本发明公开一种单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其步骤为：(1)生成导频序列；(2)生成载荷序列；(3)获得发送序列；(4)获得延迟相关序列；(5)获得时间粗同步位置集合；(6)纠正小数倍频率偏移；(7)获得时间细同步位置和整数倍频率偏移值。本发明通过一次延迟相关运算获取接收信号的初始时间同步位置，在初始时间同步位置的估计基础上，增加了时间细同步方法，使得本发明具有时间同步精确、系统资源消耗低的优点；利用整数倍频率偏移与时间细同步联合估计的方法，能够同时进行整数倍频率偏移的估计以及时间细同步，提高了整数倍频率偏移值及时间同步的准确性。
1.一种单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，包括以下步骤：(1)生成导频序列：
(1a)通信系统发送端信号处理器，产生两个长度相等的自相关序列A1、自相关序列A2和一个与自相关序列A1长度不等的自相关序列A3；
(1b)将自相关序列A1、自相关序列A2首尾相接组成序列B1，在序列B1的尾部复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到序列B1的前端，获得第一个导频帧；
(1c)在序列A3的尾部，复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到自相关序列A3的前端，获得第二个导频帧；
(1d)将第二个导频帧附加到第一个导频帧尾部，组成导频序列；
(2a)将到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n初始化为0；
(2b)由通信系统发送端信号处理器产生二进制序列，对所产生的二进制序列进行星座映射，生成调制信号序列；
(2c)在调制信号序列的尾部，复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到调制信号序列的前端，获得一帧数据帧，将到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n加1；
(2d)判断到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n是否大于通信系统设计要求的子帧数，如果是，执行步骤(2e)，否则，执行步骤(2b)；
将载荷序列附加到导频序列的尾部，获得发送序列，将该发送序列作为一个发送包发送到通信系统接收端；
(4a)将到当前数据点为止的所有数据点的点数m初始化为0；
(4b)从通信系统接收端接收到的数据中的任意位置起，选取与自相关序列A1长度相等的序列，将所选取的序列作为第一序列；
(4c)以第一序列后序列的第一个点为起点，选取与自相关序列A1长度相等的序列，将所选取的序列作为第二序列；
(4d)将第一序列中各点共轭后与第二序列对应的数据点相乘，将乘积作为共轭乘积向量；
(4e)对共轭乘积向量的所有数据点求和，将求和的结果作为延迟相关序列的一个点，将到当前数据点为止的所有数据点的点数m加1；
(4f)判断到当前数据点为止的所有数据点的点数m是否等于通信系统接收端接收到的数据，如果是，执行步骤(4g)，否则，执行步骤(4b)；
(4g)将获得的所有延迟相关数据点，组成延迟相关序列；
(5a)将到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k初始化为0；
(5b)从延迟相关序列中任意选取G长度的序列点求和，将求和结果作为时间同步序列的一个点，将到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k加1；
(5c)判断到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k是否等于到当前数据点为止的所有数据点的点数m，如果是，执行步骤(5d)，否则，执行步骤(5b)；
(5d)将获得的所有时间同步数据点，组成时间同步数据；
(5e)从时间同步数据中任意点的位置起，选取与一个发送包长度相等的序列，将所选取的序列中模值最大点的位置，作为初始时间同步位置点，将所选取的序列中初始时间同步位置点模值的平方根作为参考阈值，将参考阈值的一半作为阈值门限；
(5f)以初始时间同步位置点为中心，左右分别选取G长度的位置点，将获得的所有位置点组成时间粗同步位置集合S；
(6a)将时间粗同步位置集合S中心点的位置i初始化为1；
