一种与温度无关的非线性斜坡补偿电路

摘要

本发明公开了一种与温度无关的非线性斜坡补偿电路，其组成包括线性电压产生电路、非线性电压产生电路、基准电流源以及基准电压源。线性电压产生电路在基准电流源的配合下，将功率管的开关控制信号转化为线性斜坡信号，输出至非线性电压产生电路。非线性电压产生电路在基准电压源的配合下，将线性斜坡信号转化为与温度无关的非线性斜坡补偿电压。本发明可以使斜坡的斜率随占空比的增加而增加，降低固定斜率斜坡补偿引起的低占空比时的过补偿的问题，提高补偿精度，且输出的补偿电压与温度无关，实现较好的温度稳定性，电路实现简单，工作稳定可靠。

权利要求

1.一种与温度无关的非线性斜坡补偿电路，其特征在于，包括线性电压产生电路、非线性电压产生电路、基准电流源以及基准电压源；所述线性电压产生电路在基准电流源的配合下，将功率管的开关控制信号转化为线性斜坡信号，输出至非线性电压产生电路；所述非线性电压产生电路在基准电压源的配合下，将所述线性斜坡信号转化为与温度无关的非线性斜坡补偿电压；

所述线性电压产生电路包括反相器、第一NMOS管以及电容；所述反相器的输入端连接功率管的开关控制信号，输出端连接所述第一NMOS管的栅极；所述第一NMOS管的源极接地，漏极与所述电容的一端以及基准电流源相连，并构成输出端；所述电容的另一端接地；

所述非线性电压产生电路包括第一运算放大器和第二运算放大器；

第一运算放大器的同相输入端连接所述线性电压产生电路的输出端，第一运算放大器的输出端连接第二NMOS管的栅极，第二NMOS管的源极连接第一电阻并与第一运算放大器的反相输入端相连，第二NMOS管的漏极连接第一PMOS管的漏极，第一PMOS管的栅极与漏极相连；

第二运算放大器的同相输入端连接所述基准电压源，第二运算放大器的输出端连接第三NMOS管的栅极，第三NMOS管的源极连接第二电阻并与第二运算放大器的反相输入端相连，第三NMOS管的漏极连接第四PMOS管的漏极，第四PMOS管的栅极与漏极相连；

第二PMOS管、第三PMOS管、第七PMOS管与第一PMOS管构成电流镜；第五PMOS管、第六PMOS管与第四PMOS管构成电流镜；第七PMOS管、第八PMOS管、第九PMOS管构成电流减法器，第九PMOS管的漏极连接第三电阻，并构成输出端；

第四NMOS管与第五NMOS管构成电流镜，第四NMOS管与第二PMOS管的漏极相连，第五NMOS管的漏极与第一NPN晶体管的发射极相连；第六NMOS管与第七NMOS管构成电流镜，第七NMOS管与第六PMOS管的漏极相连，第六NMOS管的漏极与第三NPN晶体管的发射极相连；第三PMOS管的漏极与第二NPN晶体管的集电极相连；第八PMOS管的漏极与第四NPN晶体管的集电极相连；第五PMOS管的漏极与PNP晶体管的发射极相连；第一NPN晶体管和第三NPN晶体管的基极相连，第二NPN晶体管的基极与第一NPN晶体管的发射极相连，第四NPN晶体管的基极与第三NPN晶体管的发射极相连，PNP晶体管的基极与第二NPN晶体管的集电极相连。

2.根据权利要求1所述与温度无关的非线性斜坡补偿电路，其特征在于，所述第二PMOS管与第三PMOS管的宽长比相等，且为第一PMOS管的一半；所述第七PMOS管的宽长比为第二PMOS管的k倍。

3.根据权利要求1所述与温度无关的非线性斜坡补偿电路，其特征在于，所述第五PMOS管、第六PMOS管与第四PMOS管的宽长比相等。

4.根据权利要求1所述与温度无关的非线性斜坡补偿电路，其特征在于，所述第四NMOS管与第五NMOS管的宽长比相等。

5.根据权利要求1所述与温度无关的非线性斜坡补偿电路，其特征在于，所述第六NMOS管与第七NMOS管的宽长比相等。

说明书

一种与温度无关的非线性斜坡补偿电路

技术领域

[0001] 本发明涉及峰值电流模式控制芯片的斜坡补偿技术，尤其是一种非线性斜坡补偿电路。

背景技术

[0002] 开关电源被广泛应用于便携式电子设备中，其控制方式可分为两种：电压模式和电流模式。电流模式又可以分为峰值电流模式(PCM，Peak Current Mode)和平均电流模式(ACM，Average Current Mode)。峰值电流模式和平均电流模式又都可以分别工作在电感电流连续模式(CCM，Current Continuous Mode)和电感电流断续模式(DCM，Discontinuous Current Mode)下。

