公开一种用于多相转换器的高级相数控制的技术。一种用于生成控制信号以向多相电压调节器增加相的控制电路。该控制电路包括输入端，用于从该多相电压调节器的误差放大器接收误差校正电压；和至少一个输出端，用于提供PWM控制信号。响应于确定该误差校正电压已超过阈值电平，控制电路生成至少一个PWM控制信号以向该多相电压调节器增加相。
误差放大器，用于响应于所述输出电压和参考电压而生成误差校正电压；
PWM逻辑，用于响应于所述误差校正电压和至少一个斜坡电压而生成针对多相降压转换器的每一相的相信号；
驱动逻辑，用于响应于所述相信号而生成所述开关电路的控制信号；
多个相负载窗口，所述相负载窗口中的第一个相负载窗口限定负载电流的第一范围，所述负载电流的第一范围与第一相数相关联，所述相负载窗口中的第二个相负载窗口限定负载电流的第二范围，所述负载电流的第二范围与第二相数相关联，其中所述负载电流的第一范围在幅值上比所述负载电流的第二范围更高，且其中所述第一相数比所述第二相数大一相；以及控制电路，配置为响应于确定所述多相降压转换器的负载电流从所述负载电流的第一范围下降到所述负载电流的第二范围中的低于最高负载电流的滞后电流电平，减少所述PWM逻辑的输出的相。
2.如权利要求1所述的多相降压转换器，其特征在于，所述控制电路进一步包括：采样电路，用于在生成经采样的误差校正电压的先前时钟周期期间采样所述误差校正电压；
偏移生成器电路，用于向所述经采样的误差校正电压提供电压偏移以建立阈值电压；
比较器，用于将所述误差校正电压与所述阈值电压进行比较，其中所述比较器生成至少一个控制信号。
3.如权利要求2所述的多相降压转换器，其特征在于，所述采样电路包括开关。
4.如权利要求2所述的多相降压转换器，其特征在于，所述控制电路进一步包括：采样电路，用于采样所述误差校正电压；
多个偏移生成器电路，用于向所述经采样的误差校正电压提供多个电压偏移以建立多个阈值电压；
多个比较器，其中每一个都与所述多相降压转换器的一相相关联，所述多相降压转换器具有第一操作模式，其中当与比较器相关联的相不运行时，所述比较器将所述误差校正电压与所述多个阈值电压中的一个进行比较，并且所述多相降压转换器具有第二操作模式，其中当与所述比较器相关联的相运行时，所述比较器将所述误差校正电压和与所述相相关联的斜坡电压进行比较。
5.如权利要求4所述的多相降压转换器，其特征在于，所述控制电路进一步包括开关，所述开关用于在所述斜坡电压和所述多个阈值电压中的所述一个之间切换，所述开关响应于所述比较器确定所述误差校正电压小于所述多个阈值电压中的所述一个而从所述多个阈值电压中的所述一个切换到所述斜坡电压。
6.一种用于生成控制信号以从多相电压调节器减少相的电路，包括：输入端，用于从所述多相电压调节器的误差放大器接收误差校正信号；
多个相负载窗口，所述相负载窗口中的第一个相负载窗口限定负载电流的第一范围，所述负载电流的第一范围与第一相数相关联，所述相负载窗口中的第二个相负载窗口限定负载电流的第二范围，所述负载电流的第二范围与第二相数相关联，其中所述负载电流的第一范围在幅值上比所述负载电流的第二范围更高，且其中所述第一相数比所述第二相数大一相；以及控制电路，配置为响应于确定所述多相电压调节器的负载电流从所述负载电流的第一范围下降到所述负载电流的第二范围中的低于最高负载电流的滞后电流电平，从所述多相电压调节器减少相。
7.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括：采样电路，用于在生成经采样的误差校正电压的先前时钟周期期间采样所述误差校正电压；
偏移生成器电路，用于向所述误差校正电压提供电压偏移以建立阈值电压；以及比较器，用于将所述经采样的误差校正电压与所述阈值电压进行比较，其中所述比较器生成至少一个PWM控制信号。
8.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述采样电路包括开关。
9.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括：采样电路，用于采样所述误差校正电压；
多个偏移生成器电路，用于向所述误差校正电压提供多个电压偏移，以建立多个阈值电压；以及多个比较器，其每一个都与所述多相电压调节器的一相相关联，所述多相电压调节器具有第一操作模式，其中当与比较器相关联的相不运行时，所述比较器将经采样的误差校正电压与所述多个阈值电压中的一个进行比较，并且所述多相电压调节器具有第二操作模式，其中当与所述比较器相关联的相运行时，所述比较器将所述误差校正电压和与所述相相关联的斜坡电压进行比较。