(6b)在时间粗同步位置集合S中选取一个时间粗同步位置点Si，在通信系统接收端接收到的数据中以时间粗同步位置点Si为发送包的起始位置，选取与一个发送包长度相等的序列，作为含频偏的接收序列；
(6c)在延迟相关序列中以时间粗同步位置点Si为起始位置，选取G长度的序列作为相差序列，在相差序列中寻找模值最大点，对最大点求相角操作，将其结果作为小数倍频率偏移估计值；
(6d)对含频率偏移的接收序列，按照小数倍频率偏移校正公式进行校正，获得小数倍频率偏移校正序列；
(7a)将当前的整数倍频率偏移值f初始化为通信系统中整数倍频率偏移的最小值Fmin；
(7b)通信系统接收端信号处理器，按照整数倍频率偏移校正公式，产生含整数倍频率偏移值f的纠正序列，将纠正序列中各点共轭后与自相关序列A3中对应的数据点相乘，将乘积作为补偿本地序列；
(7c)从小数倍频率偏移校正序列中选取与发送包中自相关序列A3起始位置相同、长度相同的序列，作为接收导频序列；
(7d)对补偿本地序列中的每一个点共轭后与接收导频序列对应的数据点相乘，将相乘后的所有数据点求和，获得相关数据点；
(7e)判断相关数据点的模值是否大于步骤(5e)的阈值门限，如果是，执行步骤(7g)，否则，执行步骤(7f)；
(7f)将当前的整数倍频率偏移值f加1，判断当前的整数倍频率偏移值f是否大于通信系统中整数倍频率偏移的最大值Fmax，如果是，将时间粗同步位置集合S中心点的位置i加1，再执行步骤(6b)，否则，执行步骤(7b)；
(7g)将时间粗同步位置集合S中的时间粗同步位置点Si作为时间细同步位置；
(7h)将当前的整数倍频率偏移值f作为整数倍频率偏移估计值。
2.根据权利要求1所述的单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其特征在于，步骤(1a)中所述的自相关序列A1、A2、A3分别按照下式生成序列中的点：其中，Ct表示自相关序列A1、A2或者A3中的第t个点，π表示圆周率，e表示自然常数，j表示虚数，N表示自相关序列A1、A2或者A3的长度，L表示与自相关序列长度N互素的大于1的任意整数。
3.根据权利要求1所述的单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其特征在于，步骤(1b)、步骤(1c)、步骤(2c)、步骤(5b)、步骤(5f)所述的G长度的取值为大于通信系统最大多径时延的最小整数。
4.根据权利要求1所述的单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其特征在于，步骤(2b)中所述的星座映射是指，对二进制序列进行分组后采用的调制成多进制相移键控信号MPSK方法或者多进制正交幅度调制信号MQAM方法中的一种方法。
5.根据权利要求1所述的单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其特征在于，步骤(2d)中所述子帧数的值为通信系统设计要求的无线帧时间长度除以子帧时间长度。
6.根据权利要求1所述的单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其特征在于，步骤(6d)中所述的小数倍频率偏移校正公式如下：其中，yv表示小数倍频率偏移校正序列的第v个点，xv表示含频率偏移的接收序列的第v个点，e表示自然常数，j表示虚数，π表示圆周率，ψ表示小数倍频率偏移估计值，N1表示自相关序列A1的长度。
7.根据权利要求1所述的单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法，其特征在于，步骤(7b)中所述的整数倍频率偏移校正公式如下：其中，Ms表示纠正序列中第s个点，e表示自然常数，j表示虚数，π表示圆周率，f表示整数倍频率偏移值，N2表示自相关序列A3的长度。
单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法
技术领域
[0001] 本发明属于通信技术领域，更进一步涉及单载波频域均衡系统通信技术领域中的一种单载波频域均衡系统时频二维联合同步方法。本发明可用于在高速运动信道环境下,实现单载波频域均衡系统的时频同步。
背景技术
