功率变换器电路，电源系统和方法

摘要

公开了一种功率变换器电路，电源系统和方法。所述功率变换器电路（1）包括：?包括多个变换器单元(2)的至少一个变换器串联电路，所述至少一个变换器串联电路被配置成输出串联电路输出电流(i1OUT；iOUT-REC)；和?同步电路(10)，被配置成生成至少一个同步信号(Svi)，其中所述多个变换器单元(2)的至少之一被配置成生成输出电流(i1)，以使得输出电流(i1)的频率和相位的至少之一取决于同步信号(Sv1)。

权利要求

1.一种功率变换器电路，包括

至少一个变换器串联电路，包括多个变换器单元(2)，所述至少一个变换器串联电路被配置成输出串联电路输出电流(i1OUT；iOUT-REC)；和同步电路(10)，被配置成生成至少一个同步信号(Sv1)，其中所述多个变换器单元(2)的至少之一被配置成生成输出电流(i1)，以使得输出电流(i1)的频率和相位的至少之一取决于同步信号(Sv1)。

2.按照权利要求1所述的功率变换器电路，其中所述多个变换器单元(2)的每一个包括被配置成耦接到功率源的输入(21,22)。

3.按照权利要求1或2所述的功率变换器电路，其中所述功率变换器电路(1)被配置成接收外部电压(v1)；和其中所述同步电路(10)被配置成取决于外部电压(v1)的电压电平，生成同步信号(Sv1)。

4.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中所述同步电路(10)被配置成生成同步信号(Sv1)，以使得在外部电压(v1)和同步信号(Sv1)之间存在相位差。

5.按照权利要求3所述的功率变换器电路，其中所述相位差基本上等于0。

6.按照权利要求1或2所述的功率变换器电路，其中所述功率变换器电路(1)被配置成接收外部交流电压(v1)，其中所述同步电路(10)被配置成生成作为取决于外部交流电压(v1)的被整流的交流信号的同步信号(Sv1)。

7.按照权利要求6所述的功率变换器电路，还包括：展开电路(300)，耦接到变换器串联电路，并被配置成把串联电路输出电流(iOUT-REC)变换成交流输出电流(iOUT)。

8.按照权利要求7所述的功率变换器电路，其中所述展开电路包括：耦接到变换器串联电路的第一半桥(301,302)；

耦接到变换器串联电路的第二半桥(303,304)；和被配置成驱动第一半桥和第二半桥的驱动电路(310)。

9.按照权利要求8所述的功率变换器电路，其中驱动电路(310)被配置成基于选择自由如下构成的组的一个信号来驱动第一半桥(301,302)和第二半桥(303,304)：由所述功率变换器电路接收的外部电压(v1)；

外部电压(v1)的被整流的形式；

同步信号(Sv1)。

10.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中所述同步电路(10)包括：具有耦接到变换器串联电路的多个测量单元(101-10n)的串联电路，其中每个测量单元(101-10n)被配置成输出一个同步信号，和其中每个变换器单元(2)被配置成接收由多个测量单元(101-10n)输出的同步信号之一。

11.按照权利要求10所述的功率变换器电路，其中由多个测量单元中的每一个提供的同步信号是跨测量单元的电压或该电压的一部分。

12.按照权利要求10或11所述的功率变换器电路，其中多个测量单元的每一个包括选择自由如下构成的组中的至少一个元件：电阻器；

电容器。

13.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)包括被配置成接收直流电压(V3)并且输出输出电流(i1)的第一变换器(4)。

14.按照权利要求13所述的功率变换器电路，其中第一变换器(4)被配置成取决于第一基准信号，生成输出电流(i1)，其中第一基准信号(SREF)取决于至少一个同步信号(Sv1)和输出电流(i1)。

15.按照权利要求14所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)还包括：控制电路(5)，被配置成取决于至少一个同步信号(Sv1)和输出电流(i1)，来生成第一基准信号(SREF)。

16.按照权利要求15所述的功率变换器电路，其中所述控制电路(5)包括：锁相环(51)，被配置成取决于至少一个同步信号(Sv1)来生成频率信息；

相位差检测器(54)，被配置成检测由至少一个同步信号(Sv1)表示的相位和输出电流(i1)的相位之间的相位差，并基于检测的差提供相位差信息；和信号生成器，被配置成取决于频率信息和相位差信息来生成第一基准信号(SREF)。

17.按照权利要求16所述的功率变换器电路，其中第一变换器(4)被配置成接收输入电压(V3)，和其中所述控制电路(5)被配置成取决于输入电压(V3)来生成第一基准信号(SREF)。

18.按照权利要求13到17之一所述的功率变换器电路，其中第一变换器(4)包括实现成GaN-HEMT的至少一个开关。

19.按照权利要求13所述的功率变换器电路，其中第一变换器(4)包括：变换器(80)，被配置成接收直流电压(V3)，并输出被整流的交流电流(i80)；

展开电路(85)，被配置成接收被整流的交流电流(i80)并输出输出电流。

20.按照权利要求19所述的功率变换器电路，其中变换器(80)包括选择自由如下构成的组的拓扑：降压变换器拓扑；

降压-升压变换器拓扑；和

升压-降压变换器拓扑。

21.按照权利要求19或20所述的功率变换器电路，其中变换器(80)被配置成生成具有取决于同步信号(Sv1)的频率和相位的被整流的交流电流(i80)。

22.按照权利要求13到21之一所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)还包括：被配置成耦接到功率源(3)的输入；

第二变换器(6)，耦接在至少一个变换器单元(2)的输入和第一变换器(4)之间。

23.按照权利要求22所述的功率变换器电路，其中第二变换器(6)被配置成取决于第二基准信号来调整在输入处的输入信号。

24.按照权利要求23所述的功率变换器电路，其中输入信号是输入电压(V3)和输入电流(I3)之一。

25.按照权利要求23或24所述的功率变换器电路，其中第二变换器包括实现成GaN-HEMT的至少一个开关。

26.按照权利要求23到25之一所述的功率变换器电路，还包括：最大功率点跟踪器，被配置成取决于第二变换器的输入电压和输入电流来生成第二基准信号。

27.按照权利要求23到26之一所述的功率变换器，其中第二变换器(6)包括选择自由如下构成的组的拓扑：降压变换器拓扑；

升压变换器拓扑；

降压-升压变换器；

升压-降压变换器。

28.按照权利要求23到27所述的功率变换器电路，其中第二变换器(6)包括并联连接的至少两个变换器级(601,602)。

29.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)包括耦接在输出端子(23,24)之间的输出电容器(C)，和其中输出电流(i1)是至为输出电容器(C)和输出端子(23,24)之一所共享的电路节点的电流。

30.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，还包括：并联连接的至少两个变换器串联电路(1I，1II)。

31.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，还包括：至少一个变压器（69）。

32.按照权利要求13到18以及31之一所述的功率变换器电路，其中第一变换器(4)包括变压器(69)。

33.按照权利要求32所述的功率变换器电路，其中第一变换器(4)包括选择自由如下构成的组的拓扑：反激变换器拓扑；

双晶体管正激(TTF)变换器拓扑；

移相零电压开关(PS ZVS)变换器拓扑；和LLC变换器拓扑。

34.按照权利要求20和32所述的功率变换器电路，其中变换器(80)包括变压器(69)。

35.按照权利要求34所述的功率变换器电路，其中第一变换器(80)包括选择自由如下构成的组的拓扑：反激变换器拓扑；

双晶体管正激(TTF)变换器拓扑；

移相零电压开关(PS ZVS)变换器拓扑；和LLC变换器拓扑。

36.按照权利要求31所述的功率变换器电路，其中每个变换器单元(2)包括具有初级绕组和次级绕组的变压器(69)，其中各个变换器单元(2)的变压器(69)的次级绕组被串联连接。

37.按照权利要求36所述的功率变换器电路，还包括：输出端子(11,12)，

其中具有次级绕组的串联电路连接在输出端子(11,12)之间。

38.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)包括信号生成器（20），信号生成器（20）被配置成根据同步信号(Sv1)生成连续同步信号(Sv1')，并生成输出电流(i1)以使得输出电流(i1)的频率和相位的至少之一取决于连续同步信号(Sv1')。

39.按照权利要求38所述的功率变换器电路，其中同步信号(Sv1)是交流信号，

其中信号生成器(20)被配置成在给定时段内接收同步信号(Sv1)，检测同步信号(Sv1)的频率和相位，并取决于检测的频率和相位生成连续同步信号(Sv1')。

40.按照权利要求38或39所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)能够被激活和去激活，以及其中当至少一个变换器单元(2)被去激活时，同步信号(Sv1)是在至少一个变换器单元的输出处的电压(v2)。

41.按照权利要求40所述的功率变换器电路，其中所述同步电路(10)包括耦接到至少一个变换器单元(2)输出的至少一个测量单元(101-10n)，以及其中至少一个测量单元(101-10n)被配置成输出取决于在至少一个变换器单元的输出处的电压的同步信号。

42.按照权利要求38所述的功率变换器电路，其中同步信号(Sv1)是包括多个信号脉冲的脉冲信号，其中信号生成器(20)被配置成生成具有取决于脉冲信号的频率和相位的频率和相位的连续同步信号(Sv1')。

43.按照权利要求42所述的功率变换器电路，其中所述同步电路(10)被配置成接收外部电压(v1)，并被配置成取决于外部电压(v1)来生成同步信号(Sv1)。

44.按照权利要求43所述的功率变换器电路，其中所述同步电路(10)被配置成每当出现外部电压(v1)的正跨零或负跨零时，生成同步信号(Sv1)的信号脉冲。

45.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中至少一个变换器单元(2)被配置成当该变换器单元(2)的输出端子之间的电压(v2)达到给定电压阈值时，生成零输出电流。

46.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中所述功率变换器电路被配置成当检测到关闭条件时进入待机模式。

47.按照权利要求46所述的功率变换器电路，其中在待机模式下，至少一个变换器单元(2)被配置成生成零输出电流。

48.按照权利要求46或47所述的功率变换器电路，其中当以下条件的至少之一被满足时检测到关闭条件：在所述功率变换器电路的输出端子(11,12)处的输出电流(iOUT)在给定电流阈值以下；

在所述功率变换器电路的输出端子(11,12)处的输出电流(iOUT)和在所述功率变换器电路的输出端子(11,12)处的输出电压(v1)之间的相位差高于给定相位差阈值；

输出电压(v1)落在给定电压阈值以下；

接收到关闭触发信号。

49.按照权利要求46到48之一所述的功率变换器电路，还包括：操作模式控制器(50)，被配置成控制同步信号(Sv1)的生成，其中操作模式控制器(50)被配置成当关闭条件被满足时，使所述同步电路(10)生成具有待机波形的同步信号(Sv1)，和其中至少一个变换器单元(2)被配置成当同步信号(Sv1)具有待机波形时，生成零输出电流。

50.按照权利要求47所述的功率变换器电路，其中待机波形是具有恒定信号电平的波形。

51.按照权利要求46到48之一所述的功率变换器电路，还包括：输出端子(11,12)；和

操作模式控制器(50)，

其中操作模式控制器(50)被配置成当关闭条件被满足时，中断串联电路和输出端子(11,12)之间的连接。

52.按照权利要求46到51之一所述的功率变换器电路，其中在待机模式下：至少一个变换器单元(2)被配置成把可在输入端子处得到的输入电压(V3)传送至输出端子，操作模式控制器(50)被配置成中断串联电路和输出端子(11,12)之间的连接，操作模式控制器被配置成检测跨变换器串联电路的电压，和操作模式控制器(50)被配置成当跨串联电路的电压增加到高于给定电压电平时，使所述同步电路生成具有正常模式电平的同步信号。

53.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，还包括：操作模式控制器(50)，被配置成以其中利用除在所述功率变换器电路的输出(11,12)处接收的外部电压(v1)的波形以外的波形生成同步信号(Sv1)的第一测试模式，操作所述功率变换器电路，并被配置成当在输出(11,12)处的电压(v1)的波形跟随同步信号(Sv1)的波形时关闭所述功率变换器电路。

54.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，还包括操作模式控制器(50)，所述操作模式控制器(50)被配置成：监测在所述功率变换器电路的输出(11,12)处接收的外部电压，以及当检测到外部电压(v1)的中断时，引起所述同步电路(10)继续生成同步信号(Sv1)以包括与在检测到中断之前的频率和相位对应的频率和相位。

55.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中操作模式控制器(50)还被配置成当在外部电压(v1)的中断之后在指定的时段内外部电压(v1)未恢复时关闭所述功率变换器电路。

56.按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器串联电路的每个变换器单元(2)被配置成接收一个同步信号(Sv1)，并被配置成生成输出电流(i1)以使得输出电流(i1)的频率和相位的至少之一取决于同步信号(Sv1)。

57.按照权利要求55所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器串联电路的每个变换器单元(2)包括输出电容器（C），输出电容器（C）被耦接在该变换器单元的输出端子(23,24)之间，其中每个变换器单元的输出电流(i1)是至为变换器单元的输出电容器(C)共享的电路节点的电流，其中多个变换器单元(2)的输出电容器是串联连接的，和其中串联电路输出电流(iOUT)是通过具有输出电容器(C)的串联电路的电流。

58.一种电源系统，包括：

按照前述权利要求之一所述的功率变换器电路；

耦接到至少一个变换器单元的输入的直流电压源。

59.按照权利要求58所述的电源系统，其中直流电压源选择自由如下构成的组：太阳能电池；

具有多个太阳能电池的光伏阵列；和

燃料电池。

60.一种方法，包括：

通过同步电路(10)生成至少一个同步信号(Sv1)；

通过包括多个变换器单元(2)的至少一个变换器串联电路，输出串联电路输出电流(i1OUT；iOUT-REC)；

通过所述多个变换器单元(2)的至少一个输出输出电流，以使得输出电流(i1)的频率和相位的至少之一取决于同步信号(Sv1)。

说明书

功率变换器电路，电源系统和方法

技术领域

[0001] 本发明的实施例涉及功率变换器电路，具有功率变换器电路的电源系统，和用于操作功率变换器电路的方法。

背景技术

[0002] 随着对可持续的能量产生的兴趣的增加，存在对利用光伏组件用于产生电功率的关注。光伏(PV)组件包括多个也已知为太阳能电池的光伏(PV)电池。由于一个电池的输出电压相对低，因此PV组件通常包括具有多个串联连接的太阳能电池的串，比如在串联连接的50到100个电池之间，或者甚至并联连接的几个这样的串。

[0003] PV组件提供DC供给电压，而电网，比如国家电网具有AC供给电压。为了把PV组件提供的能量供给至电网，因此必需把PV组件的DC电压变换成和电网的AC供给电压一致的AC电压。已知有几种设想被用以分别把由DC功率源提供的DC电压变换成AC电压和AC电流。

[0004] 用于把PV组件DC电压变换成电网AC电压的第一种方法包括串联连接几个PV组件，以便获得高于电网AC电压的峰值电压的DC电压，和利用DC/AC变换器，把DC电压变换成AC电压。DC电压的幅度典型地在200V和1000V之间。不过，就电弧的出现来说，高的DC电压是危险的。

[0005] 按照第二种方法，提供多个DC/AC变换器，其中这些变换器的每一个连接到PV组件。各个变换器使其AC电压输出被并联连接，并且这些变换器的每一个从由太阳能电池串提供的DC电压生成与电网AC供给电压一致的AC电压。取决于在一个组件内串联连接的电池的数目并且取决于用于实现太阳能电池的技术，由一个PV组件提供的DC电压通常具有在20V和100V之间的范围内的幅度，而取决于国家，电网AC电压的峰值电压约为155V或325V。不过，归因于输入电压和输出电压之间的大的差异，这些变换器就效率来说存在缺点。

[0006] Walker，G. R.等的“Cascaded DC-DC converter connection of photovoltaic modules”(IEEE Transactions on Power Electronics, 2004年7月，1130-1139页)公开了具有几个级联的DC-DC变换器的功率变换器电路，每个DC-DC变换器从PV组件接收DC电压，并使它们的输出串联连接以便利用公共DC母线。半桥或全桥变换器把可在DC母线得到的能量转至电网。

[0007] Alonso, O. 等 的“Cascaded H-Bridge Multilevel Converter for Grid Connected Photovoltaic Generators with Independent Maximum Power Point Tracking of each Solar Array”(Power Electronic Specialist Conference, 2003。 PESC'03.2003 IEEE 34th Annual，731-735页)公开了具有几个DC-DC变换器的功率变换器电路，每个DC-DC变换器从PV组件接收DC电压。多电平变换器接收来自各个DC-DC变换器的输出电压(能量)，并把能量传递给电网。

[0008] Johnson, B.等的“Photovoltaic AC Module Composed of a Very Large Number of Interleaved Inverters”公开了具有多个串联连接的逆变器的功率变换器电路。各个逆变器均接收来自DC功率源的DC电压并输出PWM电压。各个逆变器的PWM电压的占空比是按时间变化的，以使得作为各个逆变器的PWM电压之和的总输出电压具有正弦波形。

[0009] Ertl H.等的“A Novel Multicell DC-AC Converter for Applications in Renewable Energy Systems”(IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL.49, NO.5, 2002年10月，1048-1057页)公开了具有几个串联连接的DC-AC变换器级的功率变换器电路。各个变换器级是按交错PWM模式操作的。

[0010] US 2009/0212629 A1公开了包括多个电容器的光伏阶梯逆变器。每个电容器连接到一个光伏组件，并经由连接分支耦接到功率母线。每个连接分支包括控制电路，其中各个控制电路以如下这样的方式相互作用：在网周期的前半部期间，一些电容器经由功率母线对网放电，而剩余的电容器充电以为在网周期的后半部期间放电作准备。

[0011] 因此，存在对于能够有效率地把相对低的DC供给电压转换成与电网电压一致的AC输出信号的功率变换器电路的需要。

发明内容

[0012] 第一方面涉及一种功率变换器电路。所述功率变换器电路包括：至少一个变换器串联电路，变换器串联电路包括多个变换器单元；和同步电路，被配置为生成至少一个同步信号。所述至少一个变换器串联电路被配置成输出串联电路输出电流，并且所述多个变换器单元中的至少一个被配置为生成输出电流以使得输出电流的频率和相位中的至少一个取决于所述同步信号。

[0013] 第二方面涉及一种具有功率变换器电路，并且具有耦接到变换器串联电路的每个变换器单元的功率源的电源系统。

[0014] 第三方面涉及一种方法。所述方法包括通过同步电路生成至少一个同步信号，通过包括多个变换器单元的至少一个变换器串联电路来输出串联电路输出电流，和通过所述多个变换器单元中的至少一个来输出输出电流以使得输出电流的频率和相位中的至少一个取决于所述同步信号。

附图说明

[0015] 现在将参考附图解释例子。附图用于图解基本原理，从而只图解了为理解基本原理所必需的各方面。附图并不成比例。在附图中相同的参考标记表明同样的信号和电路部件。

[0016] 图1示意地图解包括多个串联连接的DC/AC变换器单元和电压测量电路的功率变换器电路；包括图2A-2C的图2图解光伏阵列的不同实施例，每个光伏阵列包括至少一个太阳能电池；
图3示意地图解包括多个串联连接的DC/AC变换器单元，和包括多个串联连接的测量单元的电压测量电路的功率变换器电路；
包括图4A-4D的图4图解测量单元的不同实施例；
图5示出图解一个DC/AC变换器单元的第一实施例的方框图，所述一个DC/AC变换器单元包括DC/AC变换器和控制电路；
图6详细图解图5的DC/AC变换器的实施例；
包括图7A-7C的图7图解可用于图6的DC/AC变换器的开关的不同实施例；
图8图解一个DC/AC变换器单元的控制电路的第一实施例；
图9详细图解图8的控制电路的第一分支；
图10图解一个DC/AC变换器单元的控制电路的第二实施例；
图11示出图解包括DC/DC变换器、最大功率点跟踪器、DC/AC变换器和控制电路的一个变换器单元的第二实施例的方框图；
图12图解实现为升压变换器的DC/DC变换器的实施例；
图13示意地图解图12的DC/DC变换器的控制电路；
图14图解实现为降压变换器的DC/DC变换器的实施例；
图15图解一个DC/AC变换器的控制电路的另一实施例；
图16图解利用两个交错升压变换器级实现的DC/DC变换器的实施例；
图17图解用于图16的DC/DC变换器的控制电路的第一实施例；
图18图解用于图16的DC/DC变换器的控制电路的第二实施例；
图19示出图解包括降压变换器和展开桥(unfolding bridge)的一个DC/AC变换器单元的另一实施例的方框图；
图20示出图解图19的DC/AC变换器单元的操作原理的定时图；
图21图解在图19的DC/AC变换器单元中实现的控制器的第一实施例；
图22图解在图19的DC/AC变换器单元中实现的控制器的第二实施例；
图23图解具有组织成并联连接的两个串联电路的多个变换器单元的功率变换器电路的实施例；
图24图解同步电路的另一实施例；
图25图解图24的同步电路中的传输电路的实施例；
图26图解一个变换器单元的另一实施例；
图27图解图26的变换器单元中的信号生成器的第一实施例；
图28图解在图27的信号生成器中出现的信号的定时图；
图29图解图26的变换器单元中的信号生成器的第一实施例；
图30示意地图解功率变换器电路的两种可能的操作模式；
图31图解包括操作模式控制器的功率变换器电路的实施例；
图32图解包括操作模式单元的变换器单元的实施例；
图33图解从第一操作模式转至第二操作模式的第一实施例；
图34图解从第一操作模式转至第二操作模式的第二实施例；
图35图解功率变换器电路的另一实施例；
图36图解在图35的功率变换器电路中实现的变换器单元的实施例；
图37图解变换器单元的另一实施例；
图38图解包括连接在具有变换器单元的串联电路和输出端子之间的展开电路的功率变换器电路的实施例；
图39示出图解图38的功率变换器电路的操作原理的定时图；
图40图解展开电路的实施例；
图41图解图38的功率变换器电路中的变换器单元的第一实施例；
图42图解图38的功率变换器电路中的变换器单元的第二实施例；
图43图解图38的功率变换器电路中的变换器单元的第三实施例；
图44图解包括至少一个变压器的功率变换器电路的第一实施例；
图45图解包括至少一个变压器的功率变换器电路的第二实施例；
图46示意地图解包括变压器的DC/DC变换器的一个实施例；
图47图解具有双晶体管正向(TTF)拓扑的DC/DC变换器的实施例；
图48图解具有移相(PS)零电压开关(ZVS)变换器拓扑的DC/DC变换器的实施例；
图49图解具有反激变换器拓扑的DC/DC变换器的实施例；
图50图解具有LLC变换器拓扑的DC/DC变换器的实施例；
图51图解包括变压器的DC/AC变换器的一个实施例；
图52图解具有共享一个变压器的多个DC/DC变换器的功率变换器电路的一个实施
例；
图53图解具有共享一个变压器的多个DC/DC变换器的功率变换器电路的又一实施例。

具体实施方式

[0017] 在下面的详细描述中，参考了随附附图，附图构成所述描述的一部分，并且其中以图解方式示出了其中可实践本发明的具体实施例。在这点上，参考被描述的附图的定向，使用了比如“顶部”、“底部”、“前面”、“后面”、“前沿”、“后沿”之类的方向用语。由于可按许多不同的定向放置实施例的部件，因此，方向用语被用于图解的目的，而绝不是进行限制。应明白可以利用其它实施例，并且可以在不脱离本发明的范围的情况下作出结构或逻辑改变。因此，不应以限制性的意义看待下面的详细描述，并且本发明的范围由所附权利要求限定。应明白这里描述的各个示例性实施例的特征可以相互组合，除非明确地另有说明。