[0003] 峰值电流模式是应用最广泛的一种控制模式，其主要优点有：一、可实现逐周期的电流控制功能，具有快速的动态响应能力；二、整个反馈环路可以简化成一个一阶电路，因此可以简化补偿电路；三、具有大的带宽，输出电感较小。但是，在电感电流连续模式下，在占空比大于50％时，峰值电流模式存在固有的环路不稳定问题，会产生次谐波震荡问题。为解决这一问题，需要对电流环路进行斜坡补偿，通常的做法是在电流采样信号上叠加一个斜坡信号或是在误差放大器的输出电压上减去一个斜坡信号。传统的斜坡补偿采用固定斜率补偿或分段线性补偿。采用固定斜率补偿方法时，通常为保证在最大占空比下仍有足够的补偿量，会采用过补偿的方式，从而保证系统的稳定性。但是过补偿会降低系统的带载能力，同时降低系统响应速度，影响系统的瞬态特性。分段线性补偿方法相比较固定斜率补偿有所改进，但与理想补偿曲线仍有较大差距，且分段线性补偿需要产生多个不同斜率的信号，电路实现复杂。此外，采用补偿方式还需要考虑与温度的相关性。若补偿电压与温度相关，则会在高温或低温下产生过补偿或欠补偿问题。如补偿电压为正温度系数，在高温时会加剧过补偿问题，而低温时又有可能补偿不足从而使系统不稳定；如补偿电压为负温度系数，则可能在高温条件下补偿不足或是低温条件下加剧过补偿。

发明内容

[0004] 本发明的目的在于克服上述不足之处，提供一种与温度无关的非线性斜坡补偿电路，使斜坡的斜率随占空比的增加而增加，降低固定斜率斜坡补偿引起的低占空比时的过补偿的问题，提高补偿精度，且输出的补偿电压与温度无关，实现较好的温度稳定性。

[0005] 本发明的技术方案如下：

[0006] 一种与温度无关的非线性斜坡补偿电路，包括线性电压产生电路、非线性电压产生电路、基准电流源以及基准电压源；所述线性电压产生电路在基准电流源的配合下，将功率管的开关控制信号转化为线性斜坡信号，输出至非线性电压产生电路；所述非线性电压产生电路在基准电压源的配合下，将所述线性斜坡信号转化为与温度无关的非线性斜坡补偿电压。

[0007] 其进一步的技术方案为：所述线性电压产生电路包括反相器、第一NMOS管以及电容；所述反相器的输入端连接功率管的开关控制信号，输出端连接所述第一NMOS管的栅极；所述第一NMOS管的源极接地，漏极与所述电容的一端以及基准电流源相连，并构成输出端；所述电容的另一端接地。

[0008] 其进一步的技术方案为：所述非线性电压产生电路包括第一运算放大器和第二运算放大器；第一运算放大器的同相输入端连接所述线性电压产生电路的输出端，第一运算放大器的输出端连接第二NMOS管的栅极，第二NMOS管的源极连接第一电阻并与第一运算放大器的反相输入端相连，第二NMOS管的漏极连接第一PMOS管的漏极，第一PMOS管的栅极与漏极相连；第二运算放大器的同相输入端连接所述基准电压源，第二运算放大器的输出端连接第三NMOS管的栅极，第三NMOS管的源极连接第二电阻并与第二运算放大器的反相输入端相连，第三NMOS管的漏极连接第四PMOS管的漏极，第四PMOS管的栅极与漏极相连；第二PMOS管、第三PMOS管、第七PMOS管与第一PMOS管构成电流镜；第五PMOS管、第六PMOS管与第四PMOS管构成电流镜；第七PMOS管、第八PMOS管、第九PMOS管构成电流减法器，第九PMOS管的漏极连接第三电阻，并构成输出端；第四NMOS管与第五NMOS管构成电流镜，第四NMOS管与第二PMOS管的漏极相连，第五NMOS管的漏极与第一NPN晶体管的发射极相连；第六NMOS管与第七NMOS管构成电流镜，第七NMOS管与第六PMOS管的漏极相连，第六NMOS管的漏极与第三NPN晶体管的发射极相连；第三PMOS管的漏极与第二NPN晶体管的集电极相连；第八PMOS管的漏极与第四NPN晶体管的集电极相连；第五PMOS管的漏极与PNP晶体管的发射极相连；第一NPN晶体管和第三NPN晶体管的基极相连，第二NPN晶体管的基极与第一NPN晶体管的发射极相连，第四NPN晶体管的基极与第三NPN晶体管的发射极相连，PNP晶体管的基极与第二NPN晶体管的集电极相连。