10.如权利要求9所述的电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括开关，所述开关用于在所述斜坡电压和所述多个阈值电压中的所述一个之间切换，所述开关响应于所述比较器确定所述误差校正电压小于所述多个阈值电压中的所述一个而从所述多个阈值电压中的所述一个切换到所述斜坡电压。
11.一种用于从多相电压调节器减少相的方法，包括：
从所述多相电压调节器的误差放大器接收误差校正电压；
维持多个相负载窗口，所述相负载窗口中的第一个相负载窗口限定负载电流的第一范围，所述负载电流的第一范围与第一相数相关联，所述相负载窗口中的第二个相负载窗口限定负载电流的第二范围，所述负载电流的第二范围与第二相数相关联，其中所述负载电流的第一范围在幅值上比所述负载电流的第二范围更高，且其中所述第一相数比所述第二相数大一相；
响应于确定所述多相电压调节器的负载电流从所述负载电流的第一范围下降到所述负载电流的第二范围中的低于最高负载电流的滞后电流电平，从所述多相电压调节器减少相；以及提供至少一个PWM控制信号以控制所述多相电压调节器的操作。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述确定进一步包括：在生成经采样的误差校正电压的先前时钟周期期间采样所述误差校正电压；
向所述经采样的误差校正电压增加电压偏移以建立阈值电压电平；以及将所述误差校正电压与所述阈值电压电平进行比较。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述生成进一步包括：生成至少一个PWM控制信号。
14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述采样进一步包括：切换所述误差校正电压的值以存储其值。
15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述确定进一步包括：采样所述误差校正电压；
向经采样的误差校正电压增加多个电压偏移以建立多个阈值电压电平；
当与比较器相关联的相不运行时，在第一操作模式中将所述误差校正电压与针对多个比较器中的每一个比较器的所述多个阈值电压电平中的一个进行比较；以及当与比较器相关联的相运行时，在第二操作模式中将所述误差校正电压与针对所述多个比较器中的每一个比较器的斜坡电压进行比较。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，进一步包括：
确定所述误差校正电压是否小于所述多个阈值电压电平中的所述一个；以及响应于确定所述误差校正电压小于所述多个阈值电压电平中的所述一个而在所述斜坡电压与所述多个阈值电压电平中的所述一个之间切换。
用于多相转换器的高级相数控制
[0001] 本申请是申请日为2009年7月14日、申请号为200910173330.X、题为“用于多相转换器的高级相数控制”的发明专利申请的分案申请。
[0002] 相关申请的交叉引用
[0003] 本申请要求于2008年7月14日提交的美国临时专利申请S/N.61/080,380的权益，其名称为ADVANCED PHASE NUMBER CONTROL FOR IMPROVED EFFICIENCY AND FAST TRANSIENT RESPONSE IN MULTIPHASE CONVERTER APPLICATIONS(多相转换器应用中用于提高效率和快速瞬态响应的高级相数控制器)(代理人案卷号为INTS-29,041)，其说明书全文通过援引纳入于此。
附图说明
[0004] 为了便于更完整的理解，现在结合附图参考以下描述，附图中：
[0005] 图1为降压型调节器的示意框图；
[0006] 图2图解多相降压调节器转换器；
[0007] 图3图解其中可基于负载电流来控制相数的方式；
[0008] 图4图解其中可响应于来自电压误差放大器的COMP信号来控制相数的方式；
[0009] 图5为用于基于误差放大器的VCOMP电压来控制相数的第一控制电路的示意图；
[0010] 图6图解与图5的控制电路的操作相关联的波形；
[0011] 图7为描述图5的电路的操作的流程图；