[0018] 下面在具体的上下文中，即，在把利用多个光伏阵列提供的电功率或电气电压变换成交流电流，具体地，要被供给至电网的交流电流的上下文中，解释本发明的实施例。下面，交流电流和交流电网电压也将被分别被提及为AC电流和AC电网电压。不过，这只是例子，本发明的实施例可以被采用在其中要求把直流电压和直流电流变换成AC电压和AC电流的宽范围的应用中。下面，直流电压和直流电流也将被分别提及为DC电压和DC电流。代替光伏阵列，可以使用任意种类的DC功率源，比如燃料电池。在一种应用中甚至可以采用不同种类的DC功率源，比如光伏阵列和燃料电池。

[0019] 图1图解用于把n个(至少2个)DC输入电压V31, V32, V3n分别变换成一个AC输出电压v1和一个AC输出电流iOUT的功率变换器电路(功率逆变器电路)4的第一实施例。在这方面，应注意贯穿各附图，DC电压和DC电流将利用大写字母“V”和“I”来表明，而AC电压和AC电流将利用小写字母“v”和“i”来表明。功率变换器电路包括多个的n个(至少两个)变换器单元(逆变器单元)21, 22, 2n，其中n≥2。这些变换器单元的每一个包括具有配置成耦接到DC功率源31, 32, 3n的输入端子211, 221; 212, 222; 和21n, 22n的输入。在图1中，除了具有变换器单元21, 22, 2n的功率变换器电路1之外，还图解了DC功率源31, 32, 3n。这些DC功率源31, 32, 3n连同功率变换器电路1一起形成AC电源系统或AC电流供给系统。在图1中图解的实施例中，DC功率源31, 32, 3n被实现成光伏(PV)组件。不过，采用PV组件作为DC功率源只是例子。也可以使用任何其它种类的DC功率源，比如包括燃料电池在内的电源。甚至可以在一个电源系统中采用不同种类的DC功率源。

[0020] 变换器单元21, 22, 2n的每一个还包括具有输出端子231, 241；232, 242；和23n,24n的输出。变换器单元21, 22, 2n串联(级联)地连接在具有功率变换器电路1的输出端子11，12的输出之间。为此，第一变换器单元21具有耦接到功率变换器电路1的第一输出端子11的第一输出端子231，并且级联中的最后的变换器单元2n具有耦接到功率变换器电路1的第二输出端子12的第二输出端子24n。此外，各第一输出端子(输出端子231除外)的每一个连接到另一个变换器单元的一个第二输出端子(输出端子24n除外)。

[0021] 功率变换器电路1的输出端子11,12可被配置成接收电压v1。例如，输出端子11,12被配置成连接到电网，以使得外部电压v1对应于电网电压，或者更具体地，对应于电网的一个相。在图1中，电网由电压源100和与功率源100并联连接的负载Z表示。电网的电压源100表示电网中的多个AC电压源，并且负载Z表示连接到电网中的功率源的多个负载。电网定义在输出端子11,12之间的AC电压v1。由于该电压v1由比如电网之类的外部源定义，因此在下面，该电压将被提及为外部AC电压v1。

[0022] 变换器单元21, 22, 2n的每一个具有在其输出端子231, 241，232, 242，23n, 24n之间的AC输出电压v21 , v22, v2n。通过使变换器单元21, 22, 2n串联连接，当功率变换器电路1处于稳态时，变换器单元21, 22, 2n的各个AC输出电压v21 , v22, v2n之和对应于外部电压v1，即，(1)
每个功率变换器单元21, 22, 2n还包括连接在各个输出端子231, 241，232, 242，23n,
24n之间的输出电容(输出电容器)C1, C2, Cn，并提供输出电流i11, i12, i1n。一个变换器单元21, 22, 2n的输出电流是在为输出电容C1, C2, Cn和输出端子之一所共享的电路节点处接收的电流。例如，在第一变换器单元21中，变换器单元21的输出电流是流入输出电容器C1连接到第一输出端子231处的电路节点中的电流。从第一变换器单元21的第一输出端子231流出的电流是具有多个变换器单元21-2n的串联电路的输出电流，并且该电流在下面将被提及为变换器电路输出电流iOUT或者串联电路输出电流IOUT。该电流对应于在各个变换器单元21-2n之间流动的电流。输出电容C1, C2, Cn是各个变换器单元21, 22, 2n的一部分，并且可以以许多不同的方式实现，如下面在此参考几个例子所解释的那样。

[0023] 在稳态下，AC输出电流i11, i12, i1n，或者更准确地说，AC输出电流i11, i12, i1n的rms值分别对应于功率变换器电路输出电流iOUT或者输出电流iOUT的rms值，以使得很少以至没有rms电流进入到输出电容器C1-Cn。不过，可能存在其中各个变换器单元21, 22,2n的输出电流i11, i12, i1n改变和其中输出电流i11, i12, i1n彼此不同直到系统在新的(等同的)输出电流i11, i12, i1n下平稳为止的情况。这将在以下进一步详细地解释。

[0024] 功率变换器电路1还包括连接在功率变换器电路1的输出端子11,12之间的同步电路10。同步电路10被配置成提供至少一个同步信号Sv1。按照一个实施例，同步信号是具有相位和频率分别取决于外部AC电压v1的相位和频率的交流(AC)信号。

[0025] 各个变换器单元21, 22, 2n的每一个被配置成接收一个同步信号Sv1。在图1中图解的实施例中，各个变换器单元21, 22, 2n接收相同的同步信号Sv1。不过，这只是例子。也可以针对每个变换器单元21, 22, 2n生成一个同步信号。下面在此参考图3，解释针对每个变换器单元21-2n生成一个同步信号的同步电路10的实施例。

[0026] 所述至少一个同步信号Sv1可用不同的方式被传输给各个变换器单元21, 22, 2n。参见图1，可以提供信号传输母线，通过该母线所述至少一个同步信号Sv1被传输给各个变换器单元21, 22, 2n。按照另一实施例(图1中未图解)，在电压同步电路10和变换器单元21, 22, 2n的每一个之间存在专用传输路径。可类似于常规信号传输母线或类似于常规信号传输路径来实现所述信号传输母线或信号传输路径。信号母线或信号路径可包括电平切换器或其它装置以把所述至少一个同步信号从同步电路10传输给(归因于被串联连接)具有不同基准电位或不同电压域的各个变换器单元21, 22, 2n。

[0027] 各个变换器单元21, 22, 2n的每一个包括将在下面在此进一步详细解释的至少一个内部控制回路。每个变换器单元21, 22, 2n的控制回路被配置成使各个变换器单元21,22, 2n生成对应的输出电流i11, i12, i1n，以使得在如通过所述至少一个同步信号Sv1表示的相位和其AC输出电流i11, i12, i1n的相位之间存在给定相位差。按照一个实施例，同步信号Sv1与外部AC电压v1同相，并且与同步信号Sv1，并且因此与外部AC电压v1同相地生成各个输出电流i11, i12, i1n，以使得相位差为0。按照另一个实施例，所述相位差不为
0。当把差设定为0之外的值时，向电网中馈送无功功率。这可以帮助稳定作为例如为电网的外部AC电压。

[0028] 在图1中，DC电压源3i, 32, 3n的相同特征具有相同的参考标记，其中各个DC电压源3i, 32, 3n的参考标记可利用下标“1”、“2”、“n”相互区分。同样地，变换器单元21,22, 2n的相同特征具有可用下标区分的相同的参考标记：用于第一变换器单元21的“1”，用于第二变换器单元22的“2”，和用于第n个变换器单元2n的“n”。下面，当解释同样地应用于DC源21, 22, 2n的每一个或者应用于变换器单元21, 22, 2n的每一个时，将无下标地使用参考标记。在下面，参考标记2例如表示变换器单元任意一个，参考标记23表示变换器单元的任意一个的输出端子，参考标记i1表明任意变换器单元2的输出电流，参考标记指明任意变换器单元2的输出电容C等等。

[0029] 图1的功率变换器包括n=3个变换器单元2。不过，具有n=3个变换器单元仅仅是例子。可以串联连接任意数目n的变换器单元2，其中n>1，以形成功率变换器电路1。

[0030] 除了变换器单元2的内部控制回路之外，当功率变换器电路1处于稳态时，功率变换器电路1不要求连接到各个变换器单元2的外部控制回路和/或各个变换器单元2之间的附加通信路径。当功率变换器电路1处于稳态时，系统可以由等式(1)和用于变换器单元2的每一个的一个另一等式定义：(2)
其中v2RMS表明一个变换器单元2的输出电压v2的RMS(均方根)值，i1RMS表明一个变换器单元的输出电流i1的RMS值，V3表明变换器单元2的输入电压，并且I3表明变换器单元2的输入电流。应注意在每个变换器单元2中，可能出现(极低的)损耗。为了简单起见，在等式(2)中，不考虑这些损耗。在稳态下，各个输出电流的RMS值i1RMS等于并且对应于功率变换器电路输出电流的rms值iOUT-RMS，即：
i1RMS=iOUT-RMS (3)
由于对于各个变换器单元而言，等式(2)和(3)有效，因此存在n个等式，这些等式的每一个描述变换器单元2的每一个的输入功率和平均输出功率之间的关系，其中如下给出输入功率Pin：
(4)
如下给出输出功率Pout：
(5)
各个变换器单元2的每一个的输入功率Pin，以及输入电压V3和输入电流I3分别是由各个DC功率源3给出的外部参数。输出端子11,12之间的外部AC电压v1由电网定义。

[0031] 因而，在功率变换器电路1中存在n+1个变量，即，各个变换器单元2的n个输出电压v2和(相同的)输出电流i1。不过，参见等式(1)和(2)，系统由n+1个等式定义，以使得当系统处于其稳态时，n+1各变量的每一个被确定。除了使变换器2的每一个生成其AC输出电流i1，以使得在AC输出电流i1和外部AC电压之间存在给定相位差(比如0)之外，不要求附加的控制或调节机制。当各个变换器单元2的输出电流i1与外部AC电压v1同相时，每个变换器单元的真实输出功率等于表观输出功率，以使得无功输出功率为0。各个变换器单元2取决于如通过所述至少一个同步信号Sv1表示的相位信息，控制其输出电流i1，并控制其输出电流以使得在输入端子21,22处接收的输入功率等于在输出端子23,24处的输出功率。

[0032] 图1中仅仅示意地图解了实现成PV阵列的DC功率源3。这些PV阵列的每一个包括至少一个太阳能电池。图2A到2C中图解了包括至少一个太阳能电池的PV阵列的一些示例性实施例。图2A图解第一实施例。在这个实施例中，PV阵列3只包括一个太阳能电池32。参见在图2B中图解的另一实施例，一个PV阵列3包括串联连接的一串m个太阳能电池31,3m，其中m>1。按照在图2C中图解的又一实施例，p串太阳能电池被并联连接，其中p>1。每一串包括m个太阳能电池31 1 , 3m1, 31p, 3mp。不过，图2A到2C中图解的实施例仅仅是示例性的。也可利用许多其它的太阳能电池排列作为DC源3。

[0033] 图3图解包括同步电路10的功率变换器电路的实施例，同步电路10被实现成具有多个测量单元101, 102, 10n的电压测量电路。各个测量单元101, 102, 10n被串联连接在输出端子11,12之间。为了图解简单起见，图3中未图解输出电容(图1中的C1到Cn)。多个测量单元101, 102, 10n形成分压器，其中跨测量单元101, 102, 10n的每一个的电压降v11, v12, v1n是外部AC电压v1的函数，并且包括关于外部AC电压v1的频率和相位的信息。在这个实施例中，每个变换器单元21, 22, 2n具有带有两个输入端子251, 261, 252,
262, 25n, 26n的同步输入，并且每个变换器单元21, 22, 2n具有耦接到一个测量单元101,
102, 10n的同步输入端子，以便接收一个测量电压v11, v12, v1n作为同步信号。

[0034] 在图3中图解的实施例中，测量单元101, 102, 10n的数目对应于变换器单元21,22, 2n的数目，以使得每个测量单元101, 102, 10n与一个变换器单元21, 22, 2n关联。不过，这只是例子。按照另一个实施例(未图解)，由一个测量单元提供的测量电压被两个或者更多的变换器单元接收。

[0035] 可以以许多不同的方式，实现各个测量单元101, 102, 10n。下面参考图4A到4D解释一些例子。在这些图4A到4D中，参考标记10i表明图3中图解的测量单元101, 102,10n任意之一。

[0036] 参见图4A，一个测量单元10i可包括连接在测量单元10i的用于串联连接各个测量单元(图3中的101-10n)和用于把各个测量单元耦接到变换器单元(图3中的21-2n)的各端子之间的电阻器101。按照一个实施例，各个测量单元10i中的电阻器101的电阻相等或至少近似相等。这种情况下，由各个测量单元10i提供的测量电压v1i的绝对值相等。在包括用电阻器101实现的测量单元10i的测量电路10中，各个测量电压v1i与输出电压v1成比例。

[0037] 在具有包括电阻器的测量单元10i的测量电路10中，各个测量单元10i形成电阻分压器。参见在图4B中图解的另一实施例，代替电阻器，各个测量单元10i的每一个包括电容器102。这种情况下，各个测量单元10i形成输出端子11,12之间的电容分压器。

[0038] 参见图解另一实施例的图4C，可以用包括电阻器101和电容器102的并联电路实现每个测量单元10i。

[0039] 参见图解一个测量单元10i的又一实施例的图4D，每个测量单元或者测量单元中的至少一些可用具有第一分压器101和第二分压器元件102的分压器实现。在按照图4D的实施例中，这些分压器元件被实现为电阻器。不过，这些分压器元件101,102也可以被实现为电容器，或者实现为利用至少一个电阻器和至少一个电容器的组合。在这个实施例中，测量电压v1i不是跨测量单元10i的电压，而是跨第一分压器元件101的电压，以使得测量电压v1i是跨测量单元10i的电压的一部分。

[0040] 应注意将同步电路10实现为生成与外部AC电压v1同相的同步信号Sv1的电压测量电路的只是例子。下面在此进一步解释其它同步电路的例子。

[0041] 图5图解用于把一个DC源(图3中未示出)提供的DC输入电压转换成AC输出电压v2的变换器单元2的第一实施例。变换器单元2包括连接在输入端子23、22和输出端子23、24之间的DC/AC变换器4。DC/AC变换器接收由DC功率源提供的DC电压V3作为输入电压，和DC功率源的DC供给电流I3作为输入电流。DC/AC变换器4还接收基准信号SREF，基准信号SREF可以是具有频率和相位的交流信号。DC/AC变换器4被配置成取决于基准信号SREF生成AC输出电流i1，以使得输出电流i1的频率和相位分别对应于同步信号Sv1的频率和相位。可类似于被配置成生成与交流基准信号同相的输出电流的常规DC/AC变换器来实现DC/AC变换器4。这样的DC/AC变换器是公知的。

[0042] 应注意DC/AC变换器单元21, 22, 2n的每一个控制其输出电流i1以具有取决于至少一个同步信号Sv1的相位和频率。

[0043] 基准信号SREF由控制电路5取决于同步信号Sv1和输出电流信号Si1生成。同步信号Sv1是参考图1解释的同步信号Sv1，参考图3解释的测量电压v1i之一，或者按比例缩放形式的测量电压v1i之一或其一部分。输出电流信号Si1表示输出电流i1，即，输出电流信号Si1取决于输出电流i1。按照一个实施例，输出电流信号Si1是按比例缩放形式的输出电流i1。可利用电流测量电路(未图解)，以常规方式从输出电流i1生成输出电流信号Si1。通过检测每个变换器单元的相应的输出电流，单独地为变换器单元(21-2n)的每一个生成输出电流信号Si1。参见图5，所图解的变换器单元2的输出电流i1是在为第一输出端子23和输出电容C共享的电路节点处接收的电流。

[0044] 下面也被提及为控制器的控制电路5取决于同步信号Sv1和输出电流信号Si1生成基准信号SREF，以使得当对应于基准信号SREF生成时，输出电流与外部AC电压v1同相，或者相对于外部AC电压v1，具有给定相移。应注意，由于外部AC电压v1和输出电流i1是交流信号，因此同步信号Sv1和输出电流信号Si1也是交流信号。在变换器单元2中，DC/AC变换器4和控制器5是控制输出电流i1与外部AC电压v1同相或者相对于外部AC电压v1具有给定相移的控制回路的一部分。

[0045] 尽管常规的DC/AC变换器可作为连接在输入端子21,22和输出端子23,24之间的DC/AC变换器4而用在变换器单元2中，但是将参考图6详细解释DC/AC变换器4的一个例子，以便易于理解本发明的实施例。

[0046] 图6中图解的DC/AC变换器4是具有每一个都连接在输入端子21,22之间的两个半桥电路的全桥(H4)变换器。这些半桥电路的每一个包括两个开关，每个开关具有负载路径和控制端子。一个半桥电路的两个开关的负载路径被串联地连接在输入端子21,22之间，其中第一开关421和第二开关422形成第一半桥，并且第三开关423和第四开关424形成第二半桥。每个半桥包括输出，其中第一半桥的输出由为第一和第二开关421, 422的负载路径所共享的电路节点形成。第二半桥的输出由为第三和第四开关423, 424的负载路径所共享的电路节点形成。第一半桥的输出经第一电感元件441，比如扼流圈耦接到变换器单元2的第一输出端子23。第二半桥的输出端子经第二电感元件442，比如扼流圈耦接到变换器单元2的第二输出端子24。按照另一实施例(未图解)，只采用第一和第二电感元件441,442之一。变换器4还包括连接在输入端子21，22之间的输入电容41，比如电容，和连接在输出端子23,24之间的输出电容C。

[0047] 开关421, 422, 423, 424的每一个在其控制端子处接收控制信号S421, S422, S423, S424。这些控制信号S421-S424由驱动电路45取决于从控制器5接收的基准信号SREF提供。驱动信号S421-S424是配置成接通和关断对应的开关421-424的脉宽调制(PWM)驱动信号。应注意，PWM信号S421-S424的开关频率显著高于交流基准信号SREF的频率。基准信号SREF可以是频率为50Hz或60Hz的正弦信号，取决于实现电网的国家，然而各个开关421-424的开关频率可在几kHz直到几十kHz，甚至直到几百kHz的范围中。驱动电路45被配置成在0和1之间，单独地调整驱动信号S421-S424的每一个的占空比，以便使输出电流i1的波形跟随基准信号SREF的波形。当一个驱动信号的占空比为0时，对应开关被持久关断，并且当一个驱动信号的占空比为1时，对应开关被持久接通。驱动信号的占空比是其间驱动信号开关对应开关的时间段与一个开关周期的持续时间之间的关系。一个开关周期的持续时间是开关频率的倒数。

[0048] 参见之前已经解释的，输出电流i1是具有其中输出电流为正的正半周期，和其中输出电流i1为负的负半周期的AC电流。输出电流i1的时间行为取决于也具有正半周期和负半周期的基准信号SREF。

[0049] 将简要解释变换器4的两种可能的操作原理。首先，假定要生成输出电流i1的正半周期。按照已知为双极开关或2级开关的第一种操作原理，第一和第四开关421,424被同步接通和关断，而第二和第三开关422,423被持久关断。在第一和第四开关421,424的导通阶段期间，迫使输出电流i1通过（多个）扼流圈441，442，这取决于跨输入电容41的输入电压V3和输出电压v2之间的电压差，其中输出电压v2由电网电压vN定义。开关421-424的每一个包括图4中也图解了的续流元件，比如二极管。当第一和第四开关421,424被关断时，第二和第三开关422,423的续流元件取得流过（多个）扼流圈441，442的电流。在这种方法中，通过第一和第四开关421,424的同步开关操作的占空比，可调整输出电流i1的幅度。当开关421,424的开关频率远高于想要的输出电流的频率时，可取决于基准信号SREF，通过第一和第四开关421,424的同步开关操作的占空比，调整AC输出电流i1的幅度、频率和相位。在负半周期期间，第二和第三开关422,423被同步接通和关断，而第一和第四开关421,424被持久断开，以使得这些第一和第四开关421,424的体二极管导通。替换地，当其体二极管被正向偏置时，开关421,424被开关(具有短的死时间)，以便操作为同步整流器。

[0050] 按照已知为相位斩波或者3级开关的第二种操作原理，在输出电压v2的正半周期期间，第一开关421被持久接通，第二和第三开关422,423被持久断开，并且第四开关424以计时方式被接通和关断。在第一和第四开关421,424的导通阶段期间，迫使输出电流i1通过（多个）扼流圈441，442，这取决于跨输入电容41的输入电压V3和输出电压v2之间的电压差，其中输出电压v2由电网电压vN定义。在第四开关424的断开阶段期间，利用开关423的续流元件和接通的开关421提供续流路径，从而能够跨输出扼流圈实现零伏状态。在这种方法中，通过第四开关411,424的开关操作的占空比，可调整输出电流i1的幅度。在负半周期期间，第一和第四开关421,424被持久关断，第二开关422被持久接通，而第三开关423以计时方式被接通和关断。

[0051] 为了在正半周期期间控制输出电流i1的瞬时幅度，驱动电路45按照计时方式使被接通和断开的至少一个开关的占空比变化。所述至少一个被计时的开关的占空比及其驱动信号的占空比分别被增加，以便增加输出电流i1的幅度，和被减小以便减小输出电流i1的幅度。该占空比取决于基准信号SREF的瞬时幅度。开关421-424可以被实现为常规电子开关。参见图7A，图7A图解用于实现开关的第一实施例，开关可以被实现为MOSFET，具体地实现为n型MOSFET。图7A中的电子开关42表示开关421-424任意之一。MOSFET，比如图7A中图解的n型MOSFET具有也图解于图7A中的集成二极管。该二极管已知为体二极管并且可以充当续流元件。漏极—源极路径(它是漏极端子和源极端子之间的路径)形成MOSFET的负载路径，并且栅极端子形成控制端子。

[0052] 参见图7B，开关421-424也可以实现为IGBT，其中附加地可在IGBT的集电极端子和发射极端子之间连接二极管。该二极管充当续流元件。在IGBT中，负载路径在发射极端子和集电极端子之间行进，并且栅极端子形成控制端子。

[0053] 按照另一实施例，4个开关中的2个开关，比如第一和第三晶体管421，423被实现成SCR晶闸管，而另外2个开关被实现成MOSFET。

[0054] 按照图7C中图解的又一实施例，开关421-424可被实现成GaN-HEMT(氮化镓高电子迁移率晶体管)。不同于常规(硅或碳化硅)MOSFET，GaN-HEMT不包括集成的体二极管。在GaN-HEMT中，通过衬底偏置接通，可获得反方向(对应于常规MOSFET中的体二极管的正向方向)的电流传导。当以GaN技术实现开关时，可在公共的半导体衬底上实现一个变换器单元的所有开关。

[0055] 图8示意地图解取决于同步信号SV1和输出电流信号Si1来生成基准信号SREF的控制器5的实施例。图8示出控制器5的方框图，以便图解其操作原理。应注意，图8中图解的方框图仅仅用于图解控制器5的功能而不是其实现。将在下面进一步详细解释的各个功能块可利用适合于实现控制器的常规技术实现。具体地，控制器5的功能块可被实现成模拟电路、数字电路，或者可利用硬件和软件实现，比如其上运行特定软件以实现控制器5的功能的微处理器。

[0056] 参见图8，控制器5包括提供表示同步信号Sv1的频率和相位的频率和相位信号Sωt的锁相环(PLL)51。具体地，Sωt表示在控制电路5的输入接收的(正弦)同步信号的瞬时相位角。因此在下面，信号Sωt也被提及为相位角信号。PLL 51接收同步信号Sv1，PLL 51提供的频率和相位信号Sωt由生成与同步信号Sv1同相并且形成用于变换器单元2的输出电流i1的基准信号的正弦信号Si1-REF的信号生成器（比如VCO）接收。