[0009] 以及，其进一步的技术方案为：所述第二PMOS管与第三PMOS管的宽长比相等，且为第一PMOS管的一半；所述第七PMOS管的宽长比为第二PMOS管的k倍。所述第五PMOS管、第六PMOS管与第四PMOS管的宽长比相等。所述第四NMOS管与第五NMOS管的宽长比相等。所述第六NMOS管与第七NMOS管的宽长比相等。

[0010] 本发明的有益技术效果是：

[0011] 本发明可以有效缓解过补偿的问题，提高DC-DC系统的带载能力与瞬态响应速度，且本发明电路产生的补偿斜率与温度无关，具有良好的温度稳定性，电路实现简单，工作稳定可靠。

[0012] 本发明的优点将在下面具体实施方式部分的描述中给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

[0013] 图1是本发明的逻辑框图。

[0014] 图2是本发明的线性电压产生电路的一种实施例图。

[0015] 图3是本发明的非线性电压产生电路的一种实施例图。

[0016] 图4是本发明与现有补偿方法的补偿斜率比较图。

[0017] 图5是本发明与现有补偿方法的补偿电压比较图。

具体实施方式

[0018] 下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。

[0019] 图1示出了本发明的逻辑框图。如图1所示，本发明包括：线性电压产生电路、非线性电压产生电路、基准电压源IB以及基准电流源VR。线性电压产生电路、非线性电压产生电路顺序连接。线性电压产生电路在基准电流源IB配合下，将功率管开关控制信号DH转化成线性斜坡信号VC，并将该线性斜坡信号VC输出给非线性电压产生电路。非线性产生电路在基准电压源VR配合下，产生非线性电压Vramp用于斜坡补偿。所产生的非线性电压Vramp具有二次函数的特性，使斜坡补偿的斜率能够随占空比的变大比线性上升，使实际补偿斜率更加贴近所要需要的补偿斜率，有效缓解过补偿问题。并且该非线性电压Vramp具有与温度无关的特性。

[0020] 图2示出了线性电压产生电路的一种具体实施例。如图2所示，在此具体实施例中，线性电压产生电路主要由反相器INV1、NMOS管MN1、电容C1构成。反相器INV1的输入端信号为功率管的开关控制信号DH，反相器INV1的输出端与NMOS管MN1的栅极相连。NMOS管MN1的源极接地，漏极与电容C1的一端以及基准电流源IB相连，构成输出点VC。电容C1的另一端接地。

[0021] 在每一周期内，在功率管关断期间，即：nT+DT≤nT+t≤(n+1)T时间内(上式中，T表示一个周期的时间，n表示第n个周期，D表示占空比)，功率管的开关控制信号DH为低电平，反相器INV1的输出为高电平，NMOS管MN1导通，Vc＝0；在功率管导通期间，即：nT≤nT+t≤nT+DT时间内，功率管的开关控制信号DH为高电平，通过基准电流源IB对电容C1充电，产生从0开始线性上升的斜坡电压，该电压为：

[0022]

[0023] 将该电压输出至非线性电压产生电路。可知：在开关频率为Ts，占空比为D的条件下，每个周期内，VC的最高电压为：

[0024]

[0025] 由式(2)可见，对与固定频率的开关信号，Ts为常数，VC的最高电压与占空比成正比。

[0026] 图3示出了非线性电压产生电路的一种具体实施例。如图3所示，在此具体实施例中，非线性电压产生电路主要由运算放大器A1和A2、PMOS管MP1～MP9、NMOS管MN2～MN7、NPN晶体管QN1～QN4、PNP晶体管QP1、相同类型的电阻R1～R3构成。

[0027] 运算放大器A1、A2均连接成单位负反馈的形式，其输出端分别接电阻R1、R2用于定义电流。

[0028] 定义PMOS管MP1流过的电流为2I2，PMOS管MP4流过的电流为I1，假设运算放大器A1、A2具有足够高的增益与足够小的失调电压，则电流I1和I2为：

[0029]

