射频芯片系统所面临的主要困难之一。主要原因有：1)CMOS技术尺寸缩小所导致的电源电压和晶体管栅氧击穿电压的减小2)片上无源元器件和衬底的损耗。
[0005] 效率是PA设计最重要的指标之一，传统的设计仅仅在饱和输出功率达到最大效率。随着输出功率从饱和输出功率开始回退，PA的效率会急剧下降。但是在现在的无线通信系统中，功率回退是不可避免的。首先，考虑到节省电源功耗和减轻对其他用户的干扰，功率传输的量级远小于最大输出功率。发射机只在极其个别的情况下才会工作在最大功率输出状态。在大多数场合，PA要从最大输出功率处回退10-20dB。其次，为了更有效利用日益拥挤的频谱资源以及高数据率的要求，同时运用幅度调制和幅度调制技术成为一种必需。更进一步地是，在宽带系统中，在一个比较宽的带宽里，对多通道的抗干扰能力和SNR优化需要在较低的数据率有大量子载波。比如，IEEE802.11a/g使用了在最大数据率时用了52个子载波的正交频分复用(OFDM)技术。结果是使信号具有很大的峰均比。综合上面所提到 的原因，可以得出，在无线通信系统中PA需要具有多种工作模式并且在低输出功率时有很好的效率。
[0006] 为了支持更高的功率输出，2-5GHz Wi-Fi发射机的功耗也在持续增加，这对Wi-Fi手持设备造成了越来越大的困扰。在采用了OFDM调制方式的情况下，发射机不仅要在峰值功率处具有高效率也要在功率回退具有高效率以提高电源寿命。最近有很多关于提高PA功率回退效率的研究，但是在这些研究中，却很少涉及到将这些技术集成到一个完整的发射机系统中。
发明内容
[0007] 本发明的目的在于提出一种多模可配置Class AB功率放大器，用于解决目前功率放大器仅仅在最大输出功率时才能达到最大效率的问题。
[0008] 为解决上述目的，本发明提出了一种多模可配置Class AB功率放大器，其特征在于，所述功率放大器根据峰均比的变化，自动调节所述功率放大器的工作模式，[0009] 其中，所述功率放大器有低功耗工作模式、中等功耗工作模式和高功耗工作模式三种工作模式；
[0010] 所述功率放大器由可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分以及功率检测和控制部分组成；
[0011] 所述功率检测和控制部分分别与所述可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分相连接，用于检测输入功率的 大小，并和两个固定电平相比较，决定功率放大器处于何种工作模式；
[0012] 所述可配置阻抗转换部分与所述功率检测和控制部分、功率放大部分相连接，用于切换功率放大器的工作模式；
[0013] 所述可配置功率驱动部分和可配置功率放大部分相连接，其中所述可配置功率驱动部分用于对信号的功率预放大，所述可配置功率放大部分用于对信号的最终放大。
[0014] 所述可配置功率驱动部分，由1M-22M晶体管和1R-6R电阻组成，它采用基于Cherry-Hopper的宽带放大器结构，包含跨导放大级和跨阻放大级；
[0015] 所述跨导放大级由所述1M-18M晶体管、所述1R-4R电阻组成；所述1M-12M晶体管构成差分cascode结构，其中，所述1M-6M晶体管为共源放大晶体管，所述7M-12M晶体管为共栅晶体管，所述3R-4R电阻为负载电阻，所述13M-18M晶体管为负载电流源，所述1M-6M晶体管经所述栅极1R-2R电阻后接偏置电压VB端，并且所述1M-18M晶体管尺寸可调节，实现跨导放大级跨导的可配置；
[0016] 所述跨阻放大级由所述19M-22M晶体管以及所述5R-6R电阻构成自偏置反相器结构，并且所述19M-22M晶体管尺寸1:2可配置，实现功率驱动级增益和带宽的灵活配置；
[0017] 所述可配置功率放大部分，由23M-34M晶体管和7R-8R电阻构成，电路为差分cascode结构；