[0057] 参见图8，控制器还接收输出电流信号Si1，并通过从输出电流基准信号Si1-REF中减去输出电流信号Si1来计算误差信号。该减法操作由在输入端子处接收输出电流测量信号Si1-REF和输出电流信号Si1，并在输出端子处提供误差信号的减法器执行。也是正弦信号的误差信号在连接在减法器54下游的滤波器53中被滤波。基准信号SREF是可在滤波器53的输出处得到的误差信号的被滤波的形式。滤波器例如是比例(P)滤波器。

[0058] 可选地，在生成正弦基准信号Si1-REF之前，向PLL 51的输出信号中添加相位信号Sφ。在这个实施例中，基准信号Si1-REF，并且因此输出电流i1具有相对于同步信号Sv1的相位，相移由相位信号Sφ定义。

[0059] 图9图解图6的PLL 51的实施例。该PLL包括相位检测器，所述相位检测器具有计算相位角信号Sωt的正弦或余弦的计算单元511，和接收来自计算单元511的输出信号、以及同步信号Sv1的乘法器512。在乘法器512的输出处可得到误差信号SERROR。误差信号SERROR由线性滤波器(LF)514，比如例如线性比例积分(PI)滤波器接收。在稳态下，线性滤波器的输出信号Sω表示同步信号Sv1的频率。积分电路(具有积分(I)特性的滤波器)接收来自线性滤波器的输出信号，对线性滤波器514的输出信号积分，并提供频率和相位信号(相位角信号)Sωt，根据所述频率和相位信号(相位角信号)Sωt，VCO(参见图8中的52)生成基准信号Si1-REF。在时域中对线性滤波器的输出信号的积分对应于在频域中与1/s相乘。

[0060] 图10图解控制器5的另一实施例。在这个实施例中，第二PLL 51'接收输出电流信号Si1，并计算表示输出电流信号Si1的频率和相位的另一频率和相位信号。利用减法器54，从表示同步信号Sv1的频率和相位的频率和相位信号Sωt(并且可选地，相移Sφ)中减去所述另一频率和相位信号以便提供误差信号。利用滤波器53对误差信号滤波，并且比如VCO之类的信号生成器52接收误差信号，并生成具有由滤波后的误差信号定义的频率和相位的正弦基准信号。在这个实施例中，滤波器53可以被实现为P滤波器或PI滤波器。

[0061] 图11图解一个变换器单元2的另一实施例。除了DC/AC变换器4和控制器5之外，该变换器单元还包括连接在输入端子21,22和DC/AC变换器4之间的DC/DC变换器6。可如上参考图6到10所解释的那样实现DC/AC变换器4，差别在于代替变换器单元2的输入电压V3，图11的DC/AC变换器4接收来自DC/DC变换器6的DC输入电压V6。连接在端子61,62之间的电容器60可表示DC/DC变换器6的输出电容器和DC/AC变换器4的输入电容器4，或者这两者。该电容器60可被提及为直流链路电容器。

[0062] DC/DC变换器6被配置成把输入电压V3或输入电流I3分别调整到取决于DC/DC变换器6接收的基准信号SREF-V3的电压或电流值。为了解释的目的，假定DC/DC变换器6取决于基准信号SREF-V3调整输入电压V3。调整变换器单元2的输入电压V3可帮助在最佳操作点操作连接到输入端子21,22的DC功率源3。这将在下面解释。

[0063] 当暴露在太阳光下时，太阳能电池并且因此包括几个太阳能电池的PV组件类似于提供DC输出电压和DC输出电流的发电机而进行动作。对于利用PV阵列接收的给定光功率而言，存在可以使PV阵列操作的输出电流的范围和对应的输出电压的范围。不过，只存使PV阵列提供的电功率具有其最大值的一个输出电流和一个对应的输出电压。使输出功率呈现其最大值的输出电流和输出电压定义最大功率点(MPP)。MPP取决于利用阵列接收的光功率并且取决于温度而变化。

[0064] 参见图11，变换器单元2还包括最大功率点跟踪器(MPPT)7，MPPT 7被配置成提供基准信号SREF-V3，以使得DC/DC变换器6调整输入电压以使得DC源3在其MPP操作。MPPT7接收表示由DC源3(图9中虚线所图解)提供的输入电流I3的输入电流信号SI3，和表示由DC源3提供的输入电压V3的输入电压信号SV3。根据输入电流信号SI3和输入电压信号SV3，MPPT 7计算由DC源3提供的瞬时输入功率。可按照常规方式，通过例如利用电压测量电路从输入电压V3获得输入电压信号SV3。同样地，可按照常规方式，利用例如电流测量电路从输入电流I3获得输入电流信号SI3。这些电压测量电路和电流测量电路是公知的并且未在图11中图解。

[0065] MPPT 7的为了找出MPP的基本操作原理是在给定的信号范围内，使基准信号SREF-V3变化，并针对由不同的基准信号SREF-V3定义的每个输入电压V3确定由DC源3提供的输入功率。MPPT 7还被配置成检测对其而言获得最大输入功率的输入电压V3，并最终把基准信号SREF-V3设定成对其而言检测到最大输入功率的值。

[0066] 由于利用PV阵列3接收的太阳能可能变化，因此MPPT 7还被配置成有规律地，或者当存在最大功率点可能已改变的指示时，检查DC源3是否仍然在其最大功率点操作。最大功率点可能已改变的指示例如是当利用输入电流信号SI3表示的输入电流I3在基准信号SREF-V3未变的情况下改变之时。MPPT 7进行的DC源3是否仍然在其最大功率点操作的有规律的检查或事件驱动检查可包括前面已解释的用于首次检测最大功率点的相同算法。可在MPPT 7中实现的用于检测最大功率点的常规算法例如包括“爬山算法”或者“扰动并观察算法”。

[0067] 可类似于常规DC/DC变换器地实现DC/DC变换器6。图12中图解可用在变换器单元2中的DC/DC变换器6的第一实施例。图12中图解的DC/DC变换器6被实现为升压变换器。这种类型的变换器包括具有电感储能元件64，比如扼流圈，和在DC/DC变换器6的输入端子之间的开关65的串联电路，其中DC/DC变换器6的输入端子对应于变换器单元2的输入端子21,22。此外，比如二极管之类的整流器元件66连接在为电感储能元件64和开关65共享的电路节点和DC/DC变换器6的第一输出端子61之间。DC/DC变换器6的第二输出端子62连接到第二输入端子22。在输出端子61,62之间可得到DC/DC变换器的输出电压V6。参见图12，DC/DC变换器6还可包括在输入端子21,22之间的比如电容器之类的第一电容储能元件63，和在输出端子61,62之间的比如电容器之类的第二电容储能元件68。第二电容储能元件68充当当从可在DC/DC变换器6的输出得到的DC电压V6生成AC输出电流i1时必需的能量储能。

[0068] 开关65可以被实现为常规的电子开关，比如MOSFET或IGBT。此外，整流元件66可以被实现为同步整流器(它是利用比如MOSFET或IGBT之类的电子开关实现的整流器)。按照另一实施例，开关65被实现为GaN-HEMT。

[0069] DC/DC变换器6还包括用于生成用于开关65的驱动信号S65的控制电路(控制器)67。该驱动信号S65是脉宽调制(PWM)驱动信号。PWM控制器67被配置成调整该驱动信号S65的占空比，以使得输入电压V3对应于如利用基准信号SREF-V3表示的想要的输入电压。为此，控制电路67接收基准信号SREF-V3，和表示输入电压V3的输入电压信号SV3。

[0070] 图13中图解PWM控制电路67的第一实施例。和图8(图8图解控制器5的实施例)中一样，在图11中图解了控制器67的功能块。这些功能块可被实现成模拟电路，数字电路，或者可利用硬件和软件来实现。参见图13，控制电路67根据输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3，计算误差信号SERR。误差信号SERR是通过从基准信号SREF-V3中减去输入电压信号V3(如所图解那样)，或者通过从输入电压信号SV3中减去基准信号SREF-V3计算的。误差信号SERR由接收输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3的减法元件671提供。

[0071] 误差信号SERR被滤波器672接收，滤波器672根据误差信号SERR生成占空比信号SDC。占空比信号SDC表示由控制电路67提供的驱动信号S65的占空比。滤波器672可以是在DC/DC变换器的PWM控制器中的用于根据误差信号SERR生成占空比信号SDC的常规滤波器，比如P滤波器，PI滤波器或者PID滤波器。

[0072] PWM驱动器673接收占空比信号SDC和时钟信号CLK，并生成驱动信号S65作为PWM信号，该PWM信号具有由时钟信号CLK定义的开关频率和由占空比信号SDC定义的占空比。该驱动器673可以是配置成基于时钟信号和占空比信息生成PWM驱动信号的常规PWM驱动器。这样的驱动器是公知的，从而在这点上不要求进一步的信息。

[0073] 将简要解释图12的控制器67的基本控制原理。假定输入电压V3已被调整到由基准信号SREF-V3表示的给定值并且基准信号SREF-V3改变，以使得必需重新调整输入电压V3。为了解释的目的，假定输入电压V3将被增加，如基准信号SREF-V3定义的那样。在这种情况下，控制电路67减少驱动信号S65的占空比。减少驱动信号S65的占空比造成减小(平均)输入电流I3，其中在利用DC源3提供的给定功率下减小输入电流I3造成增加的输入电压V3。同样地，当要减小输入电压V3时，占空比被增加。占空比的增加造成输入电流I3的增加。

[0074] 按照图12的升压变换器不仅向DC源3提供负载以使DC源3在其最大功率点操作。该升压变换器还生成由DC/AC变换器4接收的输出电压V6(参见图11)，输出电压V6高于输入电压V3。此外，升压变换器被实现成使得输出电压V6高于DC/AC变换器的输出电压v2的峰值电压，但是低于在DC/AC变换器中实现的开关(参见图6中的421-424)的电压闭锁能力。

[0075] 参见图14，DC/DC变换器6也可被实现成降压变换器。该降压变换器包括具有比如扼流圈之类的电感储能元件64，和在第一输入端子21和第一输出端子61之间的开关65的串联电路。比如二极管之类的续流元件66连接在第二输出端子62和为电感储能元件64和开关65共享的电路节点之间。比如电容器之类的电容储能元件63连接在输入端子
21,22之间。

[0076] 和图12的升压变换器中一样，图14的降压变换器中的开关65可被实现成常规的电子开关，比如MOSFET或IGBT，或者可被实现成GaN-HEMT。此外，续流元件66可被实现成同步整流器。

[0077] 和按照图12的升压变换器中一样，按照图14的降压变换器中的开关65由控制电路67提供的PWM驱动信号65驱动。可如图13中图解那样实现控制电路67。图14的降压变换器中的控制电路67的操作原理和图12的升压变换器中的控制电路的操作原理相同，即，当减小输入电压V3时，驱动信号S65的占空比被增加，并且当增加输入电压V3时，所述占空比被减小。

[0078] 应注意，把DC/DC变换器6实现成升压变换器(参见图12)，或者实现为降压变换器(参见图14)只是例子。DC/DC变换器6也可被实现成降压-升压变换器，升压-降压变换器，反激变换器等等。是利用升压变换器还是降压变换器作为用于跟踪DC源3的最大功率点并用于向DC/AC变换器4提供输入电压V6的DC/DC变换器会影响为了使变换器单元2的输出电压v2的和对应于外部AC电压v1而要串联连接的变换器单元2的数目。这将在下面以举例方式解释。

[0079] 假定存在想要的具有240VRMS的外部AC电压v1。该电压v1的峰值电压(最大幅度)为338V(240V·sqrt(2)，其中sqrt是平方根)。此外，假定DC源3是当暴露在太阳光之下时均提供介于24V和28V之间的输出电压的PV阵列。DC/AC变换器4具有升压特性，这意味输出电压v2(参见图4)的峰值分别小于接收的DC输入电压V3或V6。因而，当采用降压变换器作为变换器单元2中的DC/DC变换器6时，或者当不使用DC/DC变换器时，需要串联连接具有与之相连的PV板的至少15个变换器单元2。这基于每个PV阵列生成V3=24V的最小电压，并且外部AC电压v1的峰值电压为338V的假设。数目15是通过简单地把338V除以24V(338V/24V=14.08)并把结果进位至下一个更高整数获得的。

[0080] 不过，当使用升压变换器作为例如根据输入电压V3(它在24V和28V之间)生成输出电压V6=60V的DC/DC变换器6时，要串联连接的变换器单元2的数目可被减少到约6个。

[0081] 在图11中图解的DC/AC变换器中，DC/DC变换器的输出电压V6可能取决于在输入端子21,22从DC源3接收的输入功率变化，并且取决于输出电流i1或者更精确地取决于输出电流i1的平均而变化。按照在图15中图解的另一实施例，控制电路5还被配置成分别控制DC/AC变换器4的输入电压，和DC/DC变换器6的输出电压。为此，控制电路5接收表示输入电压V6的输入电压信号SV6。控制电路5被配置成通过使DC/AC变换器4中的按计时方式驱动的那些开关的占空比变化来调整输入电压V6。通过一般地减小占空比可增加输入电压，并且通过一般地增加占空比可减小输入电压。为此，控制电路5包括另一控制回路，其中该控制回路比引起输出电流i1跟随基准信号SREF的控制回路慢。该控制回路例如被配置成引起在1Hz和10Hz的频率之间的占空比的变化。

[0082] 图15的控制电路5基于图8中图解的控制电路，并且附加地包括用于取决于输入电压信号SV6调整输出电流基准信号Si1-REF的幅度的另一控制回路。代替图8中图解的控制回路，也可基于图10的控制电路，实现按照图15的控制电路。参见图15，该控制回路包括：另一减法元件56，滤波器55和乘法器57。减法元件56接收输入电压信号SV6，和表示输入电压V6的设定值的基准信号SV6-REF。减法元件56基于输入电压信号SV6和基准信号SV6-REF之间的差生成另一误差信号。滤波器55接收所述另一误差信号，并根据所述另一个误差信号生成表示基准信号SREF的幅度的幅度信号SAMPL。滤波器可具有P特性，I特性，PI特性或者PID特性。幅度信号SAMPL和VCO 52的输出信号被乘法器57接收，乘法器57提供输出电流基准信号Si1-REF。输出电流基准信号Si1-REF具有取决于输入电压V6，并且用于控制DC/AC变换器(图11中的4)的输入电压V6的幅度，和输出电流i1的频率和相位。基准信号SREF的频率和相位取决于同步信号Sv1和输出电流信号Si1的至少之一并且用于调整输出电流i1的频率和相位以使得在输出电流和输出电压之间存在给定相位差。

[0083] 输入电压基准信号SV6-REF可具有固定值，所述固定值被选择成使得输出电压V6充分低于在DC/AC变换器中采用的开关的电压闭锁能力。不过，也可取决于输出电流，具体地取决于输出电流i1的rms值，来使输入电压基准信号SV6-REF变化。按照一个实施例，当输出电流i1增加时，输入电压基准信号SV6-REF减小，并且当输出电流减小时，输入电压基准信号SV6-REF增加。按照一个实施例，输入电压基准信号SV6-REF在输出电流i1低于给定阈值值时，具有第一信号值，并且在输出电流i1高于给定阈值值时，具有更低的第二信号值。

[0084] 图15中图解的控制电路也可在如图6中图解的其中省略DC/DC变换器的变换器中实现。在这种情况下，要控制的输入电压是PV组件的输出电压V3，以使得图15中的电压信号SV6被表示DC源3的输出电压的电压信号SV3替代，并且输入电压基准信号SV6-REF被定义DC源3的想要的输出电压的基准信号SV3-REF替代。在这种情况下输入电压基准信号SV3-REF可由MPPT提供以便使DC源(PV组件)3在其MPP操作。

[0085] 图16图解可在图11的DC/AC变换器单元2中实现的DC/DC变换器6的另一实施例。图16的DC/DC变换器被实现成具有两个变换器级601, 602的升压变换器。这两个变换器级601, 602并联连接在输入端子21,22和输出端子61,62之间。变换器单元601, 602的每一个是类似于图12的升压变换器实现的，并且包括具有比如扼流圈之类的电感储能元件641, 642和在DC/DC变换器6的输入端子之间的开关651, 652的串联电路，其中DC/DC变换器6的输入端子对应于变换器单元2的输入端子21,22。此外，每个变换器级包括连接在为对应的电感储能元件641, 642和对应开关651, 652共享的电路节点和DC/DC变换器6的第一输出端子61之间的整流器元件661, 662，比如二极管。DC/DC变换器6的第二输出端子62连接到第二输入端子22。

[0086] 这两个变换器级601, 602共享在输入端子21,22之间的第一电容储能元件63，并且共享在输出端子61,62之间的第二电容储能元件68。跨第二电容储能元件68可得到DC/DC变换器6的输出电压V6。

[0087] 参见图16，DC/DC变换器6的控制电路(控制器)67生成两个PWM驱动信号S651, S652，即，用于第一变换器级601的开关651的第一驱动信号S651，和用于第二变换器级602的开关652的第二驱动信号S652。按照一个实施例，使第一和第二升压变换器级601, 602交错地操作，这意味在第一开关651的开关周期和第二开关652的开关周期之间存在时间偏差。提供两个变换器级601, 602并且以交错的模式使这些变换器级601, 602工作有助于减少DC/DC变换器6的输入电压V3和输出电压V6的电压脉动。当然，可以并联连接多于两个的升压变换器级601, 602。

[0088] 参见图16，每个升压变换器级601, 602提供输出电流I61, I62。这些输出电流I61, I62相加并形成DC/DC变换器的总输出电流I6。图17图解配置成为每个变换器级601, 602生成PWM驱动信号S651, S652，还被配置成生成PWM驱动信号S651, S652以使得使变换器级601, 602的输出电流I61, I62均衡的控制器67的第一实施例。

[0089] 参见图17，控制电路67基于图13的控制电路67并且包括接收输入电压信号SV3和输入电压基准信号SREF-V3的减法元件671，和提供占空比信号SDC的滤波器672。图17的控制器67还包括接收取决于由滤波器672提供的占空比信号SDC的第一占空比信号SDC1，并接收第一时钟信号CLK1的第一PWM驱动器6731，和接收取决于由滤波器672提供的占空比信号SDC的第二占空比信号SDC2，并接收第二时钟信号CLK2的第二PWM驱动器6732。按照一个实施例，第一和第二时钟信号CLK1, CLK2具有相同的频率。不过，在第一和第二时钟信号CLK1, CLK2之间存在相移，以使得在第一PWM驱动器6731提供的第一PWM驱动信号S651和第二PWM驱动器6732提供的第二PWM驱动信号S652之间存在相移。

[0090] 如果第一和第二变换器级601, 602完美匹配以使得不存在不均衡输出电流I61, I62的风险，那么占空比信号SDC可被用作第一占空比信号SDC1和用作第二占空比信号SDC2。不过，归因于变换器级601, 602中的组件的不可避免的失配，当将以完全相同的占空比生成第一和第二驱动信号S651, S652时会使输出电流I61, I62不均衡。

[0091] 为了补偿第一和第二输出电流I61, I62的这样的不均衡，图17的控制器67包括附加的控制回路，该控制回路可被提及为电流均衡回路或者功率均衡回路。该控制回路接收表示第一变换器级601的第一输出电流I61的第一输出电流信号SI61，以及表示第二变换器级602的输出电流I62的第二输出电流信号SI62。这些输出电流信号SI61，SI62可利用常规的电流测量单元生成。输出电流信号SI61，SI62被减法单元675接收，减法单元675生成另一误差信号SERR2。所述另一误差信号SERR2表示第一和第二输出电流I61, I62之间的差。所述另一误差信号SERR2被滤波器676接收，滤波器676生成滤波后的误差信号。滤波器676可具有P特性，I特性或PI特性。

[0092] 另一减法单元6741从占空比信号SDC中减去滤波后的误差信号，以生成第一占空比信号SDC1，并且加法器6742相加滤波后的误差信号和占空比信号SDC，以生成第二占空比信号SDC2。

[0093] 图17的控制器67的操作原理如下。当第一和第二输出电流I61, I62相同时，所述另一误差信号SERR2为0。在这种情况下，第一占空比信号SDC1对应于第二占空比信号SDC2。例如当第一输出电流I61大于第二输出电流I62时，所述另一误差信号SERR2和滤波后的误差信号具有正值。在这种情况下，占空比信号SDC1(通过从占空比信号SDC中减去滤波后的误差信号而获得)变得小于第二占空比信号SDC2(通过相加滤波后的误差信号和占空比信号SDC而获得)。因此，第一驱动信号S651的占空比小于第二驱动信号S652的占空比，以便减少第一输出电流I61和增加第二输出电流I62，从而均衡这些输出电流I61, I62。

[0094] 图18图解配置成均衡输出电流I61, I62的控制电路67的另一实施例。图18的控制电路67基于图17的控制电路67。在图18的控制电路67中，生成第一占空比信号SDC1的减法单元6741不接收占空比信号SDC，而是接收占空比信号SDC和第一输出电流信号SI61之间的差的滤波后的形式。减法单元6771计算所述差，并且滤波器6781对所述差滤波。滤波器可具有P特性，I特性或PI特性。同样地，提供第二占空比信号SDC2的加法器6742不接收占空比信号SDC而是接收占空比信号SDC和第二输入电流信号SI62之间的滤波后的差。减法单元6772计算占空比信号SDC和第二输出电流信号SI62之间的差，并且滤波器6782对所述差滤波。滤波器6781,6782的输出信号分别被减法单元6741和加法器6742接收。

[0095] 尽管在图17中图解的实施例中，采用单个控制回路来调节输入电压V3，但是在按照18的实施例中采用双控制回路结构。

[0096] 图19图解具有DC/AC变换器4的变换器单元2的另一实施例。变换器单元2还可包括连接在输入端子21,22和DC/AC变换器之间的DC/DC变换器6(参见图9)。不过，图13中未图解这样的DC/DC变换器。取决于变换器单元2是否包括DC/DC变换器，DC/AC变换器4接收变换器单元2的输入电压V3，或者DC/DC变换器4(图19中未图解)的输出电压作为输入电压。只是为了解释的目的，假定DC/AC变换器4接收输入电压V3。

[0097] 图19的DC/AC变换器包括接收输入电压V3作为输入电压的降压变换器80。降压变换器80被配置成生成输出电流i80，输出电流i80是DC/AC变换器4的输出电流i1的被整流的形式。例如假定输出电流i1的想要的波形是正弦波形。在这种情况下，变换器80提供的输出电流i80分别具有整流的正弦曲线的波形，或者正弦曲线的绝对值的波形。图20中对这进行示意地图解，图20中图解了正弦输出电流i1和变换器80的对应输出电流i80的示例性定时图。

[0098] DC/AC变换器4的输出电流i1是利用具有两个半桥的桥接电路85，从降压变换器80的输出电流i80产生的，其中这些半桥中的每个半桥连接在降压变换器80的输出端子
81,82之间。桥接电路85可被提及为展开桥。第一个半桥包括串联连接在输出端子81,82之间的第一和第二开关851,852，并且第二个半桥包括串联连接在输出端子81,82之间的第三和第四开关853,854。第一个半桥的输出端子(它是为第一和第二开关851,852共享的电路节点)耦接到第一输出端子23。第二个半桥的输出端子(它是为第三和第四开关853,854共享的电路节点)耦接到变换器单元2的第二输出端子24。可选地，具有比如扼流圈之类的两个电感的EMI滤波器88耦接在半桥的输出端子和变换器单元2的输出端子23,24之间。连接在输出端子之间的变换器单元2的输出电容C可以是EMI滤波器88的一部分。