[0030] PMOS管MP2、MP3、MP7与MP1构成电流镜。PMOS管MP2与MP3的宽长比相等，且为PMOS管MP1的一半；PMOS管MP7的宽长比为PMOS管MP2的k倍。则PMOS管MP2、MP3、MP7的漏极电流分别为I2、I2、k I2。

[0031] PMOS管MP5、MP6与MP4构成电流镜，其宽长比相等。则PMOS管MP5、MP6的漏极电流均为I1。

[0032] PMOS管MP5用于提供NPN晶体管QN1、QN3的基极电流。PNP晶体管QP1用于提供PMOS管MP5多余的电流释放通路。

[0033] PMOS管MP7、MP8、MP9构成电流减法器。PMOS管MP9的漏极接电阻R3，产生斜坡补偿电压Vramp。该电流减法器的作用是产生一次项的补偿电压，由于占空比D低于0.5时不需要斜坡补偿，该一次项的补偿电压可以调节开始进行斜坡补偿的位置，在低占空比下不进行斜坡补偿，极大的减小了地占空比下的补偿误差。

[0034] 定义NPN晶体管QN4上的集电极电流为I3，PMOS管MP9的漏极电流为Io，则Io的表达式为：

[0035]

[0036] 以下分析I3>k I2的情况。

[0037] NMOS管MN4、MN5构成电流镜。NMOS管MN4、MN5的宽长比相等，则NMOS管MN4、MN5的漏极电流均为I2。

[0038] NMOS管MN6、MN7构成电流镜。NMOS管MN6、MN7的宽长比相等，则NMOS管MN6、MN7的漏极电流均为I1。

[0039] 假设所有的NPN晶体管与PNP晶体管的电流增益β足够大，其基极电流与集电极电流相比均可以忽略，下面推导输出电压Vramp的表达式。

[0040] 由电路连接关系可知，NPN晶体管QN1、QN3的基极电压可以表示为：

[0041] VB1＝VB3＝VBE1+VBE2＝VBE3+VBE4 (5)

[0042] 根据三极管基极-发射极电压与集电极电流关系公式：

[0043]

[0044] 将式(6)带入式(5)，则可以得到：

[0045]

[0046] 则电流I1、I2、I3的关系为：

[0047]

[0048] 将I1、I2电流表达式(3)、I3表达式(8)代入输出电流Io表达式(4)，可得：

[0049]

[0050] 将VC的表达式(2)代入式(9)，得到输出电流最终表达式为：

[0051]

[0052] 则输出电压Vramp为：

[0053]

[0054] 若电路设计中，如果内部时钟采用基准电流IB为电容C2充电计时的结构，则Ts的表达式为：

[0055]

[0056] 将式(11)代入式(10)，得到：

[0057]

[0058] 所产生的斜坡电压在功率开关关断的瞬间斜率为：

[0059]

[0060] 可以看出：当电阻R1、R2、R3取相同类型的电阻时，该电压斜率与电阻R的温度系数无关，仅仅与基准电压VR的温度系数有关，而基准电压VR可以通过电路设计为零温度系数，则输出斜坡电压以及斜坡斜率都是与温度无关的。

[0061] 下面根据图4、图5说明本发明的补偿效果。图4为不同补偿方法补偿斜率比较图，图5为不同补偿方法补偿电压比较图。

[0062] 根据DC-DC的系统原理，为保持系统稳定，所需的补偿斜坡的斜率与占空比D的关系为：

[0063]

[0064] 其中：

[0065]

[0066] 为DC-DC输出端外接的电感电流的下降斜率。

[0067] 如图4、图5所示，其中图4为补偿斜率随占空比变化曲线，图5为补偿电压随占空比变化曲线。传统斜坡补偿的斜率为固定值，实际补偿斜率与理想斜率之间差值很大，容易造成过补偿，从而降低系统响应速度。分段线性斜率补偿相对于固定斜率补偿，过补偿有所相抵，但仍与理想曲线有一定差距，且分段线性补偿需产生多个斜率的补偿电压，电路实现较为复杂。本发明的电路产生的斜坡斜率随占空比D线性变化，通过合理调节R1、R2、R3、C1、C2以及k的值，可以使实际补偿斜率非常贴近理想斜率，补偿误差大大减小，并且加入的电流减法器可以调节斜坡补偿开始的位置，从而在低占空比下不进行斜坡补偿。本发明的非线性斜坡补偿电路可以有效缓解过补偿的问题，提高DC-DC系统的带载能力与瞬态响应速度，且本发明电路产生的补偿斜率与温度无关，具有良好的温度稳定性，电路实现简单，工作稳定可靠。

[0068] 以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的基本构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。