利用频域内的校准的时域测量方法

摘要

本发明涉及一种用于确定导电体上的校准平面(14)中的时域内的RF信号的电压u(t)和/或电流i(t)的方法，其中，利用具有两个输出(20,22)和一个信号输入(19)的至少一个定向耦合器(18)来耦合出/去耦从信号输入(19)起沿校准平面(14)的方向行进的第一RF信号的第一分量和从校准平面(14)起沿信号输入(19)的方向行进的第二RF信号的第二分量。在第一步骤中，对于定向耦合器(18)的两端口误差，根据频率f来确定误差项e00、e01、e10和e11，然后在第二步骤中，通过第一数学运算将信号值v1(t)和v2(t)变换成频域作为波量V1(f)和V2(f)，并且根据波量V1(f)和V2(f)，利用误差项e00、e01、e10和e11来计算校准平面(14)中的频域内的绝对波量a1和b1。

权利要求

1. 一种用于确定导电体上的校准平面（14)中的时域内的RF信号的电压u(t)和/或电流 i(t)的方法，所述校准平面(14)被设计成能够在所述校准平面(14)中W电气方式连接待测 装置（16)，其中：利用具有两个输出（20,22)和一个信号输入（19)的至少一个定向禪合器 (18)，禪合出第一 RF信号的分量和第二RF信号的分量，其中所述第一 RF信号从所述定向禪 合器(18)的信号输入(19)起沿所述校准平面（14)的方向在所述定向禪合器（18)内行进，W 及所述第二RF信号从所述校准平面（14)起沿所述信号输入（19)的方向在所述定向禪合器 (18)内行进;在所述定向禪合器(18)的第一输出（20)处测量所述第一RF信号的分量的时变 的第一信号值vi(t)(72)，并且在所述定向禪合器（18)的第二输出（22)处测量所述第二RF 信号的分量的时变的第二信号值V2(t)(74);所述定向禪合器（18)在所述信号输入（19)处 与输入线缆(10)相连接，其中所述输入线缆(10)在所述输入线缆(10)的另一端处具有第一 端口（12);对于具有如下误差矩阵E的所述定向禪合器(18)的两端口误差，在第一步骤即校准步骤中，根据频率f确定误差项eoo、eoi、eio和eii，然后在第二步骤即 测量步骤中，通过第一数学运算将所述时变的第一信号值Vl(t)和所述时变的第二信号值V2 (t)变换到频域作为波量Vi(f)和V2(f);利用所述误差项eoo、eoi、ei日和eii，根据所述波量Vi (f)和V2(f)来计算所述校准平面（14)中的所述频域内的绝对波量ai和bi;通过第二数学运 算将所计算出的绝对波量ai和bi转换成所述校准平面(14)中的时域内的RF信号的电压u(t) 和/或电流i(t)， 其特征在于， 为了确定所述误差项eoo、eoi、eio和eii，所述定向禪合器（18)的所述信号输入（19)与所 述输入线缆(10)及所述第一端口（12)、所述定向禪合器(18)的所述第一输出（20)和所述定 向禪合器(18)的所述第二输出（22)各自W电气方式与校准装置(26)相连接，并且为了测量 所述时变的第一信号值Vl(t)和所述时变的第二信号值V2(t)，将所述信号输入(19)、所述定 向禪合器的所述第一输出（20)和所述定向禪合器的所述第二输出（22)与所述校准装置 (26)隔离，并且将所述信号输入（19)、所述定向禪合器的所述第一输出（20)和所述定向禪 合器的所述第二输出（22) W电气方式与时域测量装置(34)相连接， 其中，使用矢量网络分析仪即VNA作为所述校准装置(26)，其中所述VNA具有第一VNA端 口（ 28)、第二VNA端口（ 30)和第SVNA端口（ 32)， 其中，在W电气方式与所述第一输出（20)相连接的所述第二VNA端口（30)处，测量经由 所述定向禪合器(18)的所述第一输出（20)禪合出的所述第一RF信号的分量的波量曰2,并且 在W电气方式与所述第二输出（22)相连接的所述网络分析仪(26)的所述第ΞνΝΑ端口（32) 处，测量经由所述定向禪合器(18)的所述第二输出（22)禪合出的所述第二RF信号的分量的 波量b2， 其中，针对具有如下误差矩阵I的、与所述VNA(26)的第一VNA端口（28)相连接的所述输 入线缆的第一端口（12)与所述校准平面(14)之间的两端口误差，确定误差项和ill,并且根据所述误差项和ill确定所述误差项eoo、 eoi、eio 芽 Peii, 由此，针对引导至所述定向禪合器（18)的所述信号输入（19)的电气输入线缆（10)的第 一端口（12)、所述定向禪合器（18)的所述第一输出（20)和所述定向禪合器（18)的所述第二 输出（22)W及校准标准K，根据W下公式、基于散射矩阵S的散射参数Sii,K、S2i,K和S31,k/S21,k 来计算所述误差项eoo、e日i、ei日和eiiW及所述误差项i日日、ioi、ii日和ill,其中校准标准K在各情 况下W电气方式与所述校准平面（14)相连接，其中K等于0、S或M，并且K分别代表类型0开 路、类型S短路或类型Μ匹配的校准标准：其中，Γ 0是开路校准标准的已知反射因数，并且Γ S是短路校准标准的已知反射因数， 由此，根据W下公式，