[0018] 其中，所述23M-28M晶体管采用薄栅晶体管，实现较高跨导效率，所述29M-34M晶体管采用厚栅晶体管，具有较高的耐压性能和 良好的输入-输出隔离度，所述23M-28M晶体管经栅极7R-8R电阻后接偏置电压VCS端，所述29R-34R晶体管接偏置电压VCG端。
[0019] 所述可配置阻抗转换部分，采用抽头电容谐振器作为匹配网络，由0L电感，1C-6C电容阵列以及巴伦(Balun)组成；
[0020] 所述可配置阻抗转换部分通过所述0L电感和所述1C-6C电容阵列实现阻抗匹配，完成50欧姆负载到功率放大器最优阻抗的变换；
[0021] 其中，所述0L电感为差分抽头电感，接在所述29M-34M晶体管漏极，节约两个片外Choke电感；
[0022] 所述1C-2C电容阵列接在所述29M-34M晶体管漏极，调节频率的变化；
[0023] 所述3C-4C电容阵列的一端分别与所述0L电感的差分两端相连接，另一端分别与所述5C-6C电容阵列相连接；
[0024] 所述Balun从所述3C-4C和5C-6C电容阵列中间抽头连接，实现输出差分到单端的转换；
[0025] 所述多模Class AB功率放大器在不同工作模式之间切换时，所述3C-6C电容阵列的大小也随之改变以实现匹配阻抗的改变。
[0026] 所述功率检测和控制部分，分为功率检测部分和控制部分；
[0027] 其中，所述功率检测部分与所述功率控制部分相连；
[0028] 所述功率检测部分由平均功率检测电路1、平均功率检测电路2、放大器、比较器1、比较器2、比较器3和比较器4组成；
[0029] 所述功率控制部分由译码单元组成，所述译码单元由数字逻辑门组成，用于实现控制信号的改变；
[0030] 所述平均功率检测电路1的输入连接到功率放大部分的输入上,其输出Vpout1连接到所述比较器1和比较器2的输入上,与不同的参考电平VRP1和VRP2进行比较；
[0031] 所述比较器1和比较器2的输出分别连接到所述比较器3和比较器4的输入上；
[0032] 所述比较器3、比较器4将所述比较器1、比较器2的输出转化为数字逻辑信号；
[0033] 所述平均功率检测电路2没有输入信号，其输出Vpout2连接到所述放大器的输入；
[0034] 所述放大器差分输入的另一端连接到一个固定的参考电平VCM上，所述放大器的输出反馈到所述49M晶体管和55M晶体管的栅端,保证了在有工艺偏差时,平均功率检测电路1的输出信号在输入信号为零时保持不变；
[0035] 所述比较器3和比较器4的输出连接到译码单元的输入,译码单元根据其输入的逻辑值来控制功率放大器工作模式的改变。
[0036] 所述平均功率检测电路1由44M-49M晶体管、9R-12R电阻和7C电容组成；信号输入端差分电压Vip、Vin同时也分别通过隔直电容接在所述44M-45M晶体管的栅极,同时偏置电压VB1通过9R-10R电阻与所述44M-45M晶体管栅极相连接，所述46M晶体管构成的电流源负载，和所述47M晶体管共同作为所述44M-45M晶体管的负载；所述11R电阻和7C电容构成的低通滤波器连接在所述44M-45M晶体管的漏级后面；所述48M晶体管根据一定的比例将电流从所述47M 晶体管拷贝到所在支路上,该电流与从所述49M晶体管注入的电流一起通过所述12R电阻，在12R电阻上形成了输出电压Vpout1；
[0037] 所述平均功率检测电路2由50M-55M晶体管、13R-16R电阻和8C电容组成；所述50M-51M晶体管没有输入信号，偏置电压VB2通过所述13R-14R电阻与50M-51M晶体管的栅极相连接，所述52M晶体管构成的电流源负载,和所述53M晶体管共同作为所述50M-51M晶体管的负载；所述15R电阻和8C电容构成的低通滤波器连接在所述50M-51M晶体管的漏级后面，所述54M晶体管根据一定的比例将电流从所述53M晶体管拷贝到所在支路上，该电流与从所述55M晶体管注入的电流一起通过16R电阻，在所述16R电阻上形成了输出电压Vpout2。