[0099] 参见图19，降压变换器80的输出电流i80具有为输出电流i1的频率的两倍的频率。桥接电路85的开关851-854的开关频率对应于输出电流i1的频率。在输出电流i1的正半周期期间，第一和第四开关851, 854被接通，并且在输出电压v2的负半周期期间，第二和第三开关852, 853被接通。桥接电路85的开关由驱动电路88生成的驱动信号S851-S854驱动。图20中还图解了这些驱动信号S851-S854的定时图。在图20中，这些定时图的高信号电平表示对应驱动信号S851-S854的导通电平。驱动信号的导通电平是对应开关被接通的信号电平。例如，可取决于降压变换器80的输出电压v80生成驱动信号S851-S854，其中按照一个实施例，每当输出电压v80减小到0时，驱动电路88就改变开关的开关状态。“改变开关状态”意味着使第一和第四开关851, 854接通并且使另外两个开关断开，或者意味着使第二和第三开关852, 853接通并且使另外两个开关断开。

[0100] 降压变换器8可具有常规的降压变换器拓扑，并且可包括与电感储能元件84串联连接的开关83，其中串联电路分别连接在变换器单元2的第一输入端子21或DC/DC变换器(未示出)的第一输出端子61和降压变换器80的第一输出端子81之间。整流器元件86连接在降压变换器的第二输出端子82(对应于第二输入端子22)和为开关83和电感储能元件84共享的电路节点之间。开关83可被实现成常规的电子开关，比如MOSFET或IGBT，或者实现为GaN-HEMT。整流器元件86可被实现成二极管，或者实现为同步整流器。此外，比如电容器之类的电容储能元件85连接在降压变换器80的输入端子之间，并且可选的平滑电容器89连接在输出端子81,82之间。

[0101] 降压变换器80的开关83由控制电路或控制器87生成的PWM驱动信号S83驱动。降压变换器80的控制器87接收来自变换器单元2的控制器5的基准信号SREF。降压变换器80的控制器87被配置成对应于基准信号SREF生成其输出电流i80。不同于图11的基准信号SREF，按照图19的该基准信号SREF不具有输出电流i1的波形，而是具有整流后的输出电流i1的波形。该基准信号SREF也是根据同步信号Sv1和输出电流信号Si1生成的。

[0102] 用于生成按照图19的基准信号SREF的控制器5可对应于在图8和15中图解的控制器，区别在于在振荡器53的输出处提供的振荡信号被整流。图21中图解按照图19的控制器5的实施例。该控制器5对应于按照图8的控制器，区别在于滤波器53的输出信号被整流器58接收，整流器58生成振荡器52的振荡输出信号的整流形式。数学上这等同于形成振荡器53的振荡输出信号的绝对值。在整流器58的输出处可得到基准信号SREF。

[0103] 图22图解可在图19的DC/AC变换器4中实现的控制器5的另一个实施例。图22的控制器5基于图15的控制器5，区别在于幅度信号SAMPL是根据表示DC源3提供的输入电压V3的输入电压信号SV3，和根据输入电压基准信号SREF-V3生成的。输入电压基准信号SREF-V3可由MPPT，比如参考图11解释的MPPT 7生成。

[0104] 当然，可基于图10而不是图8的控制回路结构修改图15、21和22中图解的控制回路。

[0105] 参见图19，可类似于在降压变换器中的用于提供PWM驱动信号的常规的控制器来实现降压变换器80的控制器87。控制器86接收基准信号SREF和输出电流信号Si80，其中输出电流信号Si80表示降压变换器80的输出电流vi80。控制器86被配置成使驱动信号S83的占空比变化，以使得降压变换器80的输出电流i80对应于基准信号SREF。控制器86的功能对应地图13中图解的控制器67的功能。在图19中图解的实施例中，控制器接收表示输出电流i1的输出电流信号Si1、和同步信号Sv1以便生成基准信号SREF。不过，这只是例子。也可基于表示降压变换器80的输出电压v80和输出电流i80的信号生成基准信号SREF。这种情况下，生成基准信号以使得降压变换器80的输出电流i80和输出电压v80具有给定相位差。

[0106] 现在将参考图1和19，解释包括如图19中图解的DC/AC变换器的功率变换器电路1的操作原理。所述解释将基于电网100的电压是正弦电压以使得想要具有正弦波形的输出电流i1的假设。此外，假定各个DC/AC变换器的输入功率为0，而电网电压vN被应用于输入端子11,12，并且各个变换器单元中的桥接电路85在操作中。这种情况下，降压变换器的平滑电容器89串联连接在输出端子11,12之间。当各个电容器89具有相同大小时，跨这些电容器89每一个的电压为电网电压vN的1/n倍。

[0107] 现在假定DC/AC变换器接收来自与之相连的PV组件3的输入功率。DC/AC变换器随后把它们的公共输出电流i1调整成与外部电压v1(电网电压)同相。特别是输出电流i1的幅度是通过输入电压V3控制的，其中当电压V3增加时，所述电流被增加，并且当电压V3减小时，所述电流被减小。

[0108] 当由一个DC/AC变换器提供的输出电流i1减小时，输出电容器C提供与输出电流i1和公共电流i1OUT之间的差对应的电流，这引起跨输出电容器C的电压v2减小直到提供给DC/AC变换器的输入功率对应于其输出功率为止。跨一个DC/AC变换器4或一个变换器单元2的输出电容器89的电压v2的减小引起跨其它变换器单元的输出电容器的电压的增加。该处理继续下去直到变换器单元2在更低的输出电流i1下平稳在稳定的操作点为止。如果其它变换器单元2最初继续以相同的占空比运行，那么跨其输出电容器的电压的增加导致其输出电流i1的减少(并且从而导致公共输出电流的减少)以便保持其输出功率等于其输入功率。当一个DC/AC变换器提供的输出电流i1增加以使得高于公共电流i1OUT时，对应的输出电容器C被充电，这造成跨所述一个变换器的输出电容器C的电压的增加，和跨其它变换器的输出电容器的电压的减小。

[0109] 根据之前提供的解释，变得明显的是除了各个变换器单元2中的控制回路之外，不要求附加的控制回路来控制各个变换器单元2的输出电压。具有变换器单元2的功率变换器电路1是“自组织的”。参见图1，例如假定在稳态下，例如由于对应的PV阵列被遮蔽，由第一DC源31提供给第一变换器单元21的输入功率会降低。对应变换器单元2的输出电压v21从而会下降，而其它变换器单元22, 2n的输出电压将增加，以便满足利用等式(1)定义的条件。此外，公共输出电流i1OUT将减小。该瞬时过程如下：当第一变换器单元21接收的输入功率减小时，公共输出电流i1OUT最初保持不改变，而第一变换器单元21的输出电流i11减小。输出电流i11的减小和不改变的公共输出电流i1OUT1引起第一变换器单元21的输出电容器C1的放电，从而输出电压v21减小。不过第一变换器单元的输出电压的减小引起其它变换器的输出电压的增加，所述其它变换器现在减小其输出电流以便保持其输出功率等于其输入功率。当各个输出电流i1所对应的“新的”公共输出电流iOUT已平稳时，结束转变过程。这是除了之前公开的各个变换器单元2中的控制回路之外，不要求附加的控制回路的自组织和自稳定过程。

[0110] 图23图解功率变换器电路的另一实施例。在该功率变换器电路中，每个均包括具有串联连接的多个变换器单元2I1-2In和2II1-2IIn的一个组 的两个串联电路1I，1II被并联连接在输出端子11,12之间。每个串联电路1I，1II可按照之前解释的变换器单元21-2n的串联电路1来实现。所述两个组(两个串联电路)的变换器单元耦接到相同的同步电路10，所述同步电路10可按照之前解释的实施例之一来实现。当然，可以并联连接每一个均具有多个变换器单元的多于两个的串联电路。

[0111] 参见在此之前的解释，同步电路10可被实现成电压测量电路，该电压测量电路测量外部AC电压v1并且生成至少一个同步信号Sv1以使得该同步信号是表示外部AC电压v1和于是具有和外部AC电压v1相同的频率和相位的连续信号。图24图解同步电路10的另一个实施例。

[0112] 在图24中图解的实施例中，同步电路10接收可在输出端子11,12得到的外部AC电压v1，并生成同步信号Sv1作为具有分别取决于外部AC电压v1的频率和相位的频率和相位的频率和相位的连续信号。按照一个实施例，同步电路10接收定义同步信号Sv1和外部AC电压v1之间的想要的相移的相移信号SPS。在图24中图解的实施例中，同步电路10包括提供输出电压v1'的相移电路110。相移电路110的输出电压v1'具有相对于外部AC电压v1的相移，所述相移由相移信号SPS定义。传输电路120接收相移电路110的输出电压v1'，并生成传输给各个变换器单元2(图24中未图解)的至少一个同步信号Sv1。

[0113] 参见图25，传输电路120可被实现成具有串联连接的多个分压器元件1201, 1202,120n的分压器。传输电路120的分压器类似于图3中图解的分压器。可类似于参考图4A到4C和图5解释的分压器元件10i来实现分压器120的各个分压器元件1201-120n。参见图25，分压器元件1201-120n的每一个提供电压v11'，v12'，v1n'，这些电压的每一个表示按照和图3的各个变换器单元21-2n接收各个电压v11，v12，v1n相同的方式来由一个变换器单元2(图25中未图解)接收的一个同步信号。

[0114] 当采用如图24中图解的同步电路10时，可通过相移信号SPS调整各个变换器单元2的输出电流i1和外部AC电压v1之间的相移，以使得不存在向各个变换器单元2单独提供相移信号(图15,21和22中的Sφ)的需要。不过，当然可另外向各个变换器单元2附加地提供相移信号。

[0115] 如图25中图解那样，通过分压器向各个变换器单元传输至少一个同步信号Sv1只是一种可能的实施例。按照另一实施例，所述至少一个同步信号Sv1经由信号母线，无线电路径，或者经由利用功率线通信的功率线被传输给各个变换器单元2。当然，在这种情况下，在变换器单元2中采用对应的接收器电路。

[0116] 参见功率线通信，标准功率线通信电路可用于同步电路10和各个变换器单元2之间的通信，因为变换器电路的输出电流iOUT是AC电流。在这种情况下，变换器电路1的功率线(它是运送输出电流iOUT，和连接各个变换器单元2的输出的线)用于通信。与功率线耦接的第一功率线通信接口(未图解)接收同步信号Sv1，并经由功率线把合适地调制的同步信号Sv1转发给各个变换器单元2。每个变换器单元包括耦接到功率线并被配置成接收和解调调制的同步信号Sv1的对应功率线通信接口。

[0117] 按照在图24中用虚线图解的另一实施例，同步电路并不仅仅接收相移信号SPS，而是除了相移信号SPS之外或者代替相移信号SPS，还接收控制信号SCTRL，通过控制信号SCTRL，可调整同步信号Sv1的其它参数，比如同步信号Sv1的频率和/或幅度。在这个实施例中，可独立于外部AC电压v1生成同步信号Sv1，在下面解释的一些操作情形下，这是有帮助的。

[0118] 参见在此之前的解释，每个变换器单元2接收的同步信号Sv1可以是从同步电路10连续地传输给变换器单元2的连续信号。变换器单元2的每一个按照同步信号Sv1、这意味着按照由同步信号Sv1定义的频率和相位，来连续生成其对应的输出电流i1。

[0119] 按照另一实施例，同步信号Sv1是包括信号脉冲序列的脉冲信号，并且各个变换器单元2被配置成根据所述脉冲信号生成具有频率和相位的连续信号。

[0120] 图26图解配置成接收脉冲信号作为同步信号Sv1的变换器单元2的实施例。图26的变换器单元2对应于图5和11的变换器单元，并且附加地包括接收脉冲同步信号Sv1并被配置成根据脉冲信号Sv1生成连续正弦同步信号Sv1'的信号生成器20。在这个实施例中，在信号生成器20的输出处提供的连续同步信号Sv1'被控制电路5接收，并在控制电路
5中，按照和在此之前解释的连续正弦同步信号Sv1相同相同的方式被处理。可如之前和下面所解释那样，实现DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6。

[0121] 按照一个实施例，脉冲同步信号Sv1是具有相等间距的信号脉冲的周期信号，并且信号生成器20被配置成根据脉冲信号Sv1，生成正弦信号Sv1'。按照一个实施例，信号生成器20生成正弦同步信号Sv1'，以使得每次出现脉冲同步信号Sv1的信号脉冲时，出现正弦信号Sv1'的跨零。在这个实施例中，信号脉冲的相互距离定义由信号生成器20生成的连续同步信号Sv1'的频率，并且各个信号脉冲在时间尺度上的绝对位置定义连续同步信号的相位。图27中图解了配置成接收脉冲同步信号Sv1，并被配置成生成具有由脉冲同步信号Sv1定义的频率和相位的连续正弦同步信号Sv1'的信号生成器20的实施例。图28中图解了在该信号生成器中出现的信号的定时图。

[0122] 参见图27，信号生成器包括接收脉冲同步信号Sv1作为时钟信号的积分器202。图28中图解了脉冲同步信号Sv1的实施例的定时图。积分器被配置成对从脉冲同步信号Sv1'的每个信号脉冲开始在第二输入处接收的恒定信号C积分。积分器202的输出信号是具有对应于脉冲同步信号Sv1'的频率的频率的斜坡信号SRAMP。所述恒定信号由接收脉冲信号Sv1并计算与脉冲同步信号Sv1'的频率成比例或者与脉冲信号Sv1'的时间周期T(参见图28)成反比例的恒定信号C的计算单元201提供。在稳态下，斜坡信号SRAMP的各个斜坡的斜率取决于频率(在频率被减少时减小)，并且各个斜坡的幅度相同。按照一个实施例，计算单元201在脉冲信号Sv1'的每个周期中计算恒定值C，并在下一个周期中，把计算的值提供给积分器。因此，所述同步的频率改变在具有脉冲信号的一个周期的延迟的斜坡信号SRAMP的生成上变得有效。

[0123] 参见图27，三角函数生成器203接收斜坡信号SRAMP，并且通过计算斜坡信号SRAMP的瞬时值的正弦或余弦生成连续同步信号Sv1'。图28中图解了所得到的连续同步信号Sv1'。在图27和28中图解的实施例中，每当出现脉冲同步信号的信号脉冲时，连续同步信号Sv1'具有从负信号值到正信号值的跨零。

[0124] 当然，可容易地修改图27的信号生成器，以生成连续同步信号Sv1'，以使得就脉冲信号Sv1的每个脉冲来说，出现从正信号值到负信号值的跨零。

[0125] 按照一个实施例，当脉冲信号的频率和/或相位改变时，只短时间地传输脉冲同步信号Sv1。这意味着仅仅传输脉冲信号Sv1的若干周期的短序列，而在传输该序列之后，脉冲信号被中断明显长于一个周期时段的时段。这种中断可以为几秒或几分钟。在这个实施例中，时钟生成器接收脉冲信号Sv1。时钟生成器被配置成测量脉冲信号Sv1的频率，并生成以和脉冲信号Sv1的测得频率对应的频率提供给积分器的时钟信号。特别是时钟生成器被配置成保存频率信息，和即使在脉冲信号Sv1已被关断的那些时段中也生成时钟信号，并且每当传输脉冲信号Sv1的新序列时更新频率。同样地，计算单元保存计算值C直到传输了允许计算单元201重新计算恒定值的脉冲信号Sv1的新序列为止。

[0126] 按照另一实施例，同步信号Sv1是仅仅被传输一定时段(诸如例如对应于AC信号的仅仅几个周期的持续时间)的AC信号。在这个实施例中，信号生成器20被配置成评估同步信号Sv1的频率和相位信息，并被配置成基于所述频率和时间信息生成连续同步信号Sv1。在这个实施例中，可以只在功率变换器电路1开始操作时，向各个变换器单元传输一次同步信号Sv1，或者可在功率变换器电路1操作期间周期地传输同步信号Sv1。

[0127] 按照一个实施例，每个变换器单元2接收的AC同步信号Sv1是在功率变换器电路1被激活之前，即，在各个变换器单元2被激活并且生成输出电流i1之前，跨每个变换器单元2的输出电容器C的电压v2。参见图1，当向输出11,12应用外部电压v1时，和当各个变换器单元2被去激活(未被激活)时，跨输出电容器C的电压v2与外部电压v1同相，并且这些电压v2的每一个是外部电压v1的一份。因此，每个变换器单元2然后可利用跨其输出电容器C的电压作为只被接收一定时段(即，在变换器单元2被激活之前的时段)的AC同步信号。各个变换器单元的每一个中的信号生成器20(参见图26)评估对应的同步信号Sv1(电压v2)的频率和相位信息，并基于该频率和时间信息生成连续同步信号Sv1'。在变换器单元2被激活之后，可能存在其中各个输出电压v2中的至少一些未与外部电压v1同相的操作情形，从而在变换器单元2被激活之后，利用每个变换器单元2中的连续同步信号生成输出电流i1。在这个实施例中，同步电路10测量各个变换器单元2的输出电压v2。这将在下面参考图35进一步详细解释。

[0128] 图29中图解了配置成根据只在几个周期内可用的同步信号Sv1，生成连续(正弦)同步信号Sv1'的信号生成器20的实施例。图29的信号生成器基于图27的信号生成器，并且附加地包括接收同步信号Sv1并配置成生成脉冲信号的跨零检测器205。跨零检测器生成的脉冲信号包括每次检测到正或负跨零时的信号脉冲。跨零检测器205提供的脉冲信号随后由时钟生成器204，计算单元201，积分器202和三角函数生成器203处理，如参考图27和28所解释那样。在本实施例中，在可得到同步信号Sv1时的时段期间，使连续同步信号Sv1'与同步信号Sv1同步，并且在同步信号被关断之后，基于保存在时钟生成器204和计算单元
201中的频率和相位信息，继续生成连续同步信号Sv1'。

[0129] 按照另一实施例，传输给各个变换器单元的同步信号Sv1对应于参考图15、21和22解释的频率和相位信号Sωt。在本实施例中，通过省略PLL 51，可以省略信号生成器20，和简化控制电路5。

[0130] 在其中讨论了同步信号Sv1的不同信号波形的各个情况的每一个中，同步信号Sv1可由连接在输出端子11,12之间的同步电路10生成。

[0131] 至此，解释了正常操作模式下的功率变换器电路的操作。在正常操作模式下，各个变换器单元2的每一个被配置成生成其输出电流i1，以使得输出电流i1具有由变换器单元2接收的同步信号Sv1定义的频率和相位。除了正常操作模式外，还有功率变换器电路1的其它操作模式。

[0132] 按照在图30中示意地图解的一个实施例，使功率变换器电路1按正常模式901或待机模式902操作。在待机模式902下，各个变换器单元2被去激活，以使得各个变换器单元2的输出电流i1为0，不过可被再次激活。

[0133] 例如，当DC功率源提供的供给电压(图1中的V31-V3n)过低以至于不能生成输出电流i1时，功率变换器例如处于待机模式。当各个DC功率源31-3n被实现成PV组件时，在夜间会出现这种情况。

[0134] 功率变换器电路1在关闭条件被满足时，从正常模式901切换成待机模式902，并且在启动条件被满足时，从待机模式902改变成正常模式。下面，把功率变换器电路1从正常模式切换成待机模式的处理将被提及为关闭，并且该处理中牵涉的操作序列将被提及为关闭序列。下面，把功率变换器电路1从待机模式切换成正常模式的处理将被提及为启动，该处理中牵涉的操作序列将被提及为启动序列。

[0135] 功率变换器电路1可包括定义功率变换器电路1的操作模式的操作模式控制器。换句话说，操作模式控制器50控制功率变换器电路1的全部操作。图31图解包括操作模式控制器50的功率变换器电路1的方框图。操作模式控制器50可被实现成微处理器，ASIC，数字信号处理器或状态机等。

[0136] 在图31中图解的实施例中，操作模式控制器50从测量单元600接收功率变换器电路1的至少一个操作参数、被配置成控制连接在具有各个变换器单元21-2n的串联电路和输出端子11,12之间的连接电路70、并被配置成控制同步单元10。测量电路600被配置成测量具有变换器单元21-2n的串联电路的输出电流iOUT和跨串联电路21-2n的电压vOUT中的至少之一。如图31中示意地图解那样，测量电路600可包括用于测量输出电流iOUT的电流测量电路600，和用于测量输出电压vOUT的电压测量电路602。当串联电路连接到输出端子11，12时，跨串联电路的输出电压vOUT对应于外部AC电压v1。配置成或者把串联电路21-2n连接到输出端子11,12，或者使串联电路21-2n从输出端子11,12断开的连接电路70可包括两个开关，即，连接在串联电路21-2n和第一输出端子11之间的第一开关701，和连接在串联电路21-2n和第二输出端子12之间的第二开关702。这些开关701,702可被实现为常规开关，比如继电器或半导体开关(MOSFET，IGBT等)。参见图31，连接电路70可包括与串联电路21-2n并联连接的可选第三开关703。当具有各个变换器单元2的串联电路的输出电压高于给定电压阈值时，该开关703可被闭合，以便限制输出电压。可选地，电阻器或者其它种类的电流限制元件与开关703串联连接。

[0137] 在图31中，测量电路600提供给操作模式控制器50的信号S600表示利用测量电路600测量的至少一个操作参数。该测量信号S600包括关于输出电流iOUT和输出电压vOUT中的至少一个的信息。图31中的信号S70示意地图解由操作模式控制器50生成并由连接电路70接收的控制信号。取决于控制信号S70，连接电路70把串联电路连接到输出端子11,12，把串联电路从输出端子11,12断开连接，或者使串联电路21-2n短路。

[0138] 参见图31，操作模式控制器50还控制生成同步信号Sv1的同步电路10。在图31中，只有控制信号SCTRL被绘制成由同步电路10接收。控制信号SCTRL定义同步信号Sv1的信号参数，比如频率、相位和幅度。如用控制信号SCTRL控制的那样，同步信号Sv1可取决于也由同步电路10接收的外部AC电压v1，比如相对于外部AC电压具有给定相移(0或除0之外)，或者同步信号Sv1可以独立于外部AC电压v1。参见下面的描述，可能存在其中必需生成独立于外部AC电压v1的同步信号Sv1的操作情形(比如不脱网运行(fault ride through))。

[0139] 在图31的功率变换器电路中，同步信号Sv1不仅在正常模式下被使用以向各个变换器单元2提供同步信息，以用于生成输出电流i1，而且在待机模式下被使用，用于用信号通知各个变换器单元2想要从待机模式改变成正常模式。在该功率变换器电路1中，操作模式控制器50使同步电路10生成待机模式下的具有待机波形的同步信号Sv1。待机波形是与正常模式下的同步信号Sv1的信号波形不同的波形。按照一个实施例，待机波形是具有恒定信号值，比如0的波形。

[0140] 图32图解配置成评估包括在同步信号Sv1中的操作模式信息，并且可按正常模式或待机模式操作的变换器单元2的实施例。当每个变换器单元2处于正常模式时，整个功率变换器电路1处于正常模式，并且当每个变换器单元2处于待机模式时，整个功率变换器电路1处于待机模式。图32中所示的变换器单元2基于图5、11和26的变换器单元，其中DC/DC变换器6及其控制电路7，和信号生成器20是可选的。变换器单元2包括操作模式单元30，操作模式单元30接收同步信号Sv1，并被配置成评估同步信号Sv1。特别是操作模式单元30被配置成检测同步信号Sv1从待机波形到正常波形的改变，正常波形是正常模式下的通常波形。参见上面的解释，正常波形可以是连续AC波形，脉冲信号波形，或者只具有一些周期的AC波形。