通过利用所述VNA(26)所执行的针对W下波量的测量来确定所述散射参数Sii,K、S2i,K和 S3i,k/S2i,k:所述第一端口（12)处的所述第一RF信号的波量曰日、所述第一端口（12)处的所述 第二RF信号的波量bo、所述定向禪合器(18)的所述第一输出（20)处的所述第一RF信号的分 量的波量32和所述定向禪合器（18)的所述第二输出（22)处的所述第二RF信号的分量的波 量b2，其中在各情况下所述校准标准K W电气方式连接至所述校准平面(14)， 其中，根据W下公式来确定波量ai和bi，其中，针对特定频率点的所述波量Vl(f)和V2(f)分别表示为Vl和V2，rDUT是连接至所述 校准平面（14)的所述待测装置（16)即DUT的反射因数，并且Zi是所述定向禪合器（18)的第 一输出（20)和第二输出（22)处的阻抗。

2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述时变的第一信号值vi(t)(72)和所述时 变的第二信号值V2(t) (74)分别是电压或电流。

3. 根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一数学运算是根据下式的快速 傅立叶变换即FFT， {Vi(l · Af)}=FFT{vi化· At)} (16) {V2(l · Af)}=FFT{v2化· At)} (17) 其中 k = 0，l，...，N-l 并且ί懲龄t,…，文 •A 其中：N是数据点的数量；Af是频率增量，其中Δf = 2fmax/(N-l);Δt是时间增量，其中 Δ t = 0.5/fmax ; fmax表示校准数据可用的最大频率， 其中，所述第二数学运算是根据下式的逆快速傅立叶变换即IFFT，其中：Zo是所述校准平面中的阻抗。

4. 根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，使用示波器作为所述时域测量装置 (34)。

说明书

利用频域内的校准的时域测量方法

技术领域

[0001]本发明涉及用于在导电体上的校准平面中确定时域内的RF信号的电压u(t)和/或 电流i(t)的方法，其中：根据技术方案1的前序部分，导电体的一端具有第一端口并且相对 端具有校准平面;在该校准平面中，导电体被设计成如下:待测装置可以以电气方式与校准 平面中的导电体相连接;利用具有两个输出的至少一个定向耦合器来耦合出第一 RF信号和 第二RF信号，其中该第一RF信号从第一端口起沿校准平面的方向在导电体上行进，以及该 第二RF信号从校准平面起眼第一端口的方向在导电体上行进;在定向耦合器的第一输出处 测量第一 RF信号的分量的时变的第一信号值Vl(t)，并且在定向耦合器的第二输出处测量 第二RF信号的分量的时变的第二信号值v 2(t);对于具有如下误差矩阵E的定向耦合器的两 端口误差，