[0038] 所述放大器由35M-43M晶体管组成；所述输出电压Vpout2连接到所述放大器差分输入的一端，所述放大器差分输入的另一端接到固定的参考电平VCM上；在所述放大器中，所述37M晶体管为两个输入35M-36M晶体管提供偏置电流，所述35M晶体管、36M晶体管、40M晶体管和41M晶体管构成折叠共源共栅结构，其中所述35M晶体管、36M晶体管为差分共源晶体管，所述40M晶体管、41M晶体管为差分共栅晶体管，流过所述35M晶体管、36M晶体管的电流和流过所述40M晶体管、41M晶体管的电流之和等于流过所述38M晶体管、39M晶体管的电流，所述42M晶体管、43M晶体管构成共源共栅电流源负载；所述放大器的输出连接到所述49M晶体管和55M晶体管的栅端。
[0039] 所述比较器1由56M-62M晶体管组成；所述比较器1差分输入的两端分别接所述输出电压Vpout1和固定参考电平VRP1，所述56M-57M晶体管作为差分输入管，38M晶体管作为尾电流源提供静态电流偏置，所述59M-60M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述61M-62M晶体管共同作为所述比较器1的负载；所述比较器1的差分输出连接到所述比较器3的差分输入上；
[0040] 所述比较器2由74M-80M晶体管组成；所述比较器2差分输入的两端分别接所述输出电压Vpout2和固定参考电平VRP2，所述74M-75M晶体管作为差分输入管，76M晶体管作为尾电流源提供静态电流偏置，所述79M-80M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述81M-82M晶体管共同作为所述比较器2的负载；所述比较器2的差分输出连接到所述比较器4的差分输入上；
[0041] 所述比较器3由63M-73M晶体管组成，所述比较器3为一个两级比较器，第一级的差分输入管是所述63M-64M晶体管，所述65M晶体管提供静态电流偏置，所述66M-67M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述68M-69M晶体管共同作为第一级的负载；第二级差分输入、单端输出，所述70M-71M晶体管作为输入管，由所述72M-73M晶体管组成的电流镜作为第二级的负载，并实现了单端输出；
[0042] 所述比较器4由81M-91M晶体管组成；所述比较器4是个两级 比较器，第一级的差分输入管是所述81M-82M晶体管，所述83M晶体管提供静态电流偏置，所述84M-85M晶体管交叉耦合连接构成的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的所述86M-87M晶体管共同作为第一级的负载；第二级差分输入、单端输出，所述88M-89M晶体管作为输入管，由所述90M-91M晶体管组成的电流镜作为第二级的负载，并实现了单端输出。
[0043] 所述译码单元由数字逻辑门电路组成，所述译码单元的输入连接到所述比较3和比较器4的输出上，其输出连接到所述可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分和可配置阻抗转换部分相应的控制开关上。
[0044] 本发明提出的一种多模可配置Class AB功率放大器，其有益效果在于，与目前的多模多带功率放大器相比，能够检测出输入信号峰均比的变化下，自动调节功率放大器切换到不同的工作模式下，有效提高了功率回退时功率放大器的效率，并且能够覆盖较宽频段的应用。此外，在各个工作模式下，输出功率可灵活调节，能够有效地提高效率，降低功耗。
附图说明
[0045] 图1是一种多模可配置Class AB功率放大器核心部分电路图。
[0046] 图2是一种多模可配置Class AB功率放大器可配置阻抗转换部分电路图。
[0047] 图3是一种多模可配置Class AB功率放大器功率检测和控制部分 电路图。
[0048] 图4是功率放大器的效率随输出功率的变化曲线。图4(a)是传统的功率放大器的效率随输出功率的变化曲线。图4(b)是本发明功率放大器的效率随输出功率的变化曲线。
具体实施方式