[0141] 操作模式单元30还被配置成控制DC/AC变换器4，特别是按正常模式激活DC/AC变换器4，并且按待机模式去激活DC/AC变换器。当变换器单元2还包括DC/DC变换器6时，操作模式单元30还控制DC/DC变换器6的操作(激活或去激活)。当DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6被激活时，变换器单元2的操作原理对应于之前解释的操作原理，这意味着变换器单元2按照同步信号Sv1提供输出电流i1。当DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6被去激活时，DC/AC变换器4和DC/DC变换器中的开关(参见图6和19)或者被关断，或者一些开关被持久接通。这将在下面更详细地解释。

[0142] 在待机模式下，操作模式控制器50或者使串联电路21-2n从输出端子11,12断开连接，并且于是从外部AC电压v1断开连接，或者让串联电路21-2n连接到输出端子11,12。

[0143] 下面解释用于从待机模式切换到正常模式的启动序列的实施例。为了解释的目地，假定各个DC功率源是PV组件。这种情况下，一天至少要求一次启动序列，即，早上在日出之后。

[0144] 启动序列A图33中图解了启动序列的第一实施例(启动序列A)。在这个实施例中，待机模式902下的各个变换器单元2被配置成使来自输入端子21,22的输入电压V3传送给输出端子
23,24，并且操作模式控制器50被配置成使连接电路70把串联电路21-2n从输出端子11,12断开连接。

[0145] 通过接通特定配置中的DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6中的开关，输入电压V3可通过变换器单元2连接到输出端子23,24。例如，当如图6中图解那样，用H4-桥实现DC/AC变换器4时，通过持久地接通第一开关421和第四开关424，输入电压V3可连接到输出端子23,24。当可选的DC/DC变换器6是升压变换器时，如图12中图解那样，开关65被持久关断，并且当可选的DC/DC变换器6是降压变换器时，如图14中图解那样，开关
65被持久接通。待机模式下，DC/AC变换器4和DC/DC变换器6中的开关的开关状态由操作模式单元30管理。

[0146] 例如，当如图19中图解那样，用降压变换器和展开桥实现DC/AC变换器时，通过持久接通展开桥85中的第一开关851和第四开关854，并通过接通降压变换器80中的开关83，输入电压V3可被连接到输出端子23，24。

[0147] 在日出之后，在输入端子21,22处的输入电压V3，并且于是输出电压v2(在此阶段为DC电压)增加。操作模式控制器50可被配置成检测输出电压vOUT。输出电压vOUT是各个变换器单元2的输出电压v2之和，其中在日出之后，当PV组件接收的太阳能增加时，该输出电压vOUT增加。当输出电压vOUT达到给定阈值电压vOUT-TH时，操作模式控制器50控制同步电路10生成具有正常波形的同步信号Sv1，而使连接电路70把串联电路21-2n连接到输出端子11,12。参见之前的解释，正常模式下的同步信号Sv1可以是连续AC信号，周期脉冲信号，或者用于有限制的时间持续有限的AC信号。

[0148] 操作模式单元30检测同步信号Sv1从待机电平以正常电平的改变。操作模式单元30随后激活DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6以如之前参考图1到23所解释那样操作。按照一个实施例，在同步信号Sv1跨零时，DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6被激活，以便加大输出电流i1。

[0149] 按照一个实施例，在启动阶段期间，不仅控制输出电流i1的频率和相位，而且控制输出电流i1的幅度，以便例如在启动阶段中持续增加输出电流。通过控制变换器2的输入功率，可控制各个变换器2的输出电流i1。在其中控制输入电压V3的每个变换器拓扑中，即，在其中取决于输入电压基准信号SV3-REF调整输入电压V3的每个拓扑中，控制输入功率是可能的。在正常模式下，输入电压基准信号SV3-REF可由用于使在最佳操作点提供输入电压V3的PV组件3操作的MPP跟踪器(参见图11和32中的电路块7)生成。为了控制输入电压V3，并且于是为了控制启动期间的输出电流i1，操作模式控制电路30可被配置成在启动期间提供输入电压基准信号SREF-V3，或者可被配置成在启动期间控制MPP跟踪器7。图
32中用虚线示意地图解了这一点。在启动阶段期间， PV组件3不一定在其MPP操作。按照一个实施例，操作模式控制电路30分2步、3步或更多步来逐步地增加输入电压基准信号SREF-V3，以便逐步地增加各个变换器单元2的AC输出电流i1的幅度。

[0150] 当在图32的变换器单元2中，DC/AC变换器4包括降压变换器80和H4-桥85时，如图19中图解那样，降压变换器80可被配置成控制输入电压V3。这种情况下，可以省略DC/DC变换器6。图22中图解了配置成控制图19的DC/AC变换器4中的输入电压V3的控制电路5的实施例。尽管在正常模式下，输入电压基准信号SV3-REF由MPP跟踪器(图19和22中未图解)提供，但是在启动阶段期间，输入电压基准信号SV3-REF可由操作模式单元30提供，以便在启动阶段期间控制输出电流i1。

[0151] 在待机模式下，接通DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6中的开关要求电源。参见图32，每个变换器单元2包括提供变换器单元2中的各个部件的电源的电源单元40。
电源单元40或者连接到输入端子21,22，连接到输出端子23,24，或者当在DC/DC变换器6和DC/AC变换器4之间存在DC链路电容器时连接到DC链路电容器。

[0152] 当电源单元40连接到输入端子21,22时，当然只有当DC功率源提供除0以外的输入电压V3时，才提供用于接通DC/AC变换器4和DC/DC变换器6中的开关的能量。因此，在日出之后，输入电压V3首先向电源单元40供电，电源单元40向功率变换器单元2中的各部件供电，功率变换器单元2随后把输入电压V3传送给输出端子23,24，输出电压v2随后由操作模式控制器50检测，操作模式控制器50随后通过使同步单元10把同步信号Sv1从待机波形改变成正常波形，使变换器单元2改变成正常模式。在太阳能被提供给PV组件之前，即，当输入电压V3为零时，变换器单元2中的每个开关被关断，并且变换器单元不能被激活。这种操作模式可被提及为切断模式。

[0153] 启动序列B图34中图解启动序列的第二实施例(启动序列B)。在这个实施例中，当功率变换器电路1处于待机模式时，操作模式控制器50让串联电路21-2n连接到输出端子11,12。各个变换器单元2被去激活，以使得输出电流iOUT为0，并且输出电压vOUT对应于外部AC电压v1。外部AC电压v1对DC/AC变换器4的输入电容器充电，当采用DC/DC变换器6和DC/AC变换器4时，所述输入电容器是DC链路电容器。下面针对图6和19的DC/AC变换器拓扑，解释DC/AC变换器4的输入电容器的充电。参见图6，H4-桥的开关的每一个具有续流元件411-424。经由这些续流元件，当开关421-424被关断时，输入电容器41(或者图11的DC链路电容器600)被充电到在输出端子23,24之间的AC电压v2的峰值。因此，在待机模式下，操作模式单元(图32中的30)控制用H4-桥实现的DC/AC变换器4的开关以使其被关断。

[0154] 当如图19中图解那样用展开桥85实现DC/AC变换器4时，DC链路电容器89通过各个开关851-854的续流元件(图19中未图解)被充电到AC输入电压v2的峰值。

[0155] 在这个实施例中，电源单元40连接到DC/AC变换器4的输入电容器，或者连接到持久地提供变换器单元2的电源的DC链路电容器。

[0156] 尽管在启动序列A中，当提供足够高的输入电压V3时，功率变换器自动进入正常模式，但是在启动序列B中，要求附加的触发信号，以通知操作模式控制器50功率变换器电路1可从待机模式切换到正常操作模式。按照一个实施例，所述触发信号是指示日出并且因此指示当期待足够的太阳能被各个PV组件接收以便成功地从待机模式切换到正常模式时的时间的信号。该触发信号可从外部源提供给操作模式控制器50，或者可取决于特定日期、PV组件的地理位置和包括在不同日期时该地理位置处的日出时间的表格而在操作模式控制器50中被计算。下面，触发从待机模式到正常模式的切换的该信号将被提及为触发信号或日出信号。

[0157] 启动序列C按照包括来自启动序列A和B这两者的特征的另一实施例(启动序列C)，在待机模式下，操作模式控制器50让串联电路21-2n从输出端子11,12断开连接。此外，变换器单元2被配置成在待机模式下把输入电压V3传送给输出端子23,24。在这个实施例中，通过日出信号来发起功率变换器电路1从待机模式到正常模式的切换。再一次地，从待机模式到正常模式的切换包括把同步信号Sv1的波形从待机波形改变成正常波形。

[0158] 可能存在几个用于使功率变换器电路1从正常模式切换到待机模式的原因。按照一个实施例，操作模式控制器50还被配置成当操作模式控制器50检测到关闭条件的出现时，引起功率变换器电路1从正常模式切换成待机模式。可以以不同的方式，把关闭信息从操作模式控制器50传输给各个变换器单元2。当各个变换器单元2接收到关闭信息时，变换器单元被去激活并且进入待机模式。

[0159] 如上面有关于启动序列I所解释那样，操作模式控制器50可被配置成只有当待机模式下的输出电压vOUT高于给定基准电压时，才启动功率变换器电路1。当输出电压vOUT过低时，这可能存在几个原因：首先，PV组件接收的太阳能过低。其次，没有足够的串联连接的变换器单元2。

[0160] 关闭信息的传输I按照第一实施例，利用同步信号Sv1，把关闭信息从操作模式控制器50传输给各个变换器单元2。独立于正常模式下的同步信号Sv1的波形，操作模式控制器50简单地控制同步电路10以生成同步信号Sv1的待机波形。各个变换器2中的操作模式单元30被配置成检测待机波形，并且当检测到待机波形时去激活对应的变换器单元。在待机模式下，各个变换器单元2的输出电流i1变为0。

[0161] 关闭信息的传输II按照另一个实施例，当想要从正常模式切换到切断模式时，操作模式控制器50使连接电路70把串联电路从输出端子11,12断开连接。当串联电路21-2n从电网断开连接时，并且当变换器单元2仍然处于正常模式时，由每个变换器单元2提供的输出电流引起各个变换器单元2的输出电压v2增加，以使得总输出电压vOUT增加。在这个实施例中，变换器单元2被配置成检测其输出电压v2，并被配置成当输出电压增加到过压阈值时进入待机模式。按照一个实施例，每个变换器单元2的操作模式单元30监测输出电压v2，并比较输出电压和过压阈值，并且当输出电压v2达到过压阈值时使变换器单元2关闭。按照一个实施例，过压阈值被选择成取决于在每个变换器单元2的DC/AC变换器4中采用的半导体开关的电压闭锁能力。

[0162] 在这个实施例中，不存在信息从操作模式控制器50到各个变换器单元2的直接传输。代替地通过允许各个变换器单元2的输出电压v2增加到过压阈值来提供开关信息。

[0163] 还在其中利用同步信号传输开关信息以使得在各个变换器单元2中不存在意图的过压的那些情况中，例如当使串联电路21-2n从电网断开连接时，可能出现一个变换器单元2的输出电压的过压。因此，在每一情况下，可在各个变换器单元2中实现过压保护。

[0164] 下面解释可由操作模式控制器检测的关闭条件(错误)的一些实施例。取决于错误的类型，操作模式控制器50可尝试在一定时间之后重启功率变换器电路1，或者可以使功率变换器电路保持关闭。

[0165] 低输出电流按照一个实施例，当输出电流落在给定电流阈值以下时，功率变换器电路从正常模式切换到待机模式。这种转变由比较基于从测量单元600接收的信息的输出电流iOUT和电流阈值的操作模式控制器50发起。电流阈值例如选自在0.2A和0.5A之间的范围中。

[0166] 欠压状况当每个变换器单元2接收的太阳能低时，可能出现另一种错误。在这种情况下，具有各个变换器单元2的串联电路的输出电流iOUT可以具有非正弦波形，以使得当输出电压v1的瞬时值低时，输出电流iOUT的波形跟随外部AC电压v1的波形，并且输出电流iOUT被保持在恒定值上，或者甚至在输出电流的更高瞬时值时减小。通过分别将输出电压vOUT或者外部AC电压v1的波形与输出电流iOUT相比较，操作模式控制器50能够检测这种类型的错误。当操作模式控制器50检测到这种类型的错误时，操作模式控制器50发起上面解释的关闭序列之一，以便把功率变换器电路1切换成待机模式。

[0167] 相位差按照另一实施例，操作模式控制器50被配置成测量外部AC电压v1和输出电流iOUT的相位之间的相位差。当所述相位差大于想要的相位差，即，由同步信号Sv1给出的相位差和/或如由相位信号Sφ定义的相位差时，操作模式控制器50可发起两种不同的行动过程。例如，当输出电压iOUT和外部AC电压v1之间的相位差低于第一相位差阈值时，可以改变同步信号Sv1相对于外部AC电压v1的相位差，以便重新调整输出电流iOUT和外部AC电压v1之间的相位差。不过当相位差高于相位差阈值时，操作模式控制器50可利用上面解释的关闭序列之一，来使功率变换器电路1关闭。

[0168] 在其中只能在功率变换器电路的正常操作开始之时或者之前，或者只能在功率变换器电路的正常操作期间的某些时候，同步信号Sv1可用和其中根据同步信号Sv1生成连续同步信号Sv1'的那些情况下，相位差的评估可能特别地相关。

[0169] 日落类似于在日出时利用触发信号使功率变换器启动，在日落时，可以利用对应的触发信号使功率变换器电路关闭。

[0170] 自动关闭当例如一些PV组件接收的太阳能比其它组件接收的太阳能低得多时，连接到接收低太阳能的PV组件的变换器单元2的输出电压减小，而其它变换器单元2的输出电压增加。
之前在此已详细解释了这种机制。当存在几个与其它组件相比接收明显更低的太阳能的PV组件时，应用于输出端子11,12的外部AC电压v1可能在其它变换器单元2的输出处造成过压。具有过压的变换器单元2可能关闭，这造成在其它变换器单元2的输出处过压，所述其它变换器单元2随后被关闭。该过程继续下去直到变换器单元2的每一个被关闭为止。当变换器单元2被关闭时，输出电流变为0。这种情况下，各个变换器单元2自动关闭，以使得不必从操作模式控制器50向各个变换器单元2传输关闭信息。输出电流到0的减小由操作模式控制器50检测，操作模式控制器50随后引起同步电路10生成同步信号Sv1的待机波形。

[0171] 操作模式控制器50不仅可被配置成监测功率变换器电路1的工作，而且可被配置成监测电网（具体地外部AC电压v1），以便当检测到错误时，使功率变换器电路1关闭。

[0172] 反孤岛效应可能出现的第一种类的电网错误是“孤岛效应（islanding）”。这种情况下，在输入端子7,12处电网具有高输入阻抗。能够通过使具有变换器单元2的串联电路生成恒定输出电流iOUT，或者频率与外部AC电压v1的频率不同的AC输出电流iOUT来检测这种错误。如在此之前所解释那样，通过同步信号Sv1可调整输出电流iOUT的频率(当输出电流iOUT恒定时所述频率为0)。

[0173] 为了测试孤岛效应错误的出现，操作模式控制器50可被配置成使同步电路10生成具有不同于外部AC电压v1的频率的频率的同步信号。在其中如之前解释那样，操作模式控制器50改变输出电流iOUT的测试模式下，操作模式控制器50比较输出电流iOUT的波形和可在输出端子11,12处得到的外部电压v1的波形。当外部电压v1的波形跟随输出电流iOUT的波形时，电网具有高输入阻抗(或者甚至远离于输出端子11,12而被关断)。这种情况下，操作模式控制器使功率变换器电路1关闭。

[0174] 网电压的中断按照一个实施例，操作模式控制器50被配置成监测外部AC电压v1，并被配置成当外部AC电压v1被关断或中断时使功率变换器电路1关闭。

[0175] 不脱网运行按照一个实施例，当外部AC电压v1被中断时，操作模式控制器50不立即关闭功率变换器电路1，而是使串联电路在指定的时段内（比如例如几毫秒(ms)）生成AC输出电流iOUT。
当在该指定时段之后外部AC电压v1未恢复时，操作模式控制器1关闭功率变换器电路1。
其中尽管外部AC电压v1已中断，异相，低于通常值，畸变，短路等，也提供AC输出电流iOUT的操作模式被提及为“不脱网运行”。

[0176] 在不脱网运行模式下，可以以不同的方式提供各个变换器单元1按其生成它们的输出电流i1的同步信息。在其中只在正常模式开始时，传输同步信息并且其中在各个变换器单元2中(在信号生成器20中)生成连续同步信号的实施例中，在不脱网运行模式下，不需要提供附加的同步信息。不过当各个变换器单元2要求连续同步信号时，和当根据外部AC电压v1生成正常模式下的同步信号时，处于不脱网运行模式的同步电路10基于在正常模式之前，即，在检测到外部AC电压v1的中断之前生成的同步信号的频率和相位信息而连续地生成连续同步信号。

[0177] 无功功率生成功率变换器电路1甚至可以用于稳定电网上的电压。

[0178] 参见之前提供的解释，在正常模式下，由各个变换器单元2的串联电路生成的输出电流iOUT具有如由同步信号Sv1定义的频率和相位。同步信号Sv1的频率和相位可由操作模式控制器50调整。在正常模式下，通常生成同步信号Sv1以使得包括在同步信号Sv1中的频率信息对应于外部AC电压v1的频率，并且相位信息对应于外部AC电压v1的相位。在这种情况下，输出电流iOUT与外部AC电压v1同相。

[0179] 不过，可能存在其中想要在输出电流iOUT和外部AC电压v1之间具有相位差以便向电网提供无功功率，从而稳定电网上的电压的情况。通过合适地调整包括在同步信号Sv1中的相位信息，能够容易地调整该相位差。按照一个实施例，操作模式控制器50接收来自公用事业提供者的外部信号，其中所述外部信号包括输出电流iOUT和外部电压v1之间的想要的相位差。所述外部信号可以经由常规的通信信道，比如无线电信道、功率线或因特网被提供给操作模式控制器。

[0180] 按照另一实施例，操作模式控制器50测量由功率变换器电路1提供给电网的输出功率，并取决于所述输出功率，调整输出电流iOUT和外部AC电压v1之间的相位差。按照一个实施例，当功率变换器电路1提供的输出功率增加时，所述相位差增加，以便增加提供至给网的无功功率。

[0181] 有功功率降额按照另一实施例，操作模式控制器50还被配置成检测外部AC电压的频率，并被配置成当该频率达到高于设定值，比如50Hz或60Hz的频率阈值，比如50.2Hz或60.3Hz时，减少功率变换器电路1的输出功率。当与连接至网的消费者所消费的功率相比存在更多的输入至网的功率时，可以增加网电压的频率。

[0182] 通过控制各个变换器单元2的输入电压V3，可控制功率变换器电路1的输出功率。这已在前面有关于“启动序列A”进行了解释。要求减少各个变换器单元2的输出功率的信息可通过经过其传输同步信号Sv1的相同信道从操作模式控制器50传输给各个变换器单元
2。

[0183] 重启参见上面的解释，可能存在当出现错误之后关闭功率变换器电路1的操作情形。在功率变换器电路1被关闭之后，利用之前在此解释的启动序列之一，可以重启功率变换器电路。下面，“重启”功率变换器电路1意味着采用启动序列之一再次启动功率变换器电路1。

[0184] 例如当由于电网的错误，功率变换器电路1已被关闭时，操作模式控制器50可被配置成检查外部AC电压v1，并被配置成在网电压v1已返回正常之后重启功率变换器电路1。操作模式控制器50可被配置成以有规律的时间间隔，比如每分钟，每5分钟等，检查网电压。

[0185] 例如当功率变换器电路1因欠压状况，因自动关闭，或者因相位差而被关闭时，操作模式控制器可被配置成在给定时段，比如例如1分钟，2分钟等之后重启功率变换器电路。

[0186] 当然，也可在启动期间检测错误的出现，以使得甚至能够在达到正常操作模式之前关闭功率变换器电路1。

[0187] 参见之前的解释，在启动阶段期间，可按照给定时间轮廓增加各个变换器单元2的输出电流i1。这种电流轮廓可以是固定电流轮廓。按照另一实施例，取决于关闭历史——这意味着取决于功率变换器电路1是否因错误而被关闭——来限制启动期间的输出电流i1的轮廓。按照一个实施例，当功率变换器电路1因欠压状况，因自动关闭，或者因相位差而被关闭时，(按照更浅的电流轮廓)更缓慢地增加输出电流。当重启因在启动阶段期间出现错误而失败时，可以在下一次重启之后应用甚至更浅的电流轮廓。“更浅的电流轮廓”是其中电流更缓慢地增加的轮廓。

[0188] 在之前解释的实施例中，同步信号Sv1由同步电路10提供，其中同步电路10被配置成例如在正常模式下取决于外部AC电压v1而生成同步信号Sv1，或者例如当出现错误时，独立于外部AC电压而生成同步信号Sv1。

[0189] 按照图35中图解的另一实施例，同步电路10包括同步单元101, 102, 10n，每个同步单元101, 102, 10n耦接到一个变换器单元21, 22, 2n的输出端子，被配置成测量对应的变换器单元21, 22, 2n的输出电压v21, v22, v2n，以取决于每个所测量的输出电压生成同步信号，并把一个同步信号提供给对应的变换器单元21, 22, 2n每一个。按照一个实施例，各个同步信号与输出电压v21, v22, v2n成比例，以使得各个同步单元101, 102, 10n可被实现成电压测量单元。

[0190] 图36中图解可用在图35的功率变换器电路1中的变换器单元2的实施例。图36的变换器单元2基于参考图32详细解释的变换器单元2。在图36的变换器单元2中，同步信号Sv1是通过测量变换器单元2的输出电压v2而接收的电压测量信号。下面解释图36的变换器单元2的操作原理。

[0191] 为了解释的目的，假定功率变换器电路1处于待机模式。在待机模式下，功率变换器电路1连接到输出端子11,12(参见图35)，以使得外部AC电压v1应用于具有各个变换器单元2的串联电路。在待机模式下，当功率变换器电路1的输出功率为0时，各个变换器单元2的输出电容(图36的变换器单元2中的C)充当电容分压器，以使得在各个变换器单元2的输出的电压v2与外部AC电压v1同相。被采用来启动各个变换器单元2的启动序列对应于之前解释的启动序列B，具有以下区别：在该启动序列开始时，或者在该启动序列开始之前，在短时段内(例如，在同步信号Sv1的几个周期内)向信号生成器20提供同步信号Sv1，此时所述同步信号Sv1是与外部AC电压v1同相的正弦信号。信号生成器20同步于同步信号Sv1，并且随后在启动阶段中并在启动阶段之后按正常模式中自主地生成连续的同步信号Sv1'。可如之前参考图29所解释那样实现信号生成器20。

[0192] 参见图36，操作模式单元30可控制当向信号生成器20提供同步信号Sv1时的时段。通过使开关301连接在同步单元(图36中未示出)和信号生成器20之间来示意地图解这一点，其中开关由操作模式单元控制。不过这用于图解操作而不是图解实现。当然，可以采用许多不同的手段来在开始启动序列之前或开始启动序列之时在给定时段内向信号生成器提供取决于输出电压v2的同步信号Sv1。

[0193] 在该变换器单元1中，在变换器单元1进入正常模式之后，操作模式控制器50可被配置成检测输出电流i1和外部AC电压之间的相位差，并且当所述相位差超过给定阈值时被配置成关闭变换器电路1。可如之前在段落“关闭信息的传输II”中所解释的那样关闭变换器电路1。重启机制可对应于之前解释的重启机制之一。在关闭之后的重启时，如之前解释那样，将使变换器电路1再次同步于外部电压v1。