[0002] 在单载波频域均衡系统中，为了保证通信的正常运行，通信系统接收端需要对接收的信号进行时间同步及频率同步，时间同步及频率同步性能直接关系到通信系统的整体性能。可以说，没有准确的同步估计，就不可能进行可靠的数据传输，它是信息可靠传输的前提。现有技术大都利用接收信号和训练序列之间的相关性来获得定时同步与小数倍频率偏移估计，然后通过时域上的接收信号与本地序列共轭相乘，将共轭相乘得到的结果变换到频域，在频域寻找峰值的方法来估计整数倍频率偏移，这种方法忽略了整数倍频率偏移和时间同步的相互影响及作用，在时域信号没有精确定位的情况下，这种方法不能得到正确的估计结果。当采用本专利技术时，在存在时间同步偏差的情况下仍然能够准确的估计出整数倍频率偏移，并且同时得到时间细同步位置，实现精确的时间同步与频率同步。
[0003] 华为技术有限公司申请的专利“一种正交频分复用时频同步的方法”(专利申请号200410042904.7，公开号CN100499622C)公开一种时频同步方法。该专利申请主要是利用与循环前缀长度相等的时间窗，对接收到的信号进行滑动相关，获取接收信号的同步峰值相位信息，根据同步峰值相位信息，完成小数倍频率偏移纠正，然后结合虚拟子载波的特性完成整数倍频率偏移估计。该专利申请公开的方法存在的不足是，对于长度较短的循环前缀进行滑动相关运算时，由于循环前缀长度较短，信号相关性较弱，当该专利申请的系统在较低信噪比以及恶劣信道环境下，仅依靠正交频分复用符号内的循环前缀进行时间同步，其时间同步精确度不足；并且该方法忽略了整数倍频率偏移和时间同步的相互影响，在该专利申请的系统中时间同步位置不精确的情况下，这种方法对整数倍频率偏移的精确估计值有影响。
[0004] 西安电子科技大学申请的专利“宽带无线通信系统中高精度时频同步方法”(专利申请号201310054286.7，公开号CN103152307A)公开一种时频同步方法。该专利申请主要是将接收到的序列进行共轭相乘，对乘积进行两种不同的相加，得到两种相关数据，相关数据进行滤波并相加，得到时间同步数据，从时间同步数据中找到时间同步位置，并在两种相关数据中根据时间同步位置估计小数倍频率偏移，完成小数倍频率偏移纠正。该专利申请公开的方法存在的不足是，对于序列长度较长的相关序列进行相关运算时，由于需要得到两种相关数据，并对其滤波及相加，故其运算量很大，实现困难，资源消耗较大；并且当该专利申请的系统中存在整数倍频率偏移时，该方法无法完成整数倍频率偏移的估计。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种解决单载波频域均衡系统时频同步的方法。本发明可以提高时间同步精度，并且能够准确的估计出频率偏移值，解决了单载波频域系统在较低信噪比及恶劣信道环境下时频同步较复杂的问题。
[0006] 本发明实现的基本思路是，通信系统发送端产生发送数据，发送到通信系统接收端，通信系统接收端首先利用与自相关序列相等的时间窗，对接收信号进行滑动相关，根据接收信号的滑动相关峰值位置，确定初始时间同步位置点，以初始时间同步位置点为基准，获取时间粗同步位置集合，根据时间粗同步位置集合以及接收信号的滑动相关数据获得小数倍载波频率偏移，完成小数倍频率偏移纠正，然后将含整数倍频率偏移的本地序列与经过小数倍频率偏移纠正后的接收序列做互相关运算，检测相关序列中第一个模值大于阈值门限的点，从而确定了时间细同步位置及整数倍频率偏移估计值。
[0007] 为实现上述目的，本发明实现的具体步骤如下：
[0008] (1)生成导频序列：
[0009] (1a)通信系统发送端信号处理器，产生两个长度相等的自相关序列A1、自相关序列A2和一个与自相关序列A1长度不等的自相关序列A3；
[0010] (1b)将自相关序列A1、自相关序列A2首尾相接组成序列B1，在序列B1的尾部复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到序列B1的前端，获得第一个导频帧；
[0011] (1c)在序列A3的尾部，复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到自相关序列A3的前端，获得第二个导频帧；
[0012] (1d)将第二个导频帧附加到第一个导频帧尾部，组成导频序列；
[0013] (2)生成载荷序列：
[0014] (2a)将到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n初始化为0；
[0015] (2b)由通信系统发送端信号处理器产生二进制序列，对所产生的二进制序列进行星座映射，生成调制信号序列；
[0016] (2c)在调制信号序列的尾部，复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到调制信号序列的前端，获得一帧数据帧，将到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n加1；