[0049] 下面结合附图，对优选实施例作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
[0050] 本发明解决问题的思路是将功率放大器根据输出功率的大小分为多种模式，在每种模式下分别优化功率放大器的效率，从而使功率放大器在较宽的输出功率范围均可以保持较高的效率。
[0051] 图1是一种多模可配置Class AB功率放大器核心部分电路图。可以看出，本发明提出的一种多模可配置Class AB功率放大器主要分为可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分和功率检测和控制部分。图中详细表述可配置功率驱动部分和可配置功率放大部分的电路图，它们是本发明的核心部分。
[0052] 图中的可配置功率驱动部分和可配置功率放大部分包括34个MOS晶体管(M1-M34)和8个电阻(R1-R8)。它们之间的连接关系为：信号输入端差分电压Vip、Vin分别通过隔直电容接1M-3M晶体管、4M-6M晶体管的栅极，同时偏置电压VB通过1R-2R电阻分别与1M-3M晶体管、4M-6M晶体管的栅极相连接，1M-12M晶体管构成cascode结构，其中1M-3M晶体管、4M-6M晶体管为差分共源晶体管，7M-9M 晶体管、10M-12M晶体管为差分共栅晶体管，13M-18M晶体管构成cascode电流源负载，与并联3R-4R电阻一起作为跨导放大级的负载，1M-18M晶体管的尺寸可调节；跨阻放大级由19M-22M晶体管和5R-6R电阻构成自偏置的反相器结构，其中5R-6R电阻跨接在反相器结构的输入和输出端之间，19M-22M晶体管的尺寸1:2可配置；可配置功率驱动部分的差分输出端分别通过隔直电容接23M-25M晶体管、26M-28M晶体管的栅极，同时偏置电压VCS通过7R、8R电阻连接到23M-25M晶体管、26M-28M晶体管的栅极，29M-31M晶体管、32M-34M晶体管为可配置功率放大部分的共栅晶体管，它们的栅极接偏置电压VCG端，漏极接可配置阻抗转换部分，23M-34M晶体管的尺寸1:1:2可配置。
[0053] 图2是一种多模可配置Class AB功率放大器可配置阻抗转换部分电路图。
[0054] 可配置阻抗转换部分由6个电容阵列(C1-C6)、1个电感(L0)和Balun组成。其中，差分抽头0L电感的两端分别接在29M-31M晶体管和32M-34M晶体管的漏级；1C-2C电容阵列接在29M-31M晶体管、32M-34M晶体管的漏级,用来调节频率变化。3C-6C电容阵列和0L电感完成阻抗匹配，最终通过Balun实现输出差分到单端的转换。
[0055] 图3是一种多模可配置Class AB功率放大器功率检测和控制部分电路图。其中功率检测部分和功率控制部分由57个晶体管(M35-M91)、2个电容(C7-C8)、8个电阻(R9-R16)组成。
[0056] 信号输入端差分电压Vip、Vin同时也分别通过隔直电容接 44M-45M晶体管的栅极，同时偏置电压VB1通过9R-10R电阻与44M-45M晶体管的栅极相连接，46M晶体管构成的电流源负载，和采用二极管连接的47M晶体管共同作为44M-45M晶体管的负载。11R电阻和7C电容构成的低通滤波器连接在44M-45M晶体管的漏级后面。48M晶体管根据一定的比例将电流从47M晶体管拷贝到所在支路上,该电流与从49M晶体管注入的电流一起通过12R电阻，在12R电阻上形成了输出电压Vpout1。由于12R电阻的阻值在有工艺偏差时存在一定程度的偏差，为了保证在输入信号为零时Vpout1的值是固定的，因此，电路中引入了平均功率检测电路2和放大器组成的闭环。平均功率检测电路2中50M-51M晶体管没有输入信号，偏置电压VB2通过13R-14R电阻与50M-51M晶体管的栅极相连接，52M晶体管构成的电流源负载，和采用二极管连接的53M晶体管共同作为50M-51M晶体管的负载。15R电阻和8C电容构成的低通滤波器连接在50M-51M晶体管的漏级后面，54M晶体管根据一定的比例将电流从53M晶体管拷贝到所在支路上，该电流与从55M晶体管注入的电流一起通过