[0194] 按照另一实施例，操作模式控制器50把与之前解释的相移信号Sφ对应的相移信号提供给各个变换器单元2的控制电路5。在这个实施例中，操作模式控制器50被配置成当输出电流iOUT和外部电压v1之间的相位差高于第一相位差阈值并且低于第二相位差阈值时对相移信号Sφ进行适配，以便防止相位差的进一步增加。此外，操作模式控制器50被配置成当所述相位差高于第二相位差阈值时关闭变换器电路以便强制重启。

[0195] 图37图解用于根据DC输入电压V3生成AC输出电压v2的变换器单元2的又一种拓扑。类似于之前所解释的其它变换器单元，图37的变换器单元2的输出23,24可以与其它对应的变换器单元的输出端子串联连接，以便形成在此之前解释的功率变换器电路1。在图37中，只示出了一个变换器单元2的拓扑，未图解控制电路(比如之前解释的控制电路5)。

[0196] 参见图37，变换器单元2包括第一级210，第一级210是展开桥和降压变换器的组合。第一级210包括两个半桥，每个半桥包括第一开关211,213和第二开关212,214。第一级210还包括第一电感储能元件215，和第二电感储能元件216。第一电感储能元件215连接到第一半桥的输出，并且第二电感储能元件216连接到第二半桥的输出，其中每个半桥的输出由为形成对应半桥的第一和第二开关所共享的电路节点形成。第一级210连接到配置成从DC功率源3(图37中未示出)接收供给电压V3的输入端子21,22。两个半桥的开关211-214可由驱动电路230彼此独立地接通和关断，驱动电路230生成由各个开关211-214接收的驱动信号S211 , S212, S213, S214。下面进一步解释第一级210的操作原理。

[0197] 变换器单元2还包括耦接在第一级的电感储能元件215,216和变换器单元3的输出端子23,24之间的第二级220。下面也将被提及为升压级的第二级220包括连接在第一电感储能元件215和变换器级2的第一输出端子23之间的第一开关221，和连接在第二输出端子24和为第一电感储能元件215和第一开关221所共享的电路节点之间的第二开关222。此外，第二电感储能元件216连接到第二输出端子24。第二级的开关221,222可由驱动电路230彼此独立的接通和关断，驱动电路230生成由各个开关221,222接收的驱动信号S221，S222。参见图37，第一级和第二级210,220的开关211-214和221,222的每一个可包括与开关元件并联连接的续流二极管(也图解于图37中)。不过在第二级220中，由于输入和输出电压的双极属性，要求双向阻断和导通开关。这些双向开关可包括按背靠背配置排列的两个MOSFET。取决于电压的极性，这两个MOSFET之一可被持久接通，以使得另一个MOSFET的体二极管可以在而不要求另外的控制信号的情况下用作取决于跨各个开关的电压的极性而导通的续流元件。

[0198] 变换器单元2被配置成在输出23,24处生成具有如由驱动电路230接收的基准信号SREF定义的频率、相位和幅度的AC输出电流i1。可如前所解释那样生成该基准信号SREF。

[0199] 下面解释变换器单元2的操作原理。为了解释的目的，假定要生成的输出电流i1是正弦电流，并且输出电压v2是具有高于DC输入电压V3的幅度的正弦电压。生成一个周期的正弦输出电压v2包括6个阶段，即(A)其中输出电压v2的瞬时值为正并且小于输入电压V3的第一阶段；(B)其中输出电压v2的瞬时值为正并且高于输入电压V3的第二阶段；(C)其中输出电压v2的瞬时值为正并且再次小于输入电压V3的第三阶段；(D)其中输出电压v2的瞬时值为负并且具有小于输入电压V3的幅度的第四阶段；其中输出电压v2的瞬时值为负并且具有高于输入电压V3的幅度的第五阶段(E)；和其中输出电压v2的瞬时值为负并且再次具有小于输入电压V3的幅度的第六阶段(F)。

[0200] 在第一阶段(A)中，通过由驱动电路230以PWM方式驱动的第一半桥的第一开关211来控制输出电流i1。在该阶段中，第二级220的第一开关221被接通，而第二级220的第二开关222被关断。在第一阶段中，第二半桥的第一开关213持久断开，并且第二半桥的第二开关214持久导通。在其中第一开关211断开的那些时段中，第一半桥的第二开关212充当续流元件。为此，续流二极管接纳续流电流。可并行于导通的体二极管接通开关212。

[0201] 在第一阶段(A)中，变换器单元2充当降压变换器。在该阶段中，通过第一开关211的占空比控制输出电流i1的幅度。输出电压的幅度由外部电压v1(图37中未示出)定义。

[0202] 在第二阶段(B)中，第一半桥的第一开关211和第二半桥的第二开关214导通，而第一半桥的第二开关212和第二半桥的第一开关213断开。第二级120的第二开关222是以PWM方式驱动的，并且在当第二开关122断开时的那些时段中，第一开关221充当续流元件。通过第二开关222的占空比控制输出电流i1的幅度。在第二阶段(B)中，变换器单元3充当升压变换器，其中每次第二级220的第二开关222导通时，能量被存储在第一电感储能元件215中。在第二开关222被关断之后，该能量被转至具有输出端子23,24的输出。

[0203] 第三阶段(C)中的操作原理对应于第一阶段(A)中的操作原理。

[0204] 在第四阶段(D)中，通过按PWM方式驱动的第二半桥的第一开关213来控制输出电流i1。在该阶段中，第二级的第一开关221导通，而第二开关222断开。此外，在该阶段中，第一半桥的第一开关211断开，第一半桥的第二开关212导通，并且在其中第一开关213断开的那些时段中，第二半桥的第二开关214充当续流元件。在第四阶段(D)中，变换器单元3充当提供负输出电流i1的降压变换器。通过第二半桥的第一开关213的占空比来控制输出电流i1的幅度。

[0205] 在第五阶段(E)中，第二半桥的第一开关213和第一半桥的第二开关212导通，而第二半桥的第二开关214和第一半桥的第一开关211断开。按PWM方式驱动第二级120的第二开关222，并且在当第二开关222断开时的那些时段中，第一开关221充当续流元件。通过第二开关222的占空比来控制输出电流i1的幅度。在第五阶段(E)中，类似于第二阶段，变换器单元2充当升压变换器。

[0206] 第六阶段(F)中的操作原理对应于第四阶段中的操作原理。

[0207] 驱动电路230可接收表示输入电压V3的输入电压信号SV3，和表示输出电压v2的输出电压信号Sv2。基于这些信号，驱动电路230检测输出电压v2为正还是为负，和输出电压v2的瞬时值是高于输入电压还是低于输入电压。基于该检测，驱动电路230按降压模式和升压模式之一来操作变换器单元2。在这些阶段的每一个中，输出电流i1的想要的电平由电压控制信号SREF定义。该信号可以是交流信号，以便生成交流输出电压电流，并且可以如前面解释那样取决于输出电流信号Si1和同步信号Sv1而生成该信号。在每种情况下，按PWM方式操作的那些开关的开关频率显著高于基准信号的频率。所述开关频率可为几十kHz或几百kHz，而基准信号的频率可为几十Hz，比如50Hz或60Hz。基准信号SREF的频率可以变化以便能够正确地控制输出电流i1的频率。

[0208] 在之前解释的其中功率变换器电路1向负载提供AC输出电流的实施例的每一个中，每个变换器单元2提供AC电流io1。为此，每个变换器单元2，具体地，每个变换器单元2中的DC/AC变换器4包括具有两个半桥的H4桥(例如，参见图6中的具有第一半桥411,
422和第二半桥423, 424的H4桥)。

[0209] 图38图解其中可以减少各个变换器单元2的复杂性的功率变换器电路1的实施例。在这个实施例中，代替AC信号，各个变换器单元2接收作为整流的AC信号的同步信号Sv1''。除此之外在此于前面有关于同步信号Sv1而解释的一切均相应地应用于同步信号Sv1''。

[0210] 类似于之前解释的变换器单元2，图38的变换器单元2被配置成生成其具有由同步信号Sv1''定义的频率和相位的输出电流i1。按照一个实施例，同步电路10取决于应用于输出端子11,12的外部电压v1而生成同步信号Sv1''。具体地，同步电路10可生成同步信号Sv1''，以使得同步信号Sv1''具有取决于整流的外部电压v1的频率和相位。例如如果外部电压v1具有正弦波形，那么同步信号Sv1''具有整流的正弦信号的波形。同步信号Sv1''可以与整流的外部电压v1''同相，或者在同步信号Sv1''和整流的外部电压v1''之间可以存在相位差。

[0211] 图39示意地示出具有正弦波形的外部电压v1，对应的整流电压v1''，和同步信号Sv1''的定时图。在图39中图解的实施例中，同步信号Sv1''与整流的外部电压v1''同相。不过，这只是例子，这些信号Sv1''，v1''之间也可具有相位差。图39还图解变换器单元2之一的输出电流i1的定时图。该输出电流i1具有由同步信号Sv1''定义的频率和相位，以使得一个变换器单元的输出电流i1具有整流的正弦信号的波形。在稳态下，变换器单元串联电路的总输出电流iOUT-REC具有各个变换器单元2的输出电流i1的波形。

[0212] 参见图38，连接在具有变换器单元的串联电路和输出端子11,12之间的展开电路300接收由变换器单元串联电路提供的输出电流iOUT-REC，并把具有整流的AC信号(比如整流的正弦信号)的波形的该输出电流iOUT-REC变换(展开)成具有AC信号(比如正弦信号)的波形的输出电流iOUT。输出电流iOUT在输出端子11,12处被输出。

[0213] 参见图40，图中示出展开电路300的一个实施例，展开电路330可包括与参考图19解释的桥接电路85类似的具有两个半桥的桥接电路。在图40中，参考标记231表明第一变换器单元21(图40中未示出)的第一输出端子，并且参考标记232表明第n个变换器单元2n(图40中未示出)的第二输出端子。这些端子将被分别提及为变换器单元串联电路的第一端子和第二端子。展开电路把串联电路输出电流iOUT-REC转换成AC输出电流IOUT。
为此，展开桥300交替地呈现第一开关状态和第二开关状态。在第一开关状态下，串联电路的第一端子231连接到第一输出端子11，并且串联电路的第二输出端子24n连接到第二输出端子12，并且在第二开关状态下，串联电路的第一端子231连接到第二输出端子12，并且串联电路的第二输出端子24n连接到第一输出端子12。在同步信号Sv1''的每个周期的开始，展开桥改变开关状态。在图38的实施例中，每次同步信号Sv1''减小到0时，开始同步信号的新周期。

[0214] 参见图40，展开电路300可包括第一和第二半桥，第一和第二半桥的每一个包括第一开关301,303和第二开关302,304。在该实施例中，这两个半桥连接在变换器单元串联电路的输出端子231,24n之间。第一半桥301,302的输出端子连接到第一输出端子11，并且第二半桥303,304的输出端子连接到第二输出端子12。在该展开电路中，在第一开关状态下，第一半桥的第一开关301和第二半桥的第二开关304被接通，并且其它开关302,303被关断，并且在第二开关状态下，第一半桥的第二开关302和第二半桥的第一开关303被接通，并且其它开关301,304被关断。控制电路310接收同步信号Sv1''，并控制各个开关以使得取决于同步信号Sv1''的展开电路300交替地呈现第一和第二开关状态，以便根据由变换器单元串联电路提供的整流的交流输出电流iOUT-REC来生成交流输出电流iOUT。

[0215] 按照一个实施例，同步电路10取决于外部电压v1生成同步信号Sv1''。这种情况下，同步电路10可接收外部电压v1，或者可以接收整流的外部电压v1''(如图38中用虚线所图解那样)。在该实施例中，代替同步信号Sv1''，展开桥的控制电路310可接收外部电压v1(或者表示外部电压的信号)，以便控制展开桥。在该实施例中，控制电路310使展开桥300在外部电压v1的正半周期期间按第一开关状态操作，并且使展开桥300在外部电压v1的负半周期期间按第二开关状态操作。

[0216] 参见图38，展开桥300不仅把串联电路的输出电流iOUT-REC变换成功率变换器电路1的输出电流iOUT，而且变换(整流)外部电压v1，并把整流后的外部电压v1''应用于具有变换器单元2的串联电路(并且可选地应用于同步电路10)。

[0217] 按照另一实施例，同步电路10基于除外部电压v1外的其它信息生成同步信号Sv1''。在其中端子11,12之间的电压v1不是外部(网)电压从而功率变换器电路1还必需定义该电压v1的频率的那些情况下，这可能变得必要。例如当功率变换器电路1在孤网中操作时，这可能变得必要。

[0218] 在图38的功率变换器电路1中，各个变换器单元2只需要能够提供具有一种极性的输出电流i1，而不是在正极性和负极性之间周期地改变的输出电流。这允许简化每个变换器单元2中的DC/AC变换器4的拓扑。在本描述的上下文中，术语“DC/AC变换器”是有关于之前解释的分别根据直流输入电流和直流输入电压生成交流输出电流的变换器4使用的。不过，术语“DC/AC变换器”也可有关于生成具有周期性变化的幅度并且只有一种极性的输出电流，比如具有整流的正弦信号的波形的输出电流的变换器来使用。

[0219] 按照一个实施例，每个变换器单元中的DC/AC变换器4是利用降压变换器，升压-降压变换器，或者降压-升压变换器拓扑实现的。图41中图解了包括具有降压拓扑4的DC/AC变换器4的变换器单元2的一个实施例。参见图41，DC/AC变换器4耦接在变换器单元2的具有第一和第二输入端子21,22的输入和具有输出端子23,24的输出之间。可选地，DC/DC变换器6连接在变换器2的输入21,22和DC/AC变换器4之间。该DC/DC变换器6和对应的控制电路7可以对应于之前解释的DC/DC变换器6之一。

[0220] 通过省略第三开关423和电感储能元件442，并通过用短路替代第四开关424，可从之前解释的具有H4-桥的DC/AC变换器4中的一个获得图41的DC/AC变换器4。参见图41，降压变换器包括具有串联连接的高侧开关401和低侧开关402的半桥。该半桥接收输入电压V3或DC链路电压V6(当变换器单元2包括DC/DC变换器6时)。电感储能元件403
耦接在所述半桥的输出和变换器单元2的输出22,23之间。在该实施例中，电感储能元件
404连接在半桥401,402的输出和第一输出端子23之间。

[0221] 在图41的DC/AC变换器4中，高侧开关401由驱动电路404按PWM方式驱动，以使得输出电流i1具有如由驱动电路404接收的基准信号SREF所定义的波形。基准信号SREF由控制电路5取决于同步信号Sv1''和表示输出电流i1的输出电流信号Si1生成。按照一个实施例，控制电路5生成基准信号SREF以使得DC/AC变换器生成与同步信号Sv1''同相的输出电流i1。

[0222] 在图41的DC/AC变换器4中，低侧开关402充当当高侧开关401关断时接纳通过电感储能元件403的电流的续流元件。该低侧开关402可以包括续流二极管(也图解在图41中)。按照一个实施例，低侧开关402被续流二极管替代。

[0223] 当输出电压v2的电平总是分别小于输入电压V3和DC链路电压V60的电平时，DC/AC变换器4可被实现成降压变换器。如果DC/AC变换器的输出电压v2的最大电平分别高于输入电压V3和DC链路电压V60的电平，那么可用升压-降压变换器拓扑和降压-升压变换器拓扑之一实现该DC/AC变换器。

[0224] 图42中图解包括带有具有升压-降压变换器拓扑的DC/AC变换器4的变换器单元2的一个实施例，并且图43中图解带有具有降压-升压变换器拓扑的DC/AC变换器4的变换器单元2的一个实施例。在图42和43中，未图解连接在输入端子21,22和DC/AC变换器4之间的可选DC/DC变换器6。当用DC/DC变换器6实现图42和43的变换器单元时，代替输入电压V3，DC/AC变换器4接收DC链路电压V6。

[0225] 参见图42，DC/AC变换器4包括具有第一电感储能元件411，第一和第二开关412,413和电容储能元件414的升压级。具有第一电感储能元件411和第一开关412的串联电路接收输入电压V3。具有第二开关413和电容储能元件414的串联电路与第一开关
412并联连接。升压级生成跨电容储能元件414的升压电压V414。

[0226] 升压级类似于常规升压变换器地操作，并且可被配置成在电容储能元件414处生成恒定的升压电压V414。这种情况下，第一驱动电路418经由驱动信号S41，S413驱动第一和第二开关412,413，以使得升压电压V414恒定。为此，第一驱动电路418可接收表示升压电压414的升压电压信号SV414。具体地，第一驱动电路418可按PWM方式驱动第一开关412，其中每当第一开关412被接通时，能量被储存在第一电感储能元件411中。第一开关
412接收的PWM驱动信号S412的占空比可以取决于升压电压，或者更具体地，取决于升压电压V414和想要的设定电压之间的误差而变化。第二开关413充当每当第一开关412被关断时，接纳通过电感储能元件411的电流并对电容储能元件414充电的续流元件。

[0227] 参见图42，DC/AC变换器4还包括具有第三开关415，第二开关416和第二电感储能元件417的降压级。该降压级具有与图41的DC/AC变换器4的拓扑对应的拓扑，其中第三开关415对应于图41的高侧开关401，第四开关416对应于图41的低侧开关402，并且第二电感储能元件417对应于图41的电感储能元件403。

[0228] 可对应于参考图41解释的驱动电路404的第二驱动电路419经由驱动信号S415，S416驱动降压级的开关415,416。在这个实施例中，降压级被配置成根据升压级提供的升压电压V414，生成具有如由基准信号SREF定义的波形的输出电流i1。和之前解释的实施例中一样，基准信号SREF由控制电路5输出。

[0229] 尽管在图42的DC/AC变换器4中，使升压级和降压级同时地操作，但是图43中图解的具有降压-升压拓扑的DC/AC变换器4或者作为升压变换器的操作(在升压模式下)，或者作为降压变换器操作(在降压模式下)。参见图43，DC/AC变换器4包括具有连接在输入端子23,24之间的第一开关421和第二开关422的串联电路，和具有连接在输出端子之间的第三开关423和第四开关424的串联电路。电感储能元件425连接在为第一和第二开关421,422共享的第一电路节点，和为第三和第四开关423,424共享的第二电路节点之间。通过省略第二半桥213,214，和第二电感储能元件216，并通过连接第二输入22和第二输出24，可从图37的变换器单元2获得该DC/AC变换器。

[0230] 驱动电路426控制各个开关，以使得DC/AC变换器4或者按降压模式操作或者按升压模式操作。图43的DC/AC变换器4的操作原理对应于变换器2在操作阶段(A)到(C)中的操作原理，其中该变换器单元在阶段(A)和(C)中按降压模式操作，并且在阶段(B)中按升压模式操作。当图43的DC/AC变换器处于降压模式时，第三开关423持久接导通，并且第四开关424持久断开。此外，第一开关421是按PWM方式驱动的，以使得输出电流i1具有由驱动电路426接收的基准信号SREF所定义的波形。在其中第一开关421被关断的那些时段中，第二开关422充当续流元件。按照一个实施例，第二开关422被比如二极管之类的续流元件替代。

[0231] 在升压模式下，第一开关421持久接通，并且第二开关422持久关断。在升压模式下，控制电路426按PWM方式操作第四开关424以使得输出电流i1具有由基准信号SREF定义的波形。第三开关423充当续流元件。可选地，第三开关423被二极管替代。

[0232] 参见图43，除了基准信号SREF之外，驱动电路426还接收表示输出电压v2的瞬时值的输出电压信号Sv2，和表示输入电压的输入电压信号SV3。驱动电路426被配置成每当输出电压信号Sv2和输入电压信号SV3指示输入电压v3高于输出电压v2的瞬时值，就按降压模式操作AC/DC变换器4。以另外的方式，驱动电路426按升压模式，操作DC/AC变换器4。

[0233] 在之前解释的功率变换器电路1的实施例中，DC功率源3连接到的各个变换器单元2的输入端子21,22未与可得到输出电流i1OUT的输出端子11,12电流隔离。不过，尤其是在其中输出处的电压v1的幅度和输入处的电压V3之间存在高的比的那些应用中，可能想要电流隔离。按照一个实施例，接收输出电流i1OUT的电网是供给具有约为10kV和约为20kV之间的幅度的电压v1的中压网，而各个DC功率源3输出几十伏或几百伏的供给电压。
这种情况下，可能要求输入21,22和输出11,12之间的电流隔离。

[0234] 存在几种用以提供输入21,22和输出11,12之间的电流隔离的不同设想。下面参考图44和45解释两种主要的设想。

[0235] 图44图解包括至少一个变压器的功率变换器电路1的第一实施例。在该功率变换器电路1中，各个变换器单元2(参考标记“2”表明图44的变换器单元21-2n的任意之一)的每一个均包括DC/DC变换器6和DC/AC变换器4，如在此之前参考图11所解释那样。为了易于图解，图44中未图解DC/DC变换器6和DC/AC变换器4的控制电路。DC/DC变换器6的每一个连接在一个DC功率源3和一个DC/AC变换器4之间，并且包括变压器69，变压器69提供DC功率源和输出端子11,12之间的电流隔离。下面解释DC/DC变换器6的具体实施例。

[0236] 尽管图44中的各个DC/DC变换器被描绘成每一个均包括一个变压器，但是也可以是两个或者更多的DC/DC变换器6共享一个变压器。每个DC/DC变换器6输出由对应的DC/AC变换器4接收的DC链路电压。

[0237] 可如之前解释那样实现各个DC/AC变换器4。可选地，展开桥300分别连接在具有变换器单元2的串联电路或者具有DC/AC变换器4的串联电路和输出端子11,12之间(如在此之前参考图38所解释那样)。当各个变换器单元2的每一个输出AC电流i1时，展开桥300可被省略，并且当各个变换器单元2的每一个输出整流的AC电流i1时，展开桥300连接在具有变换器单元2的串联电路和输出端子之间。

[0238] 图45图解包括至少一个变压器的功率变换器电路1的另一实施例。在该功率变换器电路1中，各个变换器单元2的每一个包括DC/AC变换器4，其中每个DC/AC变换器4包括一个变压器69。下面参考附图，解释图45的DC/AC变换器4的特定实施例。

[0239] 参见图45，每个DC/AC变换器4的输入耦接到一个DC功率源3。可选地，在每个变换器单元2中，DC/DC变换器6连接在DC功率源3和DC/AC变换器4之间。可如前参考图12到18所解释那样实现每个均输出DC链路电压V6的各个DC/DC变换器6。为了易于图解，图45中未图解DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器6的控制电路。

[0240] DC/AC变换器4可被实现成输出AC电流i1，或者输出整流的AC电流。在第一种情况下，具有DC/AC变换器4的串联电路可被连接到输出端子11,12，而在第二种情况下，展开桥(图45中用虚线图解)接收整流的AC电流，并把AC电流输出给输出端子11,12。下面在此参考附图解释DC/AC变换器4的特定实施例。

[0241] 下面参考图46到50解释每个均包括变压器并且可用在参考图44解释的功率变换器电路1中的DC/DC变换器6的一些示例性实施例。

[0242] 图46示出带有具有初级绕组69P和次级绕组69S的变压器69的DC/DC变换器6的基本拓扑。DC/DC变换器6包括接收输入电压V3并把脉宽调制电压V69P应用于变压器69的初级绕组69P的开关电路621。可选地，与之前解释的输入电容器63对应的输入电容器63连接在输入端子21,22之间。次级绕组69S与初级绕组69P电感耦接，并且具有与之相连接的整流器电路622。整流器电路622包括DC链路电容器60，并被配置成根据跨初级绕组的电压V69S，生成DC链路电压V60。DC/DC变换器6可被配置成控制输入电压V3和DC链路电压V60的至少之一。只是为了解释的目的，假定DC/DC变换器6被配置成控制输入电压V3。这种情况下，开关电路621接收之前解释的输入电压基准信号SREF-V3。MPP跟踪器(图44中未示出)可输出输入电压基准信号SREF-V3。开关电路621可被配置成通过合适地调整应用于初级绕组69P的PWM电压V69P的占空比来控制输入电压。