[0003] 在第一步骤(校准步骤）中，根据频率f确定误差项eleven)和en，然后在第二步 骤(测量步骤）中，通过第一数学运算将信号值^(0和7 2(〇变换成频域作为波量¥1(〇和¥2 (〇;利用误差项60()、创1、咖和611，根据波量¥ 1(〇和¥2(〇来计算校准平面14中的频域内的 绝对波量ajPb1;通过第二数学运算将所计算出的绝对波量 &1和1^转换成校准平面14中的 时域内的RF信号的电压u(t)和/或电流i(t)。

背景技术

[0004] 高频和微波技术的一个最重要测量任务涉及反射因数的测量、或者通常为(在多 端口装置的情况下）散射参数的测量。经由散射参数来表现可以以线性方式描述的待测装 置的网络行为。经常不仅对一个测量频率处的散射参数感兴趣，而且还对这些散射参数在 有限宽的测量频带内的频率依赖性感兴趣。将关联的测量方法描述为网络分析。根据讨论 中的测量任务中的相位信息的重要性，散射参数可以仅在值方面进行测量、或者还可以在 复杂项方面进行测量;在第一种情况下涉及标量网络分析，而在第二种情况下，涉及矢量网 络分析。依赖于方法、端口数量和测量频率范围，网络分析仪是测试信号源和根据零差或外 差原理来工作的接收器的有些复杂的系统。由于需要将测量信号馈送至待测装置并且经由 具有未知的次优属性的导体和其它组件馈送返回，因此除偶然误差以外，在网络分析中还 发生系统误差。可以通过校准测量来在特定限制内使这些系统误差最小化，其中这些校准 测量的目的是确定测量设备的尽可能多的未知参数。这里存在在所使用的误差模型的范 围、因而在复杂度和效率方面大大不同的极大量的方法和策略。(Uwe Siart; "Calibration 〇€如七界〇4八11&15^6『8''；2012年1月4日（版本1.51);111:七卩：//'\¥«^.81&1'1:.(16/1611『6/ nwa. pdf)

[0005] 然而，利用这种校准所测量到的散射参数仅完整地描述线性时不变的待测装置。 利用同样通过频率来定义的X参数(tm-Technisches Messen no · 7-8，Vol · 77，2010中的、 D·Root等人所著的 "X-parameters :The New Paradigm for Describing non-linear RF and Microwave Components"）来表示散射参数的向非线性待测装置的扩展。然而，还通过 在时域内在各待测装置的端口处测量电流和电压或者绝对波量来描述该待测装置。时域内 的测量固有地包括例如由于非线性以及待测装置或其信号的随时间经过的变化所引起的 所有附加频谱分量。这种时域测量也需要校准。由于上述校准方法仅允许相对值(散射参 数)的确定，因此在没有针对绝对值的测量进行修改的情况下，无法使用这些校准方法。

[0006] 根据W0 03/048791 A2已知有用于测试放大器电路的高频电路分析仪。具有两个 输入的微波过渡分析仪(MTA)经由信号路径和端口在时域内测量所连接的待测放大器电路 上的两个独立信号波形(例如，入射和反射波等）。随后利用校准数据对测量得到的波进行 处理，从而补偿测量系统对放大器电路的端口和MTA的输入端口之间的波所产生的影响。还 使用利用附加的校准标准在时域内测量信号的MTA，从而确定校准数据。利用FFT将时域内 的这些信号变换成频域，然后确定校准数据。由于仅在时域内测量周期信号，因此在测量之 前将这些信号变换成低频信号。