[0017] (2d)判断到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n是否大于通信系统设计要求的子帧数，如果是，执行步骤(2e)，否则，执行步骤(2b)；
[0018] (2e)将获得的所有数据帧首尾相连组成载荷序列；
[0019] (3)获得发送包：
[0020] 将载荷序列附加到导频序列的尾部，获得发送序列，将该发送序列作为一个发送包发送到通信系统接收端；
[0021] (4)获得延迟相关序列：
[0022] (4a)将到当前数据点为止的所有数据点的点数m初始化为0；
[0023] (4b)从通信系统接收端接收到的数据中的任意位置起，选取与自相关序列A1长度相等的序列，将所选取的序列作为第一序列；
[0024] (4c)以第一序列后序列的第一个点为起点，选取与自相关序列A1长度相等的序列，将所选取的序列作为第二序列；
[0025] (4d)将第一序列中各点共轭后与第二序列对应的数据点相乘，将乘积作为共轭乘积向量；
[0026] (4e)对共轭乘积向量的所有数据点求和，将求和的结果作为延迟相关序列的一个点，将到当前数据点为止的所有数据点的点数m加1；
[0027] (4f)判断到当前数据点为止的所有数据点的点数m是否等于通信系统接收端接收到的数据，如果是，执行步骤(4g)，否则，执行步骤(4b)；
[0028] (4g)将获得的所有延迟相关数据点，组成延迟相关序列；
[0029] (5)获得时间粗同步位置集合：
[0030] (5a)将到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k初始化为0；
[0031] (5b)从延迟相关序列中任意选取G长度的序列点求和，将求和结果作为时间同步序列的一个点，将到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k加1；
[0032] (5c)判断到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k是否等于到当前数据点为止的所有数据点的点数m，如果是，执行步骤(5d)，否则，执行步骤(5b)；
[0033] (5d)将获得的所有时间同步数据点，组成时间同步数据；
[0034] (5e)从时间同步数据中任意点的位置起，选取与一个发送包长度相等的序列，将所选取的序列中模值最大点的位置，作为初始时间同步位置点，将所选取的序列中初始时间同步位置点模值的平方根作为参考阈值，将参考阈值的一半作为阈值门限；
[0035] (5f)以初始时间同步位置点为中心，左右分别选取G长度的位置点，将获得的所有位置点组成时间粗同步位置集合S；
[0036] (6)纠正小数倍频率偏移：
[0037] (6a)将时间粗同步位置集合S中点的位置i初始化为1；
[0038] (6b)在时间粗同步位置集合S中选取一个时间粗同步位置点Si，在通信系统接收端接收到的数据中以时间粗同步位置点Si为发送包的起始位置，选取与一个发送包长度相等的序列，作为含频偏的接收序列；
[0039] (6c)在延迟相关序列中以时间粗同步位置点Si为起始位置，选取G长度的序列作为相差序列，在相差序列中寻找模值最大点，对最大点求相角操作，将其结果作为小数倍频率偏移估计值；
[0040] (6d)采用小数倍频率偏移校正方法，对含频率偏移的接收序列进行纠正，获得小数倍频率偏移校正序列；
[0041] (7)获得时间细同步位置和整数倍频率偏移估计值：
[0042] (7a)将当前的整数倍频率偏移值f初始化为通信系统中整数倍频率偏移的最小值Fmin；
[0043] (7b)通信系统接收端信号处理器，按照整数倍频率偏移校正公式，产生含整数倍频率偏移值f的纠正序列，将纠正序列中各点共轭后与自相关序列A3中对应的数据点相乘，将乘积作为补偿本地序列；
[0044] (7c)从小数倍频率偏移校正序列中选取与发送包中自相关序列A3起始位置相同、长度相同的序列，作为接收导频序列；
[0045] (7d)对补偿本地序列中的每一个点共轭后与接收导频序列对应的数据点相乘，将相乘后的所有数据点求和，获得相关数据点；
[0046] (7e)判断相关数据点的模值是否大于步骤(5e)的阈值门限，如果是，执行步骤(7g)，否则，执行步骤(7f)；
[0047] (7f)将当前的整数倍频率偏移值f加1，判断当前的整数倍频率偏移值f是否大于通信系统中整数倍频率偏移的最大值Fmax，如果是，将时间粗同步位置集合S中点的位置i加1，再执行步骤(6b)，否则，执行步骤(7b)；