[0012] 图8图解用于响应于误差放大器的VCOMP电压而生成控制信号的电路的第二实施例；
[0013] 图9图解响应于误差放大器的VCOMP电压而生成多个相的第二实施例的进一步电路；
[0014] 图10图解与图8和9的电路相关联的波形；
[0015] 图11为描述图8和9的电路的操作的流程图；
[0016] 图12图解相控制的替换方法；
[0017] 图13图解采用滞后控制的权利要求12的方法；以及
[0018] 图14图解相控制的进一步方法。
具体实施方式
[0019] 现在参考附图，其中本文中通篇使用相同的附图标记来表示相同的要素，图解和描述了用于多相转换器的高级相数控制器的各种视图和实施例，并且描述了其他可能的实施例。附图不一定按照比例绘制，并且在一些实例中附图某些地方仅出于说明目的被放大和/或简化。本领域普通技术人员将领会基于可能实施例的以下示例的多种可能应用和变形。
[0020] 图1图解标准单相降压型转换器102的示意框图。一对晶体管开关104和106串联在输入电压节点VIN和地之间。晶体管开关104的源极与晶体管开关106的漏极在相节点108处连接。上部晶体管开关104的漏极与输入电压节点VIN耦合，其栅极接收来自驱动逻辑110的控制信号。晶体管开关104的源极与晶体管开关106的漏极在相节点108处耦合。下部晶体管开关106的漏极与相节点108耦合，并且接收来自驱动逻辑110来的下部栅极控制信号。相节点108通过输出电感器112而耦合，输出电感器112连接在相节点108和输出电压节点VOUT114之间。电容器116连接在节点114和地之间。
[0021] 用于开关晶体管104和106的控制电路包括误差放大器118，PWM逻辑120和驱动逻辑110。在典型的配置中，误差放大器118采用某种类型的电压反馈感测电路122来感测输出电压VOUT。响应于感测到的输出电压和参考电压VREF，误差放大器118生成在其输出处提供给PWM逻辑120的补偿信号COMP。从输出节点114感测到的反馈电压被提供给误差放大器118的反相输入。PWM逻辑120包括PWM比较器121，其将施加于PWM比较器121的非反相输入的误差电压信号VCOMP与来自振荡器的施加于PWM比较器121的反相输入端的参考斜坡电压123进行比较。PWM比较器121的输出施加于驱动电路110。该过程在相节点108处提供振幅为VIN的脉宽调制波形。从相节点108提供的PWM波形通过包含电感器112和电容器116的输出滤波器进行平滑。
[0022] 基于PWM信号，驱动逻辑110将U栅极信号置于逻辑“高”以导通开关晶体管104，并将L栅极信号置于逻辑“低”以关断开关晶体管106，从而通过输出电感器L将输入电压VIN耦合成驱动VOUT的电压电平。驱动逻辑110将U栅极信号置于逻辑“低”，并将L栅极信号置于逻辑“高”以关断开关晶体管104和导通晶体管106。操作基于由PWM逻辑120提供的PWM信号的占空比以此方式翻转。
[0023] 现在参考图2，在如202所示的多相转换器电路中，多个电感器204连接在输入电压节点206和相节点208之间。电容器210和电阻器212并联在节点208和地之间。每个电感器204都有一对与之相关联的开关晶体管。上部栅极开关晶体管214和下部栅极开关晶体管
216以与针对上面关于图1所描述的信号相降压转换器所讨论的方式类似的方式操作。晶体管214和216响应于来自多相控制逻辑217的开关控制信号而操作。
[0024] 多相转换器202为其中基本降压转换器电路并联在输入和负载之间的电路拓扑结构。这些“相”中的每一个在开关周期内以相同的间隔打开。该电路通常与异步降压拓扑结构一起使用。这种转换器最主要的优点在于负载电流分布在多相转换器的末相之间。这种负载分布允许每个开关上的散热能在更大的区域上散开。由多相配置提供的另一重要优点在于输出波纹被除以相数N。负载随后经历为开关频率的N倍的波纹频率。多相拓扑结构提供的另外好处在于对负载电流的动态变化的系统响应得到改善。通过根据需要打开更多的相来应对负载电流的大量增加。