发明内容

[0007] 本发明是基于开发用于在时域内测量高频电流和电压或者绝对波量的改进方法 的问题。

[0008] 根据本发明，该问题通过具有技术方案1所述的特征的上述类型的方法来解决。在 其它技术方案中说明了本发明的有利实施例。

[0009] 根据本发明，在上述类型的方法中，为了确定所述误差项_、_、_和en，所述第 一端口、所述定向耦合器的所述信号输入与所述输入线缆、所述定向耦合器的所述第一输 出和所述定向耦合器的所述第二输出各自以电气方式与校准装置相连接，并且为了测量所 述时变的第一信号值 V1(t)和所述时变的第二信号值v2(t)，将所述信号输入、所述定向耦合 器的所述第一输出和所述定向耦合器的所述第二输出与所述校准装置隔离、并且以电气方 式与时域测量装置相连接，其中，使用矢量网络分析仪即VNA作为所述校准装置，其中所述 VNA具有第一VNA端口、第二VNA端口和第三VNA端口，其中，在以电气方式与所述第一输出相 连接的所述第二VNA端口处，测量经由所述定向耦合器的所述第一输出耦合出的所述第一 RF信号的分量的波量a2,并且在以电气方式与所述第二输出相连接的所述网络分析仪的所 述第三VNA端口处，测量经由所述定向耦合器的所述第二输出耦合出的所述第二RF信号的 分量的波量b 2,其中，针对具有如下误差矩阵I的、与所述VNA的第一端口相连接的所述输入 线缆的第一端口与所述校准平面之间的两端口误差，

[0011] 确定误差项it)。、ioi、i 10和ill，并且根据所述误差项it)。、ioi、i 10和ill确定所述误差 项eie^eK)和en，由此，针对引导至所述定向耦合器的所述信号输入的电气输入线缆的第 一端口、所述定向耦合器的所述第一输出和所述定向耦合器的所述第二输出以及校准标准 K，根据以下公式、根据散射矩阵S的散射参数Sii,k、S21,k和S31,k/S21,k来计算所述误差项eoo、 eoi、eio和en以及所述误差项、ioi、iίο和iη，其中所述第一端口、所述定向親合器的所述第 一输出和所述定向耦合器的所述第二输出以及校准标准K在各情况下以电气方式与所述校 准平面相连接，其中K等于0、S或M，并且0、S、M分别代表类型0(开路）、S(短路)或Μ(匹配）的 校准标准：

[0018]其中，rQ是开路校准标准的已知反射因数，并且rs是短路校准标准的已知反射因 数，由此，根据以下公式，

[0022]通过利用所述VNA 26所执行的针对以下波量的测量来确定所述散射参数Sn,K、 S21,K和S31,k/S21,k:所述第一端口 12处的所述第一RF信号的波量ao、所述第一端口 12处的所 述第二RF信号的波量bo、所述定向耦合器18的所述第一输出20处的所述第一 RF信号的分量 的波量a2和所述定向耦合器18的所述第二输出22处的所述第二RF信号的分量的波量b 2，其 中在各情况下所述校准标准K以电气方式连接至所述校准平面14,其中，根据以下公式来确 定波量ajPbi，

[0030] 其中，针对特定频率点的所述波量乂!^ #PV2(f)分别表示为VjPV2, Γ DUT是连接至 所述校准平面14的所述待测装置16即DUT的反射因数，并且Zi是所述耦合器18的第一输出 20和第二输出22处的阻抗。

[0031] 这具有以下优点：可利用时域内的电压和电流的校准测量，使得在输出信号中自 动维持所有频谱分量的定相。尽管如此，还可利用频域内的单频信号来执行校准。实现了动 态范围宽的特别高分辨率的测量方法，由此可以进行特别简单、快速且精确的校准。还可以 明确地单独确定所有误差项e〇Q、e()i、ei()和eii。

[0032] 通过以下来实现使用经济的电子组件的特别简单的测量结构:信号值V1(t)72和V2 (t)74分别是电压或电流。

[0033] 通过以下来实现可以在无需复杂计算的情况下执行的频域和时域之间的特别快 速且同时精确的变换:所述第一数学运算是根据下式的快速傅立叶变换即FFT，

[0034] {Vi(l · Af)}=FFT{vi(k · At)} (16)

[0035] {V2(l · Af)}=FFT{v2(k · At)} (17)

[0036] 其中k = 0，l，· · ·，N_1

[0038]其中：N是数据点的数量；Af是频率增量，其中Af = 2fmax/(N_1); At是时间增量， 其中表示校准数据可用的最大频率，其中，所述第二数学运算是根据下 式的逆快速傅立叶变换即IFFT，[0041 ]其中：Ζο是所述校准平面中的阻抗。