[0048] (7g)将时间粗同步位置集合S中的时间粗同步位置点Si作为时间细同步位置；
[0049] (7h)将当前的整数倍频率偏移值f作为整数倍频率偏移估计值。
[0050] 本发明与现有技术相比具有以下优点：
[0051] 第一，本发明利用与自相关序列相等的时间窗，对接收信号进行延迟相关，获取接收信号的初始时间同步位置，在初始时间同步位置的估计基础上，增加了时间细同步方法，克服了现有技术中时间同步精确度不足的缺点，使得本发明具有时间同步精确的优点。
[0052] 第二，本发明利用整数倍频率偏移与时间细同步联合估计的方法，在进行整数倍频率偏移的估计时不需要精确的时间同步结果，克服了现有技术中整数倍频率偏移和时间同步相互影响的缺点，使得本发明提高了整数倍频率偏移值的准确性。
[0053] 第三，本发明通过一次延迟相关运算获得时间同步，克服了现有技术中必须进行大量相关运算，才能得到时间同步带来的资源消耗较大的不足，使得本发明具有了系统资源消耗低的优点。
附图说明
[0054] 图1为本发明流程图。
具体实施方式
[0055] 下面结合附图1，对本发明的实施方式做进一步的描述。
[0056] 步骤1，生成导频序列。
[0057] 通信系统发送端信号处理器，产生两个长度相等的自相关序列A1、自相关序列A2和一个与自相关序列A1长度不等的自相关序列A3，分别按照下式生成自相关序列A1、A2、A3中的点：
[0058]
[0059] 其中，Ct表示自相关序列A1、A2或者A3中的第t个点，π表示圆周率，e表示自然常数，j表示虚数，N表示自相关序列A1、A2或者A3的长度，L表示与自相关序列长度N互素的大于1的任意整数。
[0060] 将自相关序列A1、自相关序列A2首尾相接组成序列B1，在序列B1的尾部复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到序列B1的前端，获得第一个导频帧。G长度的取值为大于通信系统最大多径时延的最小整数，在序列B1前端附加循环前缀后可以对抗多径信道引起的时延扩展。
[0061] 在序列A3的尾部，复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到自相关序列A3的前端，获得第二个导频帧。在自相关序列A3前端附加循环前缀可以对抗多径信道时延扩展带来的影响。
[0062] 第四步，将第二个导频帧附加到第一个导频帧尾部，获得导频序列；
[0063] 步骤2，生成载荷序列。
[0064] 第一步，将到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n初始化为0。
[0065] 第二步，将通信系统发送端信号处理器所产生的一组二进制序列，作为原始序列。在实际系统中，二进制数据为需要传输的信源数据经过信源编码、信道编码之后的二进制序列。
[0066] 第三步，对原始序列进行星座映射，生成调制信号序列。星座映射是指，对二进制序列进行分组后采用的调制成多进制相移键控信号MPSK方法或者多进制正交幅度调制信号MQAM方法中的一种方法。
[0067] 第四步，在调制信号序列的尾部，复制G长度的数据，将该G长度的数据作为循环前缀附加到调制信号序列的前端，获得一帧数据帧，将到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n加1。
[0068] 第五步，判断到当前数据帧为止的所有数据帧的帧数n是否大于通信系统设计要求的子帧数，如果是，执行第六步，否则，执行第二步。通信系统设计的子帧数等于通信系统设计要求的无线帧时间长度除以子帧时间长度。
[0069] 第六步，将获得的所有数据帧首尾相连组成载荷序列。
[0070] 步骤3，获得发送序列。
[0071] 将载荷序列附加到导频序列的尾部，获得发送序列，将该发送序列作为一个发送包发送到通信系统接收端。
[0072] 步骤4，获得延迟相关序列。
[0073] 第一步，将到当前数据点为止的所有数据点的点数m初始化为0。
[0074] 第二步，从通信系统接收端接收到的数据中的任意位置起，选取与自相关序列A1长度相等的序列，将所选取的序列作为第一序列。
[0075] 第三步，以第一序列后序列的第一个点为起点，选取与自相关序列A1长度相等的序列，将所选取的序列作为第二序列。
[0076] 第四步，将第一序列中各点共轭后与第二序列对应的数据点相乘，将乘积作为共轭乘积向量。
[0077] 第五步，对共轭乘积向量的所有数据点求和，将求和的结果作为延迟相关序列的一个点，将到当前数据点为止的所有数据点的点数m加1。