[0025] 在多相降压转换器中，通过所有相都运行在不同的负载电流电平或许不能使效率最大化。为了获得更好的效率，有必要基于当前的负载电流调整运行的相数。在轻负载情况下，减少运行的相数来产生较少的驱动器和开关损耗，从而提高效率。传统方案为通过感测输出电感器电流来监视负载电流，从而确定不同负载情况下的最优相数。这在具有慢速瞬态响应的应用中运行良好。尽管如此，在CPU电压调节器应用中，负载电流可能在100纳秒内从10安培跳到100安培。当只有一相运行在10安培负载时，如果没有快速增加回其他相从而以加速方式应对瞬态电流，那么瞬态响应将会变得非常糟糕。这样，仅基于感测到的电感器电流来控制多相转换器内的相数是不够的。需要能够快速减少或增加多相转换器中的相数，从而转换器能更适当地响应于调节器内的快速瞬态响应。这是由于以下事实：在快速瞬态事件中，负载电流可能会在短时段内跳得很高，同时电感器电流将会缓慢上倾，导致负载电流和电感器电流之间巨大的不同。这样的负载情况下将需要较少相数来应对初始的阶跃负载电流变化。当相数增加是仅仅基于感测到的电感器电流时，由于运行的相数更少，这就要求初始瞬态响应更加糟糕。
[0026] 现在参考图3，指示了其中可使用负载电流IL302来控制在多相转换器内提供的相数。可以看出，在负载电平I1，仅提供单相PWM1。同样的，在负载电平I2，提供PWM1和PWM2相。随着负载电平的增加，提供的相数也类似地增加，直到超过I5电流负载电平，6个PWM相都使用了。在这种方式下，可通过根据负载电流动态调节相数来在整个负载范围上达成最优效率。
[0027] 现在参考图4，图解了由于基于调节器的误差放大器的输出而不是基于负载电流IL来控制相数的方式。这使得系统能基于误差放大器输出的输出电压VOUT或者VCOMP电压来快速减少或增加调节器的相数。基于误差放大器输出处的电压阶跃变化幅值和回转率，可以相对快速的方式增加一个或多个相，以应对例如CPU VR应用中的瞬态响应。如果负载电流急速下降，则可在一步内减少一个或多个相，以便进一步提高效率。在VR控制器内，常减少相以在低功率状态下具有运行效率。在快速瞬态事件中，由于输出电容器的ESL和ESR，输出电压将快速下降，并且误差放大器输出COMP信号402将上升到高电平。
[0028] 所提议的相数控制方案将基于COMP信号402的偏差向系统中增加相数。将存在多个电平在逐个基础上增加相。这样，在时刻T0，当COMP信号开始增大到指定电平时，向总相数增加单个相。当COMP信号402从时刻T0到时刻T1继续增大时，在时刻T1时增加第二相。相似的，通过COMP信号402从时刻T1到时刻T4持续增大，在每个与增加下一相相关联的COMP电压电平处增加相，直到时刻T4时所有的相都在操作中增加完毕。
[0029] 现在参考图5，图解了电路的第一实施例，该电路用于生成给多相控制器217的控制信号，以响应于误差放大器电压VCOMP而在多相转换器中增加相或移除相。误差放大器输出电压VCOMP被提供给节点502。节点502和比较器506的非反相输入端之间连接偏移电压源504。采样开关508连接在节点502和节点510之间。节点510连接到比较器506的反相输入端。
采样开关508响应于采样时钟信号512被控制。电容器514连接在节点510和地之间。比较器
506的输出提供一控制信号，用于提供在多相控制器内增加相的指示。
[0030] 误差放大器电压VCOMP由开关508在每一个活跃相的每一个PWM信号的上升沿的峰值时采样。如果VCOMP电压高于节点502处接收到的电压VCOMP和从电压源504施加的△V偏移电压之和，则响应于比较器506的输出到达逻辑“高”电平，多相调节器会增加一相。开关508再次采样节点502处的误差放大器电压VCOMP以便为下一次触发调整阈值电压。如果误差放大器电压VCOMP持续增大并达到更新后的阈值，则响应于比较器506的输出再次到达逻辑“高”电平，会再增加一相。
[0031] 现在参考图6，图解了与图5的电路的操作相关联的各种波形。I负载信号602表示流过降压型调节器的电感器的负载电流。斜坡1信号604包括施加在PWM逻辑中以生成PWM控制信号的斜坡信号。经采样_VCOMP+△V信号606图解施加在比较器506上的非反相输入端上的电压。经采样_COMP信号608指示由采样开关508采样的电压VCOMP。COMP信号610包括施加在节点502上的VCOMP误差电压。控制采样开关508的采样时钟信号612包括在PWM信号的每个上升沿处的采样时钟脉冲。PWM1到PWM3图解各种PWM相信号614，其可响应于监视到的VCOMP信号610而被增加到多相调节器中。