[0042] 通过以下来实现特别简单且功能可靠的测量结构:使用例如数字示波器的示波器 作为时域测量装置，其中该示波器可用于在时间和值范围方面对信号进行量化。

[0043] 因此，本发明建议利用以下事实的校准方法:纯校准是线性且时不变的，因而可以 在频域内进行。这样使得可以利用矢量网络分析仪的高动态属性。

附图说明

[0044] 以下将通过参考附图来更详细地说明本发明，其中：

[0045] 图1示出根据本发明方法的用于在频域内进行校准步骤的测量机构的示意表示；

[0046] 图2示出根据图1的测量机构所用的、导电体的第一端口和校准平面之间的具有误 差矩阵I的两端口误差的信号流图；

[0047] 图3示出根据图1的测量机构所用的、定向耦合器的输出和导电体的校准平面之间 的具有误差矩阵Ε的两端口误差的信号流图；

[0048] 图4示出根据本发明方法的用于在时域内进行测量步骤的测量机构的示意表示；

[0049] 图5示出在根据本发明的方法的校准步骤中以示例方式确定的、作为频率f的函数 的误差矩阵E的误差因数eoo、eoi、eio和en的图形表不；

[0050] 图6示出使用根据本发明的方法在校准平面中所确定的电压u(t)、以及针对从第 一端口馈入的采用脉冲形式的RF信号的电压uM(t)的直接测量值的图形表示；

[0051] 图7示出使用根据本发明的方法在校准平面中所确定的电压u(t)、以及针对从第 一端口馈入的谐波形式的RF信号的电压uM(t)的直接测量值的图形表示；

[0052] 图8示出使用根据本发明的方法在校准平面中所确定的电压u(t)、以及针对从第 一端口馈入的噪声形式的RF信号的电压uM(t)的直接测量值的图形表示；

[0053] 图9示出使用根据本发明的方法所确定的电压u(t)与根据图8(即，针对从第一端 口馈入的采用噪声形式的RF信号）的电压u M(t)的直接测量值之间的电压差AU的图形表 示；以及

[0054]图10示出使用根据图4的测量机构所测量到的电压V1(tWPv2(t)的图形表示。

具体实施方式

[0055] 图1以示意形式示出用于执行根据本发明的方法的配置。该配置的特征在于定向 耦合器18,其中该定向耦合器18的信号输入19经由输入线缆10与端口 12相连接。该定向耦 合器的另一端设置有校准平面14。校准平面14被设计成待测装置(DUT)16可以以电气方式 连接至校准平面14。该DUT 16例如是要测试的校准标准或电子电路或电子组件。利用具有 两个输出20、22的定向耦合器18耦合出第一 RF信号的分量和第二RF信号的分量，其中该第 一 RF信号从信号输入19起沿校准平面14的方向在定向耦合器18内行进，以及该第二RF信号 从校准平面14起沿信号输入19的方向在定向耦合器18内行进。适合作为定向耦合器18的包 括具有定向性、即使得能够在第一 RF信号的分量和第二RF信号的分量之间进行区分的任何 组件。利用信号生成器24将信号馈送至输入线缆10的第一端口 12。

[0056] 图1以示意形式示出如下测量机构，其中该测量机构用于利用矢量网络分析仪 (VNA)26对包括端口 12和信号输入19之间的输入线缆10、定向耦合器18和输出20、22的配置 进行校准，其中该VNA 26配备有第一VNA端口 28、第二VNA端口 30和第三VNA端口 32。由此引 入了以下波量。ao和bo表示输入线缆10的馈送用第一端口 12处的波，其中该第一端口 12以电 气方式与网络分析仪的相应第一端口相连接。ai和bi表不校准平面14中的波量。波量a2和b2 是在网络分析仪26的第二VNA端口 30和第三VNA端口 32处所测量到的、经由定向耦合器18耦 合出的值，其中第二VNA端口 30和第三VNA端口 32以电气方式与定向耦合器18的第一输出20 和第二输出22相连接。这里，假定这些端口 30、32理想地相匹配，即没有发生这些波的反射。 在校准期间，要确定ai、bi和值a2、b2之间的关系。例如使用U0SM方法(未知(Unknown)、开路 (Open)、短路（Short)、匹配(Match)，还已知为S0LR)，已在VNA 26的端口28、30、32处对VNA 26进行了校准。这样，特别地，可以直接测量波量之间的关系作为散射参数。