[0078] 第六步，判断到当前数据点为止的所有数据点的点数m是否等于通信系统接收端接收到的数据，如果是，执行第七步，否则，执行第二步。
[0079] 第七步，将获得的所有延迟相关数据点，组成延迟相关序列。
[0080] 步骤5，获得时间粗同步位置集合。
[0081] 第一步，将到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k初始化为0。
[0082] 第二步，从延迟相关序列中任意选取G长度的序列点求和，将求和结果作为时间同步序列的一个点，将到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k加1。
[0083] 第三步，判断到当前时间同步数据点为止的所有时间同步数据点的点数k是否等于到当前数据点为止的所有数据点的点数m，如果是，执行第四步，否则，执行第二步；
[0084] 第四步，将获得的所有时间同步数据点，组成时间同步数据。
[0085] 第五步，从时间同步数据中任意点的位置起，选取与一个发送包长度相等的序列，将所选取的序列中模值最大点的位置，作为初始时间同步位置点，将所选取的序列中初始时间同步位置点模值的平方根作为参考阈值，将参考阈值的一半作为阈值门限。
[0086] 第六步，以初始时间同步位置点为中心，左右分别选取G长度的位置点，将获得的所有位置点组成时间粗同步位置集合S。时间粗同步位置集合S如下式表示：
[0087] S＝{Si,i＝1,2,…2h+1}
[0088] 其中，Si表示时间粗同步位置集合中第i个时间粗同步位置点，h表示循环前缀长度。
[0089] 步骤6，纠正小数倍频率偏移。
[0090] 第一步，将时间粗同步位置集合S中点的位置i初始化为1。
[0091] 第二步，在时间粗同步位置集合S中选取一个时间粗同步位置点Si，在通信系统接收端接收到的数据中以时间粗同步位置点Si为发送包的起始位置，选取与一个发送包长度相等的序列，作为含频偏的接收序列。
[0092] 第三步，在延迟相关数据中以时间粗同步位置点Si为起始位置，选取与循环前缀长度等长的序列作为相差序列，在相差序列中寻找模值最大点，对最大点进行求相角操作，将其结果作为小数倍频率偏移估计值。按照以下公式计算相角：
[0093]
[0094] 其中，θ表示拟求相角点的相角，arctan(·)表示反正切函数操作，a表示该点的实部，b表示该点的虚部。
[0095] 第四步，采用小数倍频率偏移校正方法，对含频偏的接收序列进行纠正，获得小数倍频率偏移校正序列。
[0096] 小数倍频率偏移校正方法按照下式计算：
[0097]
[0098] 其中，yv表示小数倍频率偏移校正数据的第v个点，xv表示含频率偏移的接收数据的第v个点，e表示自然常数，j表示虚数，π表示圆周率，ψ表示小数倍频率偏移估计值，N1表示自相关序列A1的长度。
[0099] 步骤7，获得时间细同步位置和整数倍频率偏移估计值。
[0100] 第一步，将当前的整数倍频率偏移值f初始化为通信系统中整数倍频率偏移的最小值Fmin。通信系统中整数倍频率偏移范围[Fmin,Fmax]，该范围由通信系统的抗多普勒能力决定。
[0101] 第二步，通信系统接收端信号处理器，按照整数倍频率偏移校正公式，产生含整数倍频率偏移值f的纠正序列，产生含整数倍频率偏移值f的纠正序列，将纠正序列中各点共轭后与自相关序列A3中对应的数据点相乘，将乘积作为补偿本地序列。
[0102] 整数倍频率偏移校正方法按照下式计算：
[0103]
[0104] 其中，Ms表示纠正序列中第s个点，e表示自然常数，j表示虚数，π表示圆周率，f表示当前的整数倍频率偏移值，N2表示自相关序列A3的长度。
[0105] 第三步，从小数倍频率偏移校正序列中选取与发送包中自相关序列A3起始位置相同、长度相同的序列，作为接收导频序列。
[0106] 第四步，对补偿本地序列中的每一个点共轭后与接收导频序列对应的数据点相乘，将相乘后的所有数据点求和，获得相关数据点。
[0107] 第五步，判断相关数据点的模值是否大于步骤5的阈值门限，如果是，执行第七步，否则，执行第六步。
[0108] 第六步，将当前的整数倍频率偏移值f加1，判断当前的整数倍频率偏移值f是否大于通信系统中整数倍频率偏移的最大值Fmax，如果是，将时间粗同步位置集合S中点的位置i加1，再执行步骤6的第二步，否则，执行该步骤中的第二步。
[0109] 第七步，将时间粗同步位置集合S中的时间粗同步位置点Si作为时间细同步位置。
[0110] 第八步，将当前的整数倍频率偏移值f作为整数倍频率偏移估计值。