[0243] 可选地，升压级623(图46中用虚线图解)连接在输入21,22和开关电路621之间。升级级623被配置成输出升压电压V623，升压电压V623高于输入电压V3并被开关电路621接收。升压级623可包括常规的升压变换器拓扑。在升压级623连接在输入21,22和开关电路621之间的情况下，升压级623可接收输入电压基准信号SREF-V3，并且可被配置成控制输入电压V3。

[0244] 以下参考图47到50解释每个均具有参考图46解释的基本拓扑的DC/DC变换器6的4种更具体的实施例。这些拓扑的每一个可包括参考图46解释的输入电容器。不过，图47到50中未图解这样的输入电容器。此外，这些拓扑的每一个可选地包括连接在输入
21,22和开关电路621之间的升压级。不过，图47到50中也未图解这样的升压级。

[0245] 图47图解具有包括初级绕组69P和次级绕组69S的变压器69的DC/DC变换器6的第一实施例。图47的DC/DC变换器6具有已知为双晶体管正激(TTF)拓扑的拓扑。在这种类型的DC/DC变换器6中，初级绕组69P和次级绕组69S具有相同的绕组方向。初级绕组69P连接在开关电路621的第一开关5061和第二开关5062之间，其中具有开关5061，5062和初级绕组22P的串联电路连接在输入端子21,22之间，以用于接收DC输入电压V3。为第一开关5061和初级绕组69P共享的电路节点经由第一整流器元件5071，比如二极管，耦接到第二输入端子22。此外，为初级绕组69P和第二开关5062共享的电路节点经由第二整流器元件5072，比如二极管，耦接到第一输入端子21。

[0246] 在整流器电路622中，具有第三整流器元件504，电感储能元件508和DC链路电容器60的串联电路与次级绕组69S并联连接。DC链路电容器60连接在可得到DC链路电压V60的DC/DC变换器的输出端子61,62之间。第四整流器元件505与具有电感储能元件508和DC链路电容器60的串联电路并联连接。

[0247] 参见图47，驱动电路510生成对于被同时接通和关断的第一和第二开关5061,5062的驱动信号S506。驱动信号S506是具有取决于输入电压基准信号SREF-V3和表示输入电压V3的输入电压信号SV3的占空比的脉宽调制(PWM)驱动信号。驱动电路510被配置成调整驱动信号S506的占空比，以使得输入电压V3的电压电平对应于由基准信号SREF-V3表示的电压电平。

[0248] 图47的DC/DC变换器6的操作原理如下。每当第一和第二开关5061,5062被接通时，初级绕组69P连接在输入端子21,22之间，并且电流流过初级绕组69P。当输入电压V3具有如图47中所指示的极性时，跨次级绕组69S的电压V69S的极性如图47中所指示。该电压引起电流流过第三整流器元件504，电感储能元件508和DC链路电容器60。当开关5061,5062被关开时，由于两个整流器元件5071, 5072，通过初级绕组69P的电流继续流动。
不过，跨次级绕组22S的电压V69S的极性被反转，以使得通过第一整流器元件504的电流变成0，并且由电感储能元件508感应的电流流过第二整流器元件505。在DC功率源V3提供的给定输入功率下，驱动信号S506的占空比的临时增加造成输入电流I3的增加和输入电压V3的减小，并且所述占空比的减小造成输入电流I3的减小和输入电压V3的增加。

[0249] 在图47的DC/DC变换器6，以及上面和下面解释的其它DC/DC变换器6中，用二极管符号表示的整流器元件可被实现成二极管。不过，也可把这些整流器元件实现成包括开关元件，比如MOSFET的同步整流器(SR)。

[0250] 图48图解DC/DC变换器6的另一个实施例。图48的DC/DC变换器6包括移相零电压开关(ZVS)全桥拓扑。参见图48，开关电路621包括两个半桥，每个半桥包括连接在输入端子21,22之间用于接收输入电压V3的高侧开关6051, 6061和低侧开关6052,6062。具有电感储能元件610和变压器69的初级绕组69P的串联电路连接在这两个半桥的输出端子之间。变压器69包括具有造成两个次级绕组部分69S1,69S2的中心抽头的次级绕组。第一和第二次级绕组部分69S1,69S2的每一个与初级绕组69P电感耦接。初级绕组69P和次级绕组69S1,69S2具有相同的绕组方向。

[0251] 整流器电路622包括具有电感储能元件611和DC链路电容器60的串联电路。第一次级绕组部分69S1经由第一整流器元件607耦接到该串联电路611,60，并且第二次级绕组部分69S2经由第二整流器元件609耦接到该串联电路611,60。第三整流器元件612与具有电感储能元件611和DC链路电容器60的串联电路并联连接。更准确地，电感储能元件611经由第一整流器元件607连接到第一次级绕组部分69S1，并且经由第二整流器元件609连接到第二次级绕组部分69S2。次级绕组69S1，69S2的中心抽头连接到背对电感储能元件611的DC链路电容器60的电路节点。该电路节点对应于第二输出端子62。

[0252] 半桥的开关6051,6052,6061,6062由驱动电路609取决于输入电压基准信号SREF-V3和输入电压SV3循环地接通和关断，以使得输入电压V3的电平对应于基准信号SREF-V3表示的电平。在图48中，参考标记S6051，S6052，S6061，S6062表明由驱动电路609提供给各个开关6051,6052,6061,6062的驱动信号。按照驱动方案，循环地接通和关断各个开关6051,6052,6061,6062。按照该驱动方案，每个循环包括4个不同的阶段。在第一阶段中，第一半桥的高侧开关6051和第二半桥的低侧开关6062被接通。因此，电流I69P流过第一电感储能元件610和初级绕组69P。当输入电压V3具有如图48中指示的极性时，跨次级绕组部分69S1，69S2的电压V69S1，V69S2具有如图48中所指示的极性。跨第一次级绕组部分69S1的电压V69S引起电流I607通过第一整流器元件607，第二电感储能元件611和电容储能元件608，而第二整流器元件609闭锁。

[0253] 在第二阶段中，第一半桥的高侧开关6051接通，并且第二半桥的高侧开关6061接通。在第一半桥的低侧开关6052的关断和第二半桥的高侧6061的接通之间可能存在延时。在该延时期间，与高侧开关6061并联连接的续流元件(未图解)可接收电流。开关6051,6052,6061,6062可被实现成功率晶体管，特别是实现成功率MOSFET。功率MOSFET包括可以充当续流元件的集成体二极管。

[0254] 在第二阶段中，初级绕组69P两端的电压和次级绕组69S1，69S2两端的电压V69S1，V69S2为0。通过电感储能元件611的电流继续流动，其中第三整流器元件610接收通过电感储能元件611和电容储能元件608的电流。

[0255] 在第三阶段中，第二半桥的高侧开关6061和第一半桥的低侧开关6052被接通。跨次级绕组部分69S1，69S2的电压V69S1，V69S2具有与图11中所指示的极性相反的极性。这种情况下，电流流过第二次级绕组部分69S2，第二整流器元件609，电感储能元件611和电容储能元件608。

[0256] 在第四阶段中，第一半桥的低侧开关6052关断，并且第一半桥的高侧开关6051接通。跨初级绕组69P的电压和跨次级绕组部分69S1，69S2的电压变成0。通过第二电感储能元件611和电容储能元件608的电流继续流动，其中第三整流器元件609为该电流提供电流路径。

[0257] 按照一个实施例，两个半桥的各个开关6051,6052,6061,6062的接通和关断的定时使得当跨相应的开关的电压为0时，至少一些开关被接通和/或关断。这已知为零电压开关(ZFS)。

[0258] 和之前解释的DC/DC变换器6中一样，可以控制输入电压V3，以使得输入电压V3的电平对应于基准信号SREF-V3表示的电平。特别地，通过调整第一阶段和第三阶段的时间持续，可以调节输入电压V3，而这些时间持续(取决于输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3)的增加造成输入电流I3的增加，以使得在DC功率源3(图48中未图解)提供的给定输入功率下，输入电压V3减小。同样地，当第一和第三阶段的时间持续增加时，输入电压V3增加。

[0259] 图49图解按照另一个实施例的DC/DC变换器6。图49的DC/DC变换器6被实现成反激变换器。参见图49，DC/DC变换器6的开关电路621包括与变压器69的初级绕组69P串联连接的开关元件701。具有初级绕组69P和开关元件701的串联电路连接在可得到输入电压V3的输入端子21,22之间。连接到变压器69的次级绕组69S的整流器电路622包括具有整流器元件703和DC链路电容器60的串联电路。DC链路电容器60连接在DC/DC变换器6的输出端子61,62之间。

[0260] 参见图49，DC/DC变换器6还包括可操作以输出由开关元件701接收的PWM驱动信号S701的驱动电路702。

[0261] DC/DC变换器6的基本操作原理如下：每当开关元件701被接通时，能量被磁地保存在变压器69的气隙中。初级绕组69P和次级绕组22S具有相反的绕组方向，以使得当开关元件711被接通时，通过次级绕组69S的电流为0。当开关元件711关断时，保存在变压器69中的能量被转至次级绕组69S，并且引起电流从次级绕组69S经由整流器元件713到整流器电路622的DC链路电容器60。取决于驱动电路712的具体种类，可以调整DC/DC变换器2的操作参数的至少之一。在此在下面更详细地解释这一点。

[0262] 按照一个实施例，和之前解释的DC/DC变换器6中一样，控制输入电压V3，以使得输入电压V3的电平对应于由驱动电路712接收的基准信号SREF-V3表示的电平。通过调整PWM驱动信号S711的占空比，可以调节输入电压V3，而占空比的增加造成输入电流I3的增加，以使得在DC功率源3(图47中未示出)提供的给定输入功率下，输入电压V3减小。同样地，当占空比增加时，输入电压V3增加。

[0263] 图50图解按照另一个实施例的包括LLC谐振拓扑的DC/DC变换器6。参见图50，DC/DC变换器6的开关电路621包括具有连接在输入端子21,22之间以便接收DC输入电压V3的高侧开关8051和低侧开关8052的半桥。开关电路621还包括具有电容储能元件80，电感储能元件807和变压器69的初级绕组69P的串联LLC电路。该串联LLC电路与低侧开关8052并联连接。另一个电感储能元件808与初级绕组69P并联连接。

[0264] 变压器69包括造成两个次级绕组部分，即，耦接到初级绕组69P并且每一个均具有和初级绕组69P相同的绕组方向的第一次级绕组部分69S1和第二次级绕组部分69S2的中心抽头。在整流器电路622中，第一次级绕组部分69S1通过第一整流器元件809耦接到第一输出端子61，并且第二次级绕组部分69S2通过第二整流器元件810耦接到第一输出端子61。为第一和第二次级绕组部分69S1，69S2共享的电路节点耦接到第二输出端子62。DC链路电容器60连接在输出端子61,62之间。在输出端子61,62之间可得到DC链路电压V6。

[0265] 在图50中，参考标记S8051, S8052表明由半桥的开关8051, 8052接收的驱动信号。这些驱动信号S8051, S8052由驱动电路812按照输入电压信号SV3和基准信号SREF-V3生成，以使得输入电压V3的电平对应于由基准信号SREF-V3表示的电平。

[0266] 图50的DC/DC变换器的操作原理如下。驱动电路812交替地接通和关断高侧开关8051和低侧开关8052。这引起通过变压器69的初级绕组69P的交流电流。该交流电流被转至次级侧。当通过初级绕组69P的交流电流具有第一方向时，次级侧上的电流分别流过第一次级绕组部分69S1和整流器元件809而至DC链路电容器60和输出端子61,62。当通过初级绕组69P的电流具有相反的第二方向时，次级侧上的电流分别流过第二次级绕组部分69S2和第二整流器元件810至DC链路电容器60和输出端子61,62。

[0267] 串联LLC电路具有两个谐振频率，即，第一谐振频率和低于第一谐振频率的第二谐振频率。为了控制DC/DC变换器6的输入功率(并且由此控制输入电压V3)，驱动电路812以典型地在第一和第二谐振频率之前并且接近于第一谐振频率的频率操作第一和第二开关8051，8052，其中通过谐振频率的变化，可以使LLC电路的品质因数变化。因此，通过使品质因数和输入功率变化，能够调整DC/DC变换器6的输入电压V3。

[0268] 尽管已经详细解释了TTF拓扑，移相ZVS拓扑，反激拓扑和半桥LLC拓扑，但是DC/DC变换器6的实现并不局限于这些拓扑。也可使用包括变压器的其它常规DC/DC变换器拓扑，比如单晶体管正激拓扑，全桥LLC拓扑，或者有源箝位正激拓扑。这些拓扑是公知的，从而在这点上不要求进一步的解释。此外，各个DC/DC变换器6可被实现成交错DC/DC变换器。交错DC/DC变换器包括在此于下面解释的各种拓扑中的至少两种，其中这些拓扑被并联连接，以便共同接收DC输入电压V3，其中并联连接的各个拓扑是按时间交错的方式激活的。

[0269] 在图44的实施例中，每个变换器单元2从DC功率源3接收DC电压V3。DC电压V3的电平取决于DC功率源的特定种类。按照一个实施例，各个DC功率源3的每一个均包括具有串联连接的几个PV组件的串，以便提供几十伏到几百伏之间的电压电平。在这种情况下，功率变换器电路1可被配置成耦接到供给在10kV和20kV之间的电压的中压电网。

[0270] 在各个DC/AC变换器4被配置成生成整流的AC电流i1的情况下，如参考图44所解释那样，展开桥300连接在具有DC/AC变换器4的串联电路和输出11,12之间。展开桥300的拓扑可对应于图40的展开桥300的拓扑，其中选择各个开关301-304以使得它们能够承受输出端子11,12之间的电压。按照一个实施例，这些开关301-304被实现成晶闸管。

[0271] 被配置成耦接中压电网的功率变换器电路1可包括具有在此于之前参考图46到50解释的任意拓扑的变换器单元2。按照一个特定实施例，每个变换器单元2包括具有升压级623(参见图46)和具有参考图48解释的PS-ZVS变换器的DC/DC变换器2。输入电压V3和升压级623提供的升压电压V623(参见图46)之比为例如在1.2:1和10:1之间。参见参考图45解释的设想，各个变换器单元2中的DC/AC变换器4提供DC功率源3连接到的输入21,22和输出11,12之间的电流隔离。即，之前解释的每个DC/AC变换器4可被包括变压器的DC/AC变换器4替代。

[0272] 例如，在图19的实施例中，具有降压变换器拓扑的变换器80可用具有包括变压器的反激变换器拓扑的变换器80替代。图51中图解了按照这种方式修改的DC/AC变换器4。在这个实施例中，DC/AC变换器4连接到接收DC输入电压V3的输入端子21,22。不过，如参考图45所解释那样，也可把DC/DC变换器6连接在输入端子21,22和DC/AC变换器4之间。这种情况下，代替输入电压V3，DC/AC变换器4接收DC链路电压V6(图51中未示出)。

[0273] 图51的变换器80包括常规的反激变换器拓扑，所述拓扑包括具有耦接到输入端子21,22的变压器的初级绕组84P和开关元件83的串联电路。此外，具有整流器元件86和可选的输出电容器89的整流器电路连接到变压器的次级绕组84S。次级绕组84S与初级绕组84P电感耦接。

[0274] 图51的变换器80的操作原理对应于图19的变换器80的操作原理。即，开关83从驱动电路87接收PWM驱动信号，以使得变换器80的输出电流i80的信号波形具有如由驱动电路87接收的基准信号SREF定义的波形。控制电路5取决于同步信号Sv1和和输出电流Si1生成基准信号SREF，以使得在输出电流和同步信号Sv1之间存在预定相位差。变换器80生成输出电流i80以具有整流的交流电流的波形。

[0275] 图51的变换器单元2的其它特征对应于参考图19解释的变换器单元2。即，展开桥85接收来自变换器80的输出电流i80，并根据整流的交流电流i80生成交流输出电流i1。

[0276] 在如图51中图解那样，利用多个变换器单元2实现的功率变换器电路中，每个变换器单元2具有展开桥85。不过，按照参考图38解释的实施例，并且如参考图45所解释那样，也可以只利用变换器80实现各个变换器单元2的每一个，向具有多个变换器单元2的一个串联电路提供仅仅一个展开桥(图38中的300)。这等同于实现每个均具有与图51的反激变换器80对应的反激变换器的变换器单元21-2n。不过，实现具有反激变换器拓扑的变换器80只是例子。可以利用包括之前解释的变压器的其它变换器拓扑实现变换器80。按照另一个实施例(未图解)，各个DC/AC变换器4具有如在Trubitsyn等的“High-Efficiency Inverter for Photovoltaic Applications”(IEEE, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2010, 2803-2810页)中公开的双向离子变频器拓扑。

[0277] 图52图解功率变换器电路1的又一实施例。该功率变换器电路1包括具有共享一个变压器69的多个DC/AC变换器的DC/DC级。在本实施例中，变压器69包括电感耦接的m个初级绕组69P1-69Pm，和n个次级绕组69S1-69Sn。每个初级绕组69P1-69Pm耦接到开关电路6211-621m，其中每个开关电路6211-621m连接到具有输入端子211,21m,221,22m的输入。在本实施例中，每个开关电路6211,621m连接到不同的DC功率源。不过，这只是例子。按照另一个实施例(未图解)，两个或者更多的开关电路连接到一个公共DC功率源。参见图
50，整流器电路6221-622n连接到次级绕组69S1-69Sn的每一个。每个整流器电路6221-622n被配置成根据跨对应的次级绕组69S1-69Sn的电压生成DC链路电压V61-V6n。使其输出串联连接的多个DC/AC变换器41-4n的每一个均接收DC链路电压V61-V6n之一，其中各个DC/AC变换器41-4n一起输出输出电流i1。可选地，展开桥300连接在具有DC/AC变换器41-4n的串联电路和输出端子11,12之间。

[0278] 在本实施例中，开关电路6211-621m的数目m和整流电路6221-622n的数目不相等，其中mn)的功率变换器电路2。

[0279] 各个DC/AC变换器41-4n可用在此之前解释的DC/AC变换器拓扑之一实现。DC/AC变换器4的控制方案可对应于之前解释的控制方案。

[0280] 在图50的功率变换器布置中，开关电路6211-621m的每一个和整流器电路6221-622n之一构成DC/DC变换器。各个开关电路6211-621m和对应的整流器电路6221-622n可用前面参考图47到50解释的拓扑之一实现，其中各个整流器电路6221-622n的拓扑适配于开关电路6211-621m的拓扑。即，开关电路6211-621m具有按照之前解释的一种DC/DC变换器拓扑的拓扑，并且整流器电路具有按照相同的DC/DC变换器拓扑的拓扑。

[0281] 图53图解包括多个变换器单元2的功率变换器电路1的另一个实施例，所述多个变换器单元2使其输出23,24串联连接在功率变换器电路1的输出端子11,12之间。可如在此前参考图5到36所解释那样实现各个变换器单元2，并且每个变换器单元2包括DC/AC变换器4。可选地，DC/DC变换器6连接在各个变换器单元2的输入21,22和对应的DC/AC变换器之间。参见上面的解释，每个DC/AC变换器4按照同步信号Sv1输出AC电流i1。AC电流的频率例如为50Hz或60Hz，由同步信号Sv1定义。

[0282] 为了提供各个变换器单元2的输入21,22和功率变换器电路1的输出11,12之间的电流隔离，除了DC/AC变换器4和可选的DC/DC变换器2之外，每个变换器单元2还可包括具有耦接到具有次级绕组的对应DC/AC变换器4的输出的初级绕组的变压器69。各个变压器69的次级绕组串联连接在功率变换器电路1的输出端子11,12之间。变压器69是能够生成与初级侧电流(即，通过初级绕组的电流)对应，或者与初级侧电流成比例的的次级侧电流(即，通过次级绕组的电流)的低频变压器。在每种情况下，初级侧电流是由对应的DC/AC变换器输出的电流。

[0283] 尽管只在图31和35的功率变换器电路1中图解了操作模式控制器50，连接电路70和测量电路600，但是在在此之前解释的每个其它功率变换器电路1中也可实现操作模式控制器50，连接电路70和测量电路600。

[0284] 之前解释的每个电路可被实现成模拟或数字电路，或者被实现成具有模拟和数字电路装置的混合电路。从而，之前解释的信号是模拟或数字信号。分别就同步信号Sv1或Sv1'的情况来说，“连续的同步信号”意味着同步信号在AC输出电流i1的每个周期中可用，并且具有与对应的输出电流i1的波形对应的波形。

[0285] 尽管保护范围由权利要求定义，但是下面简要总结在此之前所公开的功率变换器电路，电源系统和方法的一些方面。

[0286] A1、一种功率变换器电路，包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括配置成耦接到DC功率源的输入端子，和用于提供AC输出电流的输出端子，所述至少一个串联电路连接在功率变换器电路的输出端子之间；
连接在功率变换器电路的输出端子之间并被配置成提供至少一个测量信号的电压测量电路，所述至少一个测量信号包括关于外部AC电压的相位和频率的信息；
其中变换器单元的至少之一被配置成接收所述至少一个测量信号，并被配置成取决于所述至少一个测量信号调节AC输出电流的生成，以使得AC输出电流和外部AC电压之间的相位差呈现给定的设定值。

[0287] A2、按照项A1所述的功率变换器单元，其中所述电压测量电路还包括串联连接在功率变换器电路的输出端子之间的多个测量单元，
其中每个测量单元被配置成提供包括关于外部AC电压的相位和频率的信息的一个测量信号，并且其中每个测量信号被一个变换器单元接收。

[0288] A3、按照项A2所述的功率变换器电路，其中由一个测量单元提供的测量信号是跨测量单元的电压或所述电压的一部分。

[0289] A4、按照项A2所述的功率变换器电路，其中每个测量单元包括电阻器和电容器的至少之一。

[0290] A5、按照项A1所述的功率变换器电路，其中所述设定值为0。

[0291] A6、按照项A1所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元包括：耦接在变换器单元的输入端子和输出端子之间并被配置成生成具有取决于第一基准信号的频率和相位的AC输出电流的DC/AC变换器；
被配置成取决于所述至少一个测量信号和变换器单元的AC输出电流，生成第一基准信号的控制电路。

[0292] A7、按照项A6所述的功率变换器电路，其中DC/AC变换器包括实现成GaN-HEMT的至少一个开关。

[0293] A8、按照项A7所述的功率变换器电路，其中控制电路包括：被配置成取决于所述至少一个测量信号生成频率信息的锁相环；
被配置成检测由所述至少一个测量信号表示的相位和AC输出电流的相位之间的相位差并基于检测的相位差提供相位差信息的相位差检测器；
被配置成取决于频率信息和相位差信息生成第一基准信号的信号生成器。

[0294] A9、按照项A7所述的功率变换器，其中DC/AC变换器被配置成接收输入电压，和
其中控制电路被配置成取决于输入电压生成第一基准信号。

[0295] A10、按照项A4所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元还包括：耦接在变换器单元的输入端子和DC/AC变换器之间并被配置成取决于第二基准信号调整输入端子之间的输入电压和在输入端子处的输入电流的至少之一的DC/DC变换器；
被配置成提供第二基准信号的基准信号源。

[0296] A11、按照项A11所述的功率变换器电路，其中DC/DC变换器包括实现成GaN-HEMT的至少一个开关。

[0297] A12、按照项A10所述的功率变换器电路，其中基准信号源被实现成最大功率点跟踪器并被配置成取决于所述至少一个变换器单元的输入电压和输入电流来生成第二基准信号。