[0060]现在在期望的频率范围执行上述散射参数的测量，而作为DUT(Device Under Test，待测装置）的三个不同的校准标准(0SM:开路、短路、匹配)提供了校准平面内的已知 反射因数r DUT。[0061 ]定向耦合器18的属性被视为配置在待测装置(DUT) 16或校准平面14与理想的定向 耦合器18之间的两端口误差。图3示出针对该两端口误差的相应信号流图。图2示出针对图1 所示的输入线缆10的端口 12和校准平面14之间的配置的第二两端口误差的相应信号流图。 在校准期间，确定各个误差参数并将这些误差参数用于测量值的数学校正。根据图3的具有 误差矩阵E的两端口误差表示在实际待测装置和具有四个独立参数 eQQ、eQ1、eiQ和eil的测量 结果之间所连接的两端口网络，其中这四个独立参数 em、e(n、ei()和en是频率依赖的复参数。 因此必须针对各期望频率值确定两端口误差的这四个参数。这要求针对所谓的校准标准所 执行的至少三个独立测量。频繁使用的校准方法是所谓的0SL校准(开路、短路、负载）。例 如，在G Zimmer所著的 "High Frequency Technology:Linear Models" ； Springer-Verlag Berlin Heidelberg New York;2000; ISBN 3 540 66716 4中描述了根据校准测量计算复 参数eieoUK)和en。这三个参数已使得能够确定未知DUT的反射因数，但无法确定根据本 发明的绝对波量。为了将乘积 ei〇e(n分解成因数eiQ、e(n，因而如以下部分所述继续进行。

[0062]因此，可以将根据图1的测量机构划分成两个独立的两端口误差。图2示出具有误 差矩阵I的第一两端口误差的信号流图：

[0064]其中该误差矩阵I在一方面为电气信号线10的第一端口 12或网络分析仪26的第一 VNA端口 28与另一方面为DUT 16之间。图3示出具有如下误差矩阵E的第二两端口误差的信 号流图：

[0066]其中该误差矩阵E是由于一方面为VNA 26的第二端口30和第三端口32或者定向耦 合器18的第二输出20、22与另一方面为DUT 16之间的四端口两端口化简而产生的（如所示， 例如，在 HIEBEL, Michael :Basic Principles of Vectorial Network Analysis. 1st edition,Munich:Rohde&Schwarz GmbH&Co.KG,2006中）。校准的最终目的是确定误差矩阵E 的所有四个分量eQQ、e(n、ei()和en，因为只有这样才可以确定绝对波量以及电流和电压。利用 0SM校准标准(0SM=开路;短路;匹配)的测量使得可以针对各频率点单独确定( e;i)Q()、（e; i)n和(6;1)1〇、（6;1)()1。如果将标准开路、短路和匹配的反射因数表示为「〇、1^和1^、并且 假定 Γμ = 0(理想匹配），则（根据HIEBEL,Michael :Basic Principles of Vectorial Network Analysis. 1st edition,Munich:Rohde&Schwarz GmbH&Co.KG,2006)，使用（1)~ (3)，获得以下：

[0067] i〇〇 = Sn,M, (4)

[0073]其中，Sxy,z表示在标准Z为Z = 0(开路）、M(匹配)或S(短路）的情况下、针对散射参 数S的测量值，其中x=l、2或3并且y=l。关于这些项的知识足以根据所测量到的波量之间 的关系b2/a 2(参见(3))来确定DUT 16在校准平面内的反射因数rDUTibi/W。以下适用于该 目的。

[0075]然而，为了根据a2和b2确定绝对波量ai和bi，需要将乘积eio · eoi分解成因数。为此， 首先使iio· ioi分解。由此可以利用以下事实:误差矩阵I描述VNA 26的第一VNA端口28与校 准平面14(因而互逆的两端口）之间的关系、即以下。

[0077] 关于（11)中的正确符号的确定等同于根据两个可能性来正确地确定i1Q的相位。为 此，继续进行以下。为了进行关于正确符号的确定，频率点处的相位必须是充分精确已知 的。这例如可以通过估计VNA 26的第一VNA端口 28和校准平面14之间的机构的电气长度来 实现。