[0032] 可以看出，在时刻T0时，由于较低的误差电压信号610，只使用单个相信号PWM1614。当PWM1脉冲在时刻T0升高时，这在T0时刻产生采样时钟612脉冲，该脉冲将经采样_comp信号608锁定于VCOMP信号610的电平。由于在时刻T0经采样_comp信号608低于经采样_comp+△V信号606，不需要增加另外的相。在时刻T1和T2得到相似的结果。当VCOMP信号610在T4时刻跳到高于经采样_comp+△V信号606时，在时刻T4时开始增加的相PWM2信号614。另外，在时刻T4，由于增加的COMP信号610，经采样_comp+△V信号更新到更高的电平，以准备监视是否需要增加下一相。在时刻T5，COMP电压信号610已持续增大并在时刻T5达到新的阈值，导致下一相PWM3信号614被打开，并且阈值信号606(经采样_comp+△V)被再次更新到新的电平。在时刻T7和T8分别响应于他们各自的下坡616和618生成PWM2和PWM3相信号614，所述下坡616和618是响应于与这些相有关联的PWM逻辑开动相而产生的。
[0033] 现在参考图7，图解了描述图5的电路的操作的流程图。一旦电路的操作开始，由采样开关508在步骤702采样误差电压VCOMP。在步骤704确定包括经采样VCOMP电压和电压偏移△V的阈值电压。在步骤706，将包括经偏移VCOMP的阈值信号与经采样VCOMP进行比较，这样查询步骤708可以确定经采样电压是否大于阈值偏移电压。如果否，控制返回到步骤702。如果查询步骤708确定经采样电压大于偏移阈值，则在步骤710向多相转换器增加一相，并且在步骤712更新阈值偏移VCOMP+△V，从而VCOMP电压可以在下一个迭代中与新的阈值电平相比较以确定是否需要附加相。
[0034] 现在参考图8和9，图解了用于响应于对误差放大器电压的监视而在多相调节器中增加相的控制电路的替换实施例。图8图解误差电压VCOMP被施加到节点802上。采样开关804响应于采样时钟信号806而对误差电压VCOMP进行采样。采样时钟信号806使得在每一相的每一个PWM脉冲信号的上升沿对误差电压VCOMP的峰值进行采样。采样开关804连接在节点802和808之间。电容器810连接在节点808和地之间。节点808和节点812a－812e之间连接的是一系列偏移电压814。
[0035] 每一个节点812都与一减少相的下坡比较器908的反相输入端相关联。下坡比较器908与之前关于图1所描述的比较器121相对应。连接下坡比较器908的非反相输入端以便接收误差电压VCOMP。下坡比较器908的反相输入端与开关906相连。开关在节点902处施加于下坡比较器908上的斜坡信号和节点812处从图8的电路提供的偏移阈值(VCOMP+△V)之间进行选择。图9的电路可包括多个迭代，每一个都与从图8的电路提供阈值偏移的输出812中的一个相关联。当与比较器908相关联的相运行时，开关906与节点902相连接，并且斜坡信号驱动与比较器908相关联的相。当该相不运行时，开关906将反相输入端与节点812连接，从而偏移阈值电压能够与VCOMP误差电压相比较。当比较器908确定VCOMP电压超过阈值偏移电压时，开关906连接到在节点902所提供的斜坡电压以启动相激活。当COMP电压超过偏移阈值时，为该相提供的第一脉冲响应于比较器908的输出到达逻辑“高”电平而产生，其余的相由斜坡电压控制。
[0036] 现在参考图10，图解了与图8和9的电路的操作相关联的波形。可以看出，负载电流1002保持在相对低的电平直到时刻T3其开始增大。COMP_SH2信号1004表示与多相调节器的一相关联的下坡比较器的输出。COMP_SH1信号1006与第二相的下坡比较器相关联。经采样COMP信号1008包括在采样开关804处被采样的电压。COMP误差电压信号1010表示在节点802处的VCOMP电压输入。采样时钟1012表示施加在开关804上的控制信号，其在相信号之一的PWM脉冲的每一个上升沿提供一个脉冲。仅在相信号1014之一内的PWM脉冲之一的上升沿处生成采样时钟信号1012。响应于采样时钟信号，采样COMP信号1010。
[0037] 当在时刻T0到T2被采样时，当VCOMP电压1010没有增大到超过COMP_SH1信号1006或者COMP_SH2信号1004时，经采样_comp信号1008保持在相同的电平。COMP_SH1信号1006被发送到相编号2下坡比较器908，而COMP_SH2信号1004被发送到相3下坡比较器908。在时刻T4，当COMP误差电压信号1010跳到超过COMP_SH1信号1006时，PWM2相信号1014立刻被打开。在时刻T5，当COMP信号1010上升超过COMP_SH2信号1004，PWM3相信号1014立刻被打开。在这些时刻之后，一旦下坡比较器908指示VCOMP电压已超过COMP_SHX阈值电压，则PWM2和PWM3相信号1014分别在时刻T7和T8由开关906连接的它们各自的下坡产生。