16R电阻，在16R电阻上形成了输出电压Vpout2。Vpout2连接到放大器差分输入的一端，放大器差分输入的另一端接到固定的参考电平VCM上。在该放大器中，37M晶体管为两个输入35M-36M晶体管提供偏置电流，35M晶体管、36M晶体管、40M晶体管和41M晶体管构成折叠cascode结构，其中35M晶体管、36M晶体管为差分共源晶体管，40M晶体管、41M晶体管为差分共栅晶体管，流过35M晶体管、36M晶体管的电流和流过40M晶体管、41M晶体管的电流之和等于流过38M晶体管、39M 晶体管的电流，42M-43M晶体管构成cascode电流源负载。
放大器的输出连接到49M晶体管和55M晶体管的栅端。比较器1差分输入的两端分别接Vpout1和固定参考电平VRP1，56M晶体管和57M晶体管作为差分输入管，58M晶体管作为尾电流源提供静态电流偏置，59M-60M晶体管交叉耦合连接的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的61M-62M晶体管共同作为比较器1的负载。比较器1的差分输出连接到比较器
3的差分输入上，比较器3是个两级比较器，第一级的差分输入管是63M-64M晶体管，65M晶体管提供静态电流偏置，66M-67M晶体管交叉耦合连接的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的68M-69M晶体管共同作为第一级的负载。第二级差分输入、单端输出，70M-71M晶体管作为输入管，由72M-73M晶体管组成的电流镜作为第二级的负载，并实现了单端输出。
比较器2差分输入的两端分别接Vpout2和固定参考电平VRP2，74M-75M晶体管作为差分输入管，76M晶体管作为尾电流源提供静态电流偏置，59M-60M晶体管交叉耦合连接的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的61M-62M晶体管共同作为比较器2的负载。比较器2的差分输出连接到比较器4的差分输入上，比较器4是个两级比较器，第一级的差分输入管是81M-82M晶体管，83M晶体管提供静态电流偏置，84M-85M晶体管交叉耦合连接的负向二极管负载，与采用正向二极管连接的86M-87M晶体管共同作为第一级的负载。第二级差分输入、单端输出，88M-89M晶体管作为输入管，由90M-91M晶体管组成的电流镜作为第二级的负载，并实现了单端输出。比较3和比较器4的输出连接到译码单元的输入。译码单元 由数字逻辑门电路构成，其输出连接到可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分、可配置阻抗转换部分的控制开关上。
[0057] 该电路的工作原理可解释如下：
[0058] 由功率检测和控制部分检测功率放大器输入信号的强度，然后将该输入信号与固定的参考电平进行比较，从而得到了控制信号，该控制信号决定了功率放大器处于何种工作模式。对于输出功率较大的工作模式，功率放大器的可配置功率放大器部分的晶体管会切换到较大的尺寸，从而具有较大的工作电流以传输较大的功率。对于输出功率较小的工作模式，功率放大器的可配置功率放大器部分的晶体管会切换到较小的尺寸，减小了工作电流，从而提高了效率。对于输出功率较小的工作模式，由于此时可配置功率放大器部分的晶体管尺寸较小，所以可配置功率放大器部分的晶体管跨导会减小，本发明通过调节可配置阻抗匹配网络的电容的大小来提高功率放大器的输出阻抗，并且通过增大可配置功率驱动部分的晶体管尺寸来提高可配置功率驱动部分的增益，从而保证了各种工作模式下功率放大器增益为一个恒定值。
[0059] 功率驱动级采用基于Cherry-Hopper的宽带放大器结构，由跨导放大级和跨阻放大级构成，由于该电路在跨阻放大器的输入和输出端的阻抗很低，因此形成了高频极点从而扩展了放大器的带宽。跨导放大级负载3R、4R电阻与跨阻放大级19M-22M晶体管跨导gm19,20和gm21,22在满足关系式(1)：