[0078] 还假定在两个相邻的频率点之间相位改变了小于90°。这意味着还可以针对所有 频率点确定i1Q的正确相位。可以根据图2和3的信号流图推导出针对 &1的以下关系。

[0081]由于这两个等式描述相同的波量，因此根据这些获得以下。

[0083]因而可以单独确定e1Q以及根据该e1Q使用（7)所推导出的e Q1。使 用（10)、（13)和同样可以根据图3的信号流图推导出的以下关系式，

[0085] 现在可以根据校准平面14中的测量得到的a#Pb2、绝对波量&1和13 1来确定矩阵E的 四个系数。

[0086] 图4示出用于在时域内测量先前定义的校准平面14中的电流i(t)和电压u(t)的机 构，其中：利用与图1和3相同的附图标记来标识具有相同功能的部分，由此参考以上针对图 1和图3的说明来解释这些部分。示波器34由此以电气方式与定向耦合器18的输出20和22相 连接，并且任何期望的信号源24b经由（可能修改了的)输入线缆10b与信号输入19相连接。

[0087] 由于作为时域内的测量的结果、在所有频谱分量之间固有地维持了相位信息，因 此该机构不限于单频或定期信号的测量。定向耦合器18的输出20、22与示波器34的标识为 V1 36或^ 38的两个输入通道相连接。假定与根据图1的校准相比、校准平面14与示波器23 的输入36、38或定向耦合器18的输出20、22之间的机构没有改变，由此已确定的校准系数保 持有效。另一方面，信号源24b及其向耦合器的输入线缆1 Ob的改变对校准没有影响。

[0088] 将所测量到的电压（在需要的情况下通过插值)表示为具有时间增量At = 0.5/ fmax的时间离散矢量{vi(k · △ t)}或{v2(k · △ t)}，其中fmax表示校准数据可用的最大频率， 并且k = 0.1，....，N-1表示所有N个数据点内的连续索引。借助于快速傅立叶变换将这些矢 量变换到频域，然后将这些频域称为Vi和v 2。

[0089] {Vi(l · Af)}=FFT{vi(k · At)} (16)

[0090] {V2(l · Af)}=FFT{v2(k · At)} (17)

[0091] 其中k = 0，l，· · ·，N_1

[0093]由于所测量到的电压是实数值，因此考虑f>0所用的频谱分量就足够了。结果为频 率增量△ f = 。通过插值使校准系数进入相同的频率网格。如果假定示波器34的 输入具有与其输入线缆相同的阻抗Zi、使得此时没有发生反射，则将针对各频率点的相应 波量确定为以下。

[0096]借助于（10)、（13)和（15)，根据这些波量来确定校准平面14中的绝对波量ajPh。 通过去嵌入、即如果获知校准平面14和另一平面14b之间的元件的散射参数，则还可以使与 确定绝对波量曰:和匕有关的平面从原始的校准平面14偏移至平面14b。（Michael Hiebel: Basic Principles of Vectorial Network Analysis.1st edition,Munich:Rohde& Schwarz 6111«1&(：〇.1«，2006)。使用逆??1'，据此可以获得校准平面14或通过去嵌入偏移后的 平面14b中的电压u(t)和电流i(t)的时间离散表示。

[0099] 以下参考测量来验证以上所述的根据本发明的校准和测量方法。使用包括两个 Krytar型号1821-lOdB的定向親合器的机构作为親合器。这些定向親合器的指定频率范围 为1~18GHz。因而可以通过以较低频率的测量来仿效频率依赖的耦合衰减高的耦合器。使 用Rohde&Schwarz ZVA8型网络分析仪来进行校准。针对频率范围300kHz~8GHz获得校准数 据。在图5中图形示出所获得的误差矩阵E的系数，其中在各情况下，横轴40表示以GHz为单 位的频率f，并且纵轴42表示以dB为单位的系数e xy。第一曲线图44示出作为频率f的函数的 系数eoo的值的曲线，第二曲线图46示出作为频率f的函数的系数e Q1的值的曲线，第三曲线 图48示出作为频率f的函数的系数e1Q的值的曲线，第四曲线图50示出作为频率f的函数的系 数eii的值的曲线。