[0038] 现在参考图11，图解了描述图8和9的电路的操作的流程图。一旦过程开始，在步骤1102，通过采样开关906采样VCOMP电压。在步骤1104中，与每一相有关联的各种△V偏移被加入经采样信号中，并且这些阈值偏移电压从偏移电路提供给下坡比较器908的输入端。在步骤1106中，选择目前与运行的相无关的下一个下坡比较器。查询步骤1108确定与目前选择的下坡比较器908相关联的误差电压VCOMP是否大于施加在比较器上的偏移阈值电压。如果是，在步骤1110中，将与下坡比较器相关联的斜坡信号而不是阈值偏移信号连接到比较器上。这就导致在步骤1112中，相被开启并且加入到多相调节器中。如果查询步骤1108确定误差补偿电压不超过阈值偏移电压或者一旦已经增加了新的相，查询步骤1114确定是否存在另一个下坡比较器908。如果是，控制返回到步骤1106，并且相对于新的下坡比较器重复进行误差电压/阈值偏移电压判断。如果不存在其他的下坡比较器，控制返回到步骤1102，其中误差电压可再次被采样。
[0039] 在另外的实施例中，在降压型调节器电路通电时，相负载窗口(loading window)能够被编程到控制器IC中。这些窗口响应于由该电路发送的平均负载电流来确定应给予电压调节器的相数。这些窗口被有效的彼此堆叠在一起，并且这些转换定义用于增加另外一相或移除一相的阈值。这样，如图12所示，图解了五个不同的相窗口，其各自具有与之相关联的15安培窗口。这样，单相操作与0到15安培之间的电流相关联。2相操作与15－30安培的电流相关联。3相操作与30到45安培的电流相关联。4相操作与45到60安培的电流相关联，而5相操作与60到75安培的电流相关联。当超过阈值电平——或者15安培、或者30安培，或者
45安培，或者60安培，就会发生增加这些附加相或移除这些相。一旦超过某一阈值电平，就产生与该阈值电平相关联的相数。这样，当感测到的平均负载电流在一特定的电流窗口内时，在首次进入该窗口之后的预定时段后，顺序地增加或者移除与该电流窗口相关联的恰当相数。
[0040] 现在参考图13，图解了用于增加相的方法，其中除了在通电时将负载窗口编程到IC之外，还建立了滞后电平。该滞后电平设置了将调节器置于下一个更高或更低的负载窗口的电流电平。这样，滞后电平就被置于下降阈值(falling threshold)的顶上。例如，继续先前关于图12所述的15安培负载窗口，如果建立了15安培的滞后电平，那么目前在最低负载窗口0到15安培内的调节器不会进入到15到30安培的第二负载窗口，直到已超过20安培的电流电平。一旦感测到的负载电流已超过上升阈值，就会立刻增加其他的相。相似的，在从两相电平到一相电平时，负载电流可能下降到10安的电平，比15安培窗口电平低5安培。
[0041] 现在参考图14，在用于增加相的替换实施例中，在通电时，两种不同的电压电平被编程到控制器中。这些电压电平设定了两个APA断开(trip)电平。输出电压被持续监视，并且如果快速瞬态已导致输出快速变化并突破阈值，APA就会断开。一旦突破第一阈值，两相就立刻被加入电路中。当突破第二阈值时，所有剩余的非活跃相都立刻被加入。这些动作都没有任何与之相关联的延迟。这在图14中图解，其示出了瞬态值1402上升到刚刚超过2相电平。发生这种情况时，两个另外的相会立刻被加入。相似的，当瞬态值1404超过所有相电平时，每个非活跃相都被加入。
[0042] 采用上面描述的实现，可响应于误差补偿电压的变化而快速增加其中的相。所增加的相数基于COMP电压的幅值和回转率，目的仅在于满足瞬态响应。
[0043] 受益于本公开的本领域技术人员将领会，本公开提供了用于多相转换器的高级相数控制器。应当理解的是，这里的附图和详细说明都应被视为示例性的，而不是限制性的，并且也无意被限制于所公开的特定形式和示例。相反，包括了对本领域普通技术人员来说明显的任何进一步的修改、变化、重置、替代、替换、设计选择、以及实施方式，而不脱离所附权利要求所限定的其精神和范围。因此，其目的在于所附权利要求被理解为涵盖所有这些进一步的修改、变化、重置、替代、替换、设计选择和实施方式。