[0298] A13、按照项A10所述的功率变换器，其中DC/DC变换器是升压变换器。

[0299] A14、按照项A10所述的功率变换器，其中DC/DC变换器是降压变换器。

[0300] A15、按照项A1所述的功率变换器电路，包括：并联连接的至少两个串联电路，每个串联电路具有连接在输出端子之间的至少两个变换器单元，
其中所述至少两个串联电路的变换器单元耦接到测量电路。

[0301] A16、一种电源系统，包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括被配置成耦接到DC功率源的输入端子，和用于提供AC输出电流的输出端子，所述至少一个串联电路连接在功率变换器电路的输出端子之间；
至少两个DC电压源，每个DC电压源耦接到一个变换器单元的输入端子；
连接在功率变换器电路的输出端子之间并被配置成提供至少一个测量信号的电压测量电路，所述至少一个测量信号包括关于外部AC电压的相位和频率的信息；
其中变换器单元的至少之一被配置成接收所述至少一个测量信号，并被配置成取决于所述至少一个测量信号调节AC输出电流的产生，以使得AC输出电流和AC输出电压之间的相位差呈现给定的设定值。

[0302] A17、按照项A16所述的电源系统，其中每个DC电压源包括具有至少一个太阳能电池的光伏阵列。

[0303] A18、按照项A16所述的电源系统，其中每个DC电压源包括燃料电池。

[0304] A19、按照项A14所述的功率变换器电路，其中所述设定值为0。

[0305] A20、按照项A16所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元包括：耦接在变换器单元的输入端子和输出端子之间并被配置成生成具有取决于第一基准信号的频率和相位的AC输出电流的DC/AC变换器；
配置成取决于所述至少一个测量信号和变换器单元的AC输出电流生成第一基准信号的控制电路。

[0306] A21、一种功率变换器单元，包括：被配置成耦接到DC功率源的输入端子；
提供AC输出电流的输出端子；
被配置成接收包括频率和相位信息的测量信号的测量输入；
其中变换器单元被配置成调节AC输出电流的生成，以使得AC输出电流的相位和由相位信息表示的相位之间的相位差呈现给定的设定值。

[0307] A22、按照项A21所述的功率变换器单元，其中所述设定值为0。

[0308] A23、按照项A21所述的功率变换器单元，其中变换器单元还包括：耦接在变换器单元的输入端子和输出端子之间并被配置成生成具有取决于第一基准信号的频率和相位的AC输出电流的DC/AC变换器；
被配置成取决于所述至少一个测量信号和变换器单元的AC输出电流生成第一基准信号的控制电路。

[0309] A24、一种用于操作功率变换器电路的方法，所述功率变换器电路包括：被配置成接收外部电压的输出端子，和
具有至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括被配置成耦接到DC功率源的输入端子和用于提供AC输出电流的输出端子，所述至少一个串联电路连接在功率变换器电路的输出端子之间；
连接在功率变换器电路的输出端子之间并被配置成提供至少一个测量信号的电压测量电路，所述至少一个测量信号包括关于外部AC电压的相位和频率的信息，
所述方法包括：
调节AC输出电流的生成，以使得AC输出电流的相位和由相位信息表示的相位之间的相位差呈现给定的设定值。

[0310] A25、按照项A24所述的方法，其中所述设定值为0。

[0311] A26、按照项A24所述的方法，其中所述至少一个变换器单元还包括：耦接在变换器单元的输入端子和输出端子之间并被配置成生成具有取决于第一基准信号的频率和相位的AC输出电流的DC/AC变换器；
被配置成取决于所述至少一个测量信号和变换器单元的AC输出电流生成第一基准信号的控制电路。

[0312] B1、一种功率变换器电路，包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有至少两个变换器单元的至少一个串联电路，所述变换器单元的每个均包括配置成耦接到DC功率源的输入端子和用于提供输出电流的输出端子，所述至少一个串联电路连接在功率变换器电路的输出端子之间；
被配置成生成同步信号的同步电路；
其中功率变换器电路可按正常操作模式操作，其中在正常操作模式下，同步电路被配置成取决于外部电压生成所述至少一个同步信号，和
其中在正常操作模式下，变换器单元的至少之一被配置成接收所述至少一个同步信号和调节输出电流的生成，以使得输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述同步信号。

[0313] B2、按照项B1所述的功率变换器电路，其中在正常操作模式下，同步电路被配置成生成具有对应于外部电压的频率的频率和具有相对于外部电压的相位具有给定相位差的同步信号。

[0314] B3、按照项B2所述的功率变换器电路，其中所述相位差为0。

[0315] B4、按照项B2所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元被配置成生成输出电流，以使得在输出电流和同步信号之间存在给定相位差。

[0316] B5、按照项B1所述的功率变换器电路，其中功率变换器电路被配置成当检测到关闭条件时进入待机模式。

[0317] B6、按照项B6所述的功率变换器电路，其中在待机模式下，所述至少一个变换器电路被配置成生成零输出电流。

[0318] B7、按照项B6所述的功率变换器电路，其中当以下条件的至少之一被满足时，检测到关闭条件：在功率变换器电路的输出端子处的输出电流在给定电流阈值以下；
在功率变换器电路的输出端子处的输出电流和在功率变换器电路的输出端子处的输出电压之间的相位差高于给定相位差阈值；
输出电压落在给定电压阈值以下；
接收到关闭触发信号。

[0319] B8、按照项B5所述的功率变换器电路，还包括：被配置成控制同步信号的生成的操作模式控制器，
其中所述操作模式控制器被配置成当关闭条件被满足时，使同步电路生成具有待机波形的同步信号，和
其中所述至少一个变换器单元被配置成当同步信号具有待机波形时生成零输出电流。

[0320] B9、按照项B7所述的功率变换器电路，其中待机波形是具有恒定信号电平的波形。

[0321] B10、按照项B5所述的功率变换器电路，还包括：操作模式控制器，
其中所述操作模式控制器被配置成当关闭条件被满足时，中断串联电路和输出端子之间的连接。

[0322] B11、按照项B5所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元被配置成当变换器单元的输出端子之间的电压达到给定电压阈值时生成零输出电流。

[0323] B12、按照项B7所述的功率变换器电路，其中在待机模式下：所述至少一个变换器单元被配置成把可在输入端子得到的输入电压传送给输出端子，操作模式控制器被配置成中断串联电路和输出端子之间的连接，
操作模式控制器被配置成检测跨具有至少两个变换器单元的串联电路的电压，和
操作模式控制器被配置成当跨串联电路的电压增加到给定电压电平之上时，使同步电路生成具有正常模式电平的同步信号。

[0324] B13、按照项B1所述的功率变换器电路，还包括：被配置成以其中利用除外部电压的波形以外的波形生成同步信号的第一测试模式来操作功率变换器电路、并被配置成当在输出端子处的电压的波形跟随同步信号的波形时关闭功率变换器电路的操作模式控制器。

[0325] B14、按照项B1所述的功率变换器电路，还包括操作模式控制器，所述操作模式控制器被配置成：监测外部电压，以及
当检测到外部电压的中断时，引起同步电路继续生成具有对应于在检测到所述中断之前的频率和相位的频率和相位的同步信号。

[0326] B15、按照项B14所述的功率变换器电路，其中操作模式控制器还被配置成当在外部电压的中断之后在指定的时段内外部电压未恢复时，关闭功率变换器电路。

[0327] B16、按照项B1所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元包括：耦接在变换器单元的输入端子和输出端子之间并被配置成生成具有取决于第一基准信号的频率和相位的AC输出电流的DC/AC变换器；
被配置成取决于所述至少一个同步信号和变换器单元的AC输出电流生成第一基准信号的控制电路。

[0328] B17、按照项B16所述的功率变换器，其中DC/AC变换器被配置成接收输入电压，并且其中控制电路被配置成取决于输入电压，生成第一基准信号。

[0329] B18、按照项B16所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元还包括：耦接在变换器单元的输入端子和DC/AC变换器单元之间并被配置成取决于第二基准信号调整输入端子之间的输入电压和在输入端子处的输入电流的至少之一的DC/DC变换器；
被配置成提供第二基准信号的基准信号源。

[0330] B19、按照项B18所述的功率变换器电路，其中基准信号源被实现成最大功率点跟踪器，并被配置成取决于所述至少一个变换器单元的输入电压和输入电流生成第二基准信号。

[0331] B20、按照项B18所述的功率变换器，其中DC/DC变换器是升压变换器或降压变换器之一。

[0332] B21、按照项B1所述的功率变换器电路，包括：并联连接的至少两个串联电路，每个串联电路具有连接在输出端子之间的至少两个变换器单元，
其中所述至少两个串联电路的变换器单元耦接到同步电路。

[0333] B22、一种电源系统，包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括输入端子，和用于提供输出电流的输出端子，所述至少一个串联电路连接在功率变换器电路的输出端子之间；
至少两个DC功率源，每个DC功率源耦接到一个变换器单元的输入端子；
被配置成生成同步信号的同步电路；
其中功率变换器电路可按正常操作模式操作，其中在正常操作模式下，同步电路被配置成取决于外部电压生成所述至少一个同步信号，和
其中在正常操作模式下，所述变换器单元的至少之一被配置成接收所述至少一个同步信号，并调节输出电流的产生，以使得输出电流的频率和相位的至少之一取决于同步信号。

[0334] B23、按照项B22所述的电源系统，其中每个DC电压源包括具有至少一个太阳能电池的光伏阵列。

[0335] B24、按照项B22所述的电源系统，其中每个DC电压源包括燃料电池。

[0336] B25、一种用于操作功率变换器电路的方法，所述功率变换器电路包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括被配置成耦接到DC功率源的输入端子，和用于提供输出电流的输出端子，所述至少一个串联电路连接在功率变换器电路的输出端子之间；
被配置成生成同步信号的同步电路，
所述方法包括：
调节输出电流的生成，以使得输出电流的频率和相位的至少之一取决于同步信号。

[0337] C1、一种功率变换器电路，包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有连接在功率变换器电路的输出端子之间的至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括被配置成耦接到DC功率源的输入端子，和用于提供输出电流的输出端子，并且所述至少一个变换器单元包括被配置成接收同步信号并被配置成根据同步信号生成连续同步信号的信号生成器；
其中功率变换器可按正常操作模式操作，并且其中在正常操作模式下，所述至少一个变换器单元被配置成调节输出电流的生成，以使得输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述连续同步信号。

[0338] C2、按照项C1所述的功率变换器电路，其中所述同步信号是AC信号，
其中信号生成器被配置成在给定时段内接收同步信号，被配置成检测同步信号的频率和相位，和被配置成在所述给定时段之后取决于检测的频率和相位生成连续同步信号。

[0339] C3、按照项C2所述的功率变换器电路，其中所述同步信号取决于所述至少一个变换器单元的输出端子之间的电压。

[0340] C4、按照项C2所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元被配置成生成输出电流，以使得在输出电流和连续同步信号之间存在给定相位差。

[0341] C5、按照项C1所述的功率变换器电路，其中所述同步信号是包括多个信号脉冲的脉冲信号，
其中信号生成器被配置成生成具有取决于脉冲信号的频率和相位的频率和相位的连续同步信号。

[0342] C6、按照项C6所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元被配置成生成输出电流，以使得在输出电流和连续同步信号之间存在给定相位差。

[0343] C7、按照项C5所述的功率变换器电路，还包括：被配置成接收外部电压并被配置成取决于外部电压生成同步信号的同步电路。

[0344] C8、按照项C7所述的功率变换器，其中同步电路被配置成每当出现外部电压的正跨零或负跨零时，生成同步信号的信号脉冲。

[0345] C9、按照项C1所述的功率变换器电路，还包括：被配置成检测关闭条件并被配置成在检测到关闭条件时中断串联电路和输出端子之间的连接的操作模式控制器。

[0346] C10、按照项C9所述的功率变换器电路，其中操作模式控制器被配置成当以下条件的至少之一被满足时，检测到关闭条件：在功率变换器电路的输出端子处的输出电流在给定电流阈值以下；
在功率变换器电路的输出端子处的输出电流和在功率变换器电路的输出端子处的输出电压之间的相位差在给定相位差阈值以上；
输出电压落在给定电压阈值以下。

[0347] C11、按照项C9所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元被配置成发变换器单元的输出端子之间的电压达到给定电压阈值时，产生零输出电流。

[0348] C12、按照项C1所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元包括：耦接在变换器单元的输入端子和输出端子之间并被配置成生成具有取决于第一基准信号的频率和相位的AC输出电流的DC/AC变换器；
被配置成取决于所述至少一个同步信号和变换器单元的AC输出电流生成第一基准信号的控制电路。

[0349] C13、按照项C12所述的功率变换器，其中DC/AC变换器被配置成接收输入电压，和
其中控制电路被配置成取决于输入电压生成第一基准信号。

[0350] C14、按照项C12所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元还包括：耦接在变换器单元的输入端子和DC/AC变换器之间并被配置成取决于第二基准信号调整输入端子之间的输入电压和在输入端子处的输入电流的至少之一的DC/DC变换器；
被配置成提供第二基准信号的基准信号源。

[0351] C15、按照项C14所述的功率变换器电路，其中基准信号源被实现成最大功率点跟踪器并被配置成取决于所述至少一个变换器单元的输入电压和输入电流生成第二基准信号。

[0352] C16、按照项C14所述的功率变换器，其中DC/DC变换器是升压变换器和降压变换器之一。

[0353] C17、按照项C1所述的功率变换器电路，包括：并联连接的至少两个串联电路，每个串联电路具有连接在输出端子之间的至少两个变换器单元，
其中所述至少两个串联电路的变换器单元耦接到同步电路。

[0354] C18、一种电源系统，包括：被配置成接收外部电压的输出端子；
具有连接在功率变换器电路的输出端子之间的至少两个变换器单元的至少一个串联电路，每个变换器单元包括输入端子，和用于提供输出电流的输出端子，并且所述至少一个变换器单元包括被配置成接收同步信号并配置成根据同步信号生成连续同步信号的信号生成器；
至少两个DC功率源，每个DC功率源耦接到一个变换器单元的输入端子；
其中功率变换器可按正常操作模式操作，并且其中在正常模式下，所述至少一个变换器单元被配置成调节输出电流的生成，以使得输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述连续同步信号。

[0355] C19、按照项C18所述的电源系统，其中每个DC电压源包括具有至少一个太阳能电池的光伏阵列。

[0356] C20、按照项C18所述的电源系统，其中每个DC电压源包括燃料电池。

[0357] D1、一种功率变换器电路，包括：被配置成生成至少一个同步信号的同步电路；
包括被配置成输出总输出电流的多个变换器单元的至少一个串联电路；
其中所述多个变换器单元中的至少一个变换器单元生成输出电流，以使得所生成的输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述同步信号。

[0358] D2、按照项D1所述的功率变换器电路，其中功率变换器电路被配置成接收外部电压；和
其中同步电路被配置成取决于外部电压的电压电平，生成同步信号。

[0359] D3、按照项D2所述的功率变换器电路，其中同步电路被配置成生成同步信号，以使得在外部电压和同步信号之间存在相位差。

[0360] D4、按照项D3所述的功率变换器电路，其中所述相位差基本上等于0。

[0361] D5、按照项D1所述的功率变换器电路，其中同步电路被配置成生成同步信号作为被整流的交流信号，和
其中功率变换器电路还包括被配置成把从串联电路接收的总输出电流变换成交流输出电流的展开电路。

[0362] D6、按照项D5所述的功率变换器电路，其中所述展开电路包括：耦接到串联电路的第一半桥；
耦接到串联电路的第二半桥；和
被配置成驱动第一半桥和第二半桥的驱动电路。

[0363] D7、按照项D6所述的功率变换器电路，其中驱动电路被配置成基于选择自由如下构成的组的一个信号驱动第一半桥和第二半桥：在输出端子处接收的外部电压；
外部电压的被整流的形式；和
同步信号。

[0364] D8、按照项D1所述的功率变换器电路，其中每个变换器单元包括被配置成接收直流电压和输出所述输出电流的变换器。

[0365] D9、按照项D8所述的功率变换器电路，其中变换器包括选择自由如下构成的组的拓扑：降压变换器拓扑；
降压-升压变换器拓扑；和
升压-降压变换器拓扑。

[0366] D10、一种方法，包括：通过同步电路生成至少一个同步信号；
通过包括多个变换器单元的至少一个串联电路输出总输出电流；
通过所述多个变换器单元中的至少一个生成输出电流，以使得生成的输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述同步信号。

[0367] D11、按照项D10所述的方法，通过功率变换器电路接收外部电压；和
通过同步电路基于外部电压的电压电平生成同步信号。

[0368] D12、按照项D11所述的方法，还包括：生成同步信号以使得在外部电压和同步信号之间存在相位差。

[0369] D13、按照项D12所述的方法，其中所述相位差基本上等于0。

[0370] D14、按照项D10所述的方法，还包括：生成同步信号作为被整流的交流信号，和
把串联电路生成的总输出电流变换成交流输出电流。

[0371] D15、按照项D14所述的方法，其中展开电路包括：耦接到串联电路的第一半桥；
耦接到串联电路的第二半桥；和
被配置成驱动第一半桥和第二半桥的驱动电路。

[0372] D16、按照项D15所述的方法，其中基于选择自由如下构成的组的一个信号驱动第一半桥和第二半桥：在输出端子处接收的外部电压；
所述外部电压的被整流的形式；和
所述同步信号。

[0373] D17、按照项D1所述的方法，还包括：通过每个变换器单元中的变换器接收直流电压，并通过变换器输出输出电流。

[0374] D18、按照项D17所述的方法，其中变换器包括选择自由如下构成的组的拓扑：降压变换器拓扑；
降压-升压变换器拓扑；和
升压-降压变换器拓扑。

[0375] D19、一种功率变换器电路，包括：用于生成至少一个同步信号的装置；
用于输出总输出电流的装置；
用于输出输出电流以使得生成的输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述同步信号的装置。

[0376] E1、一种功率变换器电路，包括：被配置成生成至少一个同步信号的同步电路；
包括被配置成输出输出电流的多个变换器单元的至少一个串联电路；
其中多个变换器单元中的至少一个变换器单元包括变压器并被配置成生成输出电流，以使得生成的输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述同步信号。

[0377] E2、按照项E1所述的功率变换器电路，其中功率变换器电路被配置成接收外部电压；和
其中同步电路被配置成基于外部电压的电压电平，生成同步信号。

[0378] E3、按照项E2所述的功率变换器电路，其中同步电路被配置成生成同步信号，以使得在外部电压和同步信号之间存在相位差。

[0379] E4、按照项E3所述的功率变换器电路，其中相位差基本上等于0。

[0380] E5、按照项E1所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元包括：被配置成接收直流电压和输出直流电压的第一变换器；
从第一逆变器接收直流电压并被配置成生成输出电流的第二变换器。

[0381] E6、按照项E5所述的功率变换器电路，其中第一变换器包括选择自由如下构成的组的拓扑：反激变换器拓扑；
双晶体管正激(TTF)变换器拓扑；
移相零电压开关(PS ZVS)变换器拓扑；和
LLC变换器拓扑。

[0382] E7、按照项E1所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元包括：被配置成接收直流电压并基于同步信号输出被整流的电流的变换器。

[0383] E8、按照项E7所述的功率变换器电路，其中所述至少一个变换器单元还包括：被配置成接收整流的电流和生成输出电流的展开桥。

[0384] E9、按照项E7所述的功率变换器电路，还包括：与串联电路耦接的展开桥。

[0385] E10、按照图7的功率变换器，其中变换器包括选择自由如下构成的组的拓扑：反激变换器拓扑；
双晶体管正激(TTF)变换器拓扑；
移相零电压开关(PS ZVS)变换器拓扑；和
LLC变换器拓扑。

[0386] E11、按照项E1所述的功率变换器电路，其中多个变换器单元共享一个变压器。

[0387] E12、一种方法，包括：通过同步电路生成至少一个同步信号；
通过包括多个变换器单元的至少一个串联电路输出输出电流，其中所述变换器单元中的至少一个包括变压器；
通过所述多个变换器单元中的至少一个变换器单元生成输出电流，以使得生成的输出电流的频率和相位的至少之一取决于所述同步信号。

[0388] E13、按照项E12所述的方法，还包括：通过功率变换器电路接收外部电压；和
通过同步电路基于外部电压的电压电平生成同步信号。

[0389] E14、按照项E13所述的方法，还包括：通过同步电路生成同步信号，以使得在外部电压和同步信号之间存在相位差。

[0390] E15、按照项E14所述的方法，其中所述相位差基本上等于0。

[0391] E16、按照项E12所述的方法，还包括：通过变换器单元中的第一变换器接收直流电压，并通过所述第一变换器输出直流电压；
通过变换器单元中的第二变换器从第一逆变器接收直流电压，并通过所述第二变换器生成输出电流。

[0392] E17、按照项E16所述的方法，其中第一变换器包括选择自由如下构成的组的拓扑：反激变换器拓扑；
双晶体管正激(TTF)变换器拓扑；
移相零电压开关(PS ZVS)变换器拓扑；和
LLC变换器拓扑。

[0393] E18、按照项E12所述的方法，还包括：通过所述至少一个变换器单元中的变换器接收直流电压，并基于所述同步信号输出被整流的电流。

[0394] E19、按照项E18所述的方法，还包括：通过展开桥接收被整流的电流并生成输出电流。

[0395] E20、按照项E19所述的方法，其中变换器包括选择自由如下构成的组的拓扑：反激变换器拓扑；
双晶体管正激(TTF)变换器拓扑；
移相零电压开关(PS ZVS)变换器拓扑；和
LLC变换器拓扑。

[0396] E21、按照项E1所述的方法，其中所述多个变换器单元共享一个变压器。

[0397] E22、一种功率变换器电路，包括：用于生成至少一个同步信号的装置；
用于输出总输出电流的装置；
用于输出输出电流以使得生成的输出电流的频率和相位的至少之一取决于同步信号的装置，其中用于输出输出电流的装置包括变压器。

[0398] 尽管已经公开了本发明的各个示例性实施例，但是对本领域的技术人员来说，明显可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出将实现本发明的一些优点的各种改变和修改。对本领域的技术人员来说，将显然可以合适地替代执行相同功能的其它部件。应提到的是参考特定的图解释的特征可以与其它各图的特征组合，即使在其中未明确提到这点的那些情况中也是如此。此外，可以以利用适当的处理器指令以完全纯软件实现或者以利用硬件逻辑和软件逻辑的组合以实现相同结果的混合实现，来实现本发明的方法。随附的权利要求意图覆盖对创新设想的这样的修改。

[0399] 为了易于描述以解释一个元件相对于第二元件的定位，使用了比如“在…之下”、“在…下面”、“下部”、“在…之上”、“上部”之类的空间关系术语。除了和在各图中描绘的定向不同的定向之外，这些术语还意图涵盖器件的不同定向。此外，比如“第一”和“第二”等的用语也用于描述各个元件、区域、部分等，并且也不意图进行限制。贯穿于描述相同的术语提及相同的元件。

[0400] 如在此使用的那样，术语“具有”、“包含”和“含有”等是指示所声明的元件或特征的存在而不排除附加的元件或特征的开放式术语。代词“一”、“一个”和“该”意图包括单数和复数，除非上下文另外地清楚指示。

[0401] 谨记在上面的变形和应用的范围的情况下，应理解本发明既不受前述描述限制，也不受随附附图限制。相反，本发明只由下面的权利要求及其法律等同物限制。

[0402] 要理解在此描述的各个实施例的特征可被相互组合，除另外地具体说明。