[0100] 系数eoi和eoi是通过定向親合器的親合衰减基本确定的。该親合衰减例如在 250MHz处具有约19dB的值。还意识到以下：作为基本原理，不能利用该机构来测量DC分量， 并且极低频分量的确定所包含的不确定性程度高。由于该原因，将所测量到的信号中的这 些频率成分人为地设置为零。对于时域内的测量，所使用的Agilent 54855A型示波器(频率 范围高达6GHz)的另一输入通道以电气方式与校准平面14相连接，从而允许将校准平面中 的电压 VM(t)的直接测量值与利用根据本发明的方法所确定的电压v(t)进行比较。利用不 同的RF生成器或信号生成器24来在电气信号线10的第一端口 12处将不同的信号馈送至机 构。在各情况下，如上所述，使用根据本发明的方法并且与相关的直接测量值VM(t)相比较 来确定校准平面14中的电压v(t)和电流i(t)。

[0101] 在图6、7和8中，在各情况下将使用根据本发明的方法所确定的电压曲线v(t)与作 为基准的直接测量值vM(t)进行比较。特别关注的是基于时域测量从第一端口 12所馈入的 测试信号，其中这些测试信号不仅仅包括振幅恒定的单频振荡。具体地，所使用的测试信号 是脉冲化载波(f = 250MHz )、谐波含量高(基频100MHz)的信号和噪声信号。

[0102] 在图6~8中，在各情况下，横轴52表示以ns(纳秒)为单位的时间t，并且纵轴54表 示以伏特为单位的电压U。采用实线的第五曲线图56示出作为时间t的函数的校准平面14中 的电压的直接测量信号v M(t)，并且采用虚线的第六曲线图58示出作为时间t的函数的、使 用根据本发明的方法所确定的校准平面14中的电压的直接测量信号v(t)。在图6中，从第一 端口 12馈入脉冲化载波(f = 250MHz)作为测试信号；在图7中，从第一端口 12馈入谐波含量 高(基频100MHz)的信号作为测试信号;并且在图8中，从第一端口 12馈入噪声信号作为测试 信号。总的来说，测试结果示出在使用根据本发明的方法所确定的电压曲线v(t)和直接测 量到的电压曲线％(t)之间存在非常良好的对应关系。

[0103] 以下解释可识别的v(t)和w(t)之间的偏差。

[0104] 在图6中，在测量得到的曲线的时间区间结束处，在v(t)58和vM( t)56之间可识别 出偏差。这可以通过FFT的将输入信号视为周期性可连续的属性来解释。该属性导致在所记 录信号的开始和结束时可能产生误差，只要该信号不是周期性可连续的。例如，与后续的加 窗(windowing)相组合，可以通过较长的时间区间的测量来避免该错误。

[0105]图8的曲线在若干部分示出明显差异。在图9中以图形表示该差AU，其中：横轴60 表示以ns为单位的时间t，并且纵轴62表示测量到的信号vM(t)56和使用根据本发明的方法 所确定的信号v(t)58之间的以伏特为单位的电压差AU。第七曲线图64示出随时间经过的 电压差AU的曲线。

[0106]除上述的时间区间结束处的偏差以及造成基准通道的短暂超载的t = 16ns处的误 差以外，该差跟随周期约为l〇〇ns相当于f=10MHz的正弦曲线。将假定以该频率的测量由于 耦合衰减高而存在相对较大的测量误差。

[0107]在图10中，横轴66表示以ns为单位的时间t，纵轴68表示以伏特为单位的在定向親 合器18的第一输出20处所测量到的原始电压^的值，并且另一纵轴70表示以伏特为单位的 在该定向耦合器18的第二输出22处所测量到的原始电压^的值。第八曲线图72示出随时间 经过的原始电S V1(t)的曲线，并且第九曲线图74示出随时间经过的原始电压v2(t)的曲线。 [0108]在包含谐波的测试信号（图7)的情况下，在示波器34的输入36、38存在原始电压V1 (〇72和^(〇74。可以看出，定向耦合器18的频率和相位响应导致信号显著失真。现在，使 用所述的利用校准、测量和计算的特殊组合的根据本发明的方法，可以根据测量得到的信 号^(〇72和^(〇74来重建原始信号v(t)58。