[0060]
[0061] 在(1)式的前提下，功率驱动级的增益可以表示为(2)式，其中gm1,4、gm2,5、gm3,6为1M-6M晶体管的跨导，
[0062]
[0063] 由于1M-6M晶体管和19M-22M晶体管尺寸均可配置，根据(2)式可知，可配置功率驱动部分电路的增益可配置。
[0064] 对于多模可配置功率放大部分，本发明中的可配置功率放大部分偏置在Class AB模式，由于可配置功率放大部分中晶体管的跨导是造成功率放大器非线性的主要来源。当CMOS器件从弱反型区进入到强反型区时，跨导的三阶导数的极性从正变为负。为了提高线性度，输入晶体管偏置在使跨导的三阶导数为零的偏置点附近。可配置功率放大部分的射频晶体管尺寸可以随着工作模式的改变而灵活调节，从而减少了功耗。
[0065] 对于可配置阻抗转换部分，采用抽头电容谐振器作为输出匹配网络，抽头电容谐振器结构与Pi匹配网络相比，不仅节省了3个电感，并且匹配网络的损耗较小。通过改变可配置阻抗转换部分的电容阵列的控制字可以灵活改变输出阻抗的大小。
[0066] 对于功率检测和控制部分，平均功率检测电路1采用了平方律检测,设流过44M-45M晶体管的电流分别为I44、I45,流过46M-47M晶体管的电流分别为I46、I47,44M-45M晶体管的导电因子为β、阈值电压为Vth,则I47如下式(3)所示:
[0067]
[0068] 设流过48M-49M晶体管的电流分别为I48、I49,48M晶体管与47M晶体管的尺寸比为1:2,则Vpout1如下式(4)所示:
[0069]
[0070] 从Vpout1的表达式可以看出,Vpout1不仅与输入信号的平方成正比,而且与12R电阻成正比.由于12R电阻的大小在有工艺变化时存在一定的偏差,为了保证在各个corner下输入信号为零时Vpout1保持不变，电路中引入了由平均检测电路2和放大器组成的环路。平均检测电路2没有输入信号，当存在工艺偏差时，Vpout2的大小发生变化，使得放大器的输出发生变化，即55M晶体管和49M晶体管的栅端电压发生变化，则49M晶体管注入12R电阻的电流发生变化，从而使Vpout1保持不变。Vpout1通过比较器1、比较器2和参考电压VRP1、VRP2进行比较，由于比较1和比较2不足以输出满摆幅的信号，所以比较器3、比较4进一步将比较出的结果转化为数字控制信号，译码单元根据该控制信号来输出可配置功率驱动部分、可配置功率放大部分和可配置阻抗转换部分相应开关的控制信号，从而控制功率放大器工作在不同的模式。
[0071] 实施例：
[0072] 本发明具体设计一种多模可配置Class AB功率放大器，使其覆盖750MHz～1GHz频段，且有低功耗工作模式、中等功耗工作模式和高功耗工作模式三种工作模式，工作模式的切换是通过分别改变可配置 功率驱动部分晶体管1M-22M晶体管的尺寸、可配置功率放大部分晶体管23M-34M晶体管的尺寸以及可配置阻抗转换部分可变电容阵列3C-6C电容阵列的控制字来实现的。此外，在每种工作模式下，所述23M-34M晶体管尺寸均1:1:2可配置，实现输出功率的灵活调节。
[0073] 图4是功率放大器的效率随输出功率的变化曲线。图4(a)是传统的功率放大器的效率随输出功率的变化曲线。图4(b)是本发明功率放大器的效率随输出功率的变化曲线。
[0074] 由于在传统的功率放大器设计中，功率放大器通常只有一种模式，功率放大器的效率仅仅在其最大输出功率处得到优化，随着输出功率的降低，功率放大器的效率会随之急剧下降，其效率随输出功率的变化曲线如图4(a)所示。本发明将功率放大器根据输出功率的大小分为多种模式，在每种模式下分别优化功率放大器的效率，从而使功率放大器在较宽的输出功率范围均可以保持较高的效率，此时效率随输出功率的变化曲线如图4(b)所示。
[0075] 以